JPS6295968A - スイツチング制御型電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 イ）産業上の利用分野 本発明はテレビジョン受像機等の電源として使用される
自動式のスイッチング制御型電源回路に関する。

（ロ）　従来の技術 スイッチング制御型電源回路は種々の方式に分類され、
その一つとして例えば実開昭５９−１５５８８４号公報
に示される如きブロッキング発振による自励式のものが
挙げられる。第３図はその一例を示しており、この電源
回路は端子ｍ（２ｊ間に供給される非安定直流電圧に対
してコンバータトランス（３）の入力巻線（Ｎ１）とス
イッチングトランジスタ（Ｑｌ）と電流検出用抵抗（Ｒ
２）がこの順１：直列接続され、且つ、一端がコンデン
サ（ＣＩ）とダイオード（Ｄｌ）と抵抗（Ｒ３）からな
る正帰還電流制限回路を介して接地された前記トランス
（３）の帰還巻線（Ｎ５）の他端がスイッチングトラン
ジスタ（Ｑｌ）のベースに接続され。

これによってブロッキング発振回路が構成されている。

また、上記帰還巻線（Ｎ３）と連続して設けられた検出
巻線（Ｎ４）［二はコンデンサ（０２）とその充電用ダ
イオード（Ｄ２）が直列に接続され、この両者の接続中
点（Ａｌと接地点との間に電流制限抵抗（Ｒ４）を介し
て制御トランジスタ（Ｑｌ）が接続されており、且つ、
このトランジスタ（Ｑｌ）のベースと前記Ａ点との間に
はツェナーダイオード（Ｄ４）が接続されている。そし
て前記トランス（３）の出力巻線（Ｎ２）からダイオー
ド（Ｄ３）とコンデンサ（Ｏ５）によって直流出力電圧
（ｖＯ）が取り出されるようになっている。

すなわち、この第３図の電源回路では、プロプキング発
振動作によりスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）がター
ンオンすると、を流工１が流れる。

従って、このオン期間では、前述のＡ点の電位７人は、
上記電流ＩｉＣより抵抗（Ｒ２）に発生する電圧ＶＲと
、スイッチングトランジスタ（Ｑ＋〕のベース・エミッ
タ間立上り電圧ｖ！！！＋と。

スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）の以前のオフ期間に
検出巻線（Ｎ４）の電圧Ｃ：よって図示の極性に充電さ
れたコンデンサ（Ｃ２）の電圧Ｖｔの和になる。そして
、この電位Ｖムが上記電流工１の増加につれて上昇し、
ツェナーダイオード（Ｄ４）のツェナー電圧ＶＺと制御
トランジスタ（Ｑｌ）のＶＢＭ２の和を越えると、制御
トランジスタ（Ｑｌ）がターンオンする。すると、上記
コンデンサ（０２）の電圧ｙｔを電源として図示の経路
でスイッチングトランジスタ（Ｑ　１　）　（−逆バイ
アス電７．ｙＢｔが流れ、それによってこのスイッチン
グトランジスタ（Ｑｌ）がターンオフして該トランジス
タのオン期間が終了することＣ：なる。ここで、前述の
直流出力電圧（ｖＯ）が設定値よりも上昇したときは、
出力巻線（Ｎ２）と検出巻線（Ｎ４）が密結合されてい
るので、コンデンサ（Ｃｔ２）の電圧ｙｔも増大する。

このため、制御トランジスタ（Ｑｌ）のターンオンタイ
ミングが早くなってスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）
のオン期間が短縮され、上記出力電圧（ｖＯ）の上昇が
抑圧されて安定化される訳である。上記出力電圧（ｖＯ
）が逆に低下し九場合も同様である。

ここで、スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）のエミッタ
と制御トランジスタ（Ｑｌ）のベースとの間に接続され
九ダイオード（Ｄ６）と抵抗（Ｒ６）は、電源スィッチ
（ＳＷ）の投入直後の過渡期間や出力ライン（Ｌｏ）（
Ｌｏ）間（二接続された負荷の短絡時にスイッチングト
ランジスタ（Ｑｌ）に流れる電流工１が過大にならない
ように制限するためのものである。即ち、上記電流ｒｉ
ｃよって抵抗（Ｒ２）に発生する電圧ＶＲが、制御トラ
ンジスタ（Ｑｌ）の’￥１１１２と上ｇ己ダイオード（
Ｄ６）の立上り電圧ＶＤの和を越えたときＣ：。

上記制御トランジスタ（Ｑｌ）がターンオンして前述の
逆バイアス電流工ｔを供給して、スイッチングトランジ
スタ（Ｑｌ）をターンオフさせるのである。

なお、スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）が一定のオフ
期間経過した後のターンオンは、出力巻線（Ｎ２月：流
れる電流工ｆが略零になったときに、入力巻線（Ｎ１）
のインダグタンスと分布容量による共振動作によって行
なわれるが、この動作は通′Ｍのブロッキング発振動作
と同じである。

また、抵抗（Ｒ１）は電源スィッチ（ＳＷ）の投入時！
−スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）にベース電流を供
給する起動用のものである。

（ハ）発明が解決しようとする問題点 さて、第３図の回路では、前述した過電流保護のために
抵抗（Ｒ２）を設けているので、制御トランジスタ（Ｑ
ｌ）がオンした状態ではｙｚ−ｔ−ｙＢ　ｌ　２＝＝Ｖ
’Ｃ−）−ＶＢ　ｍ　１　＋ＶＲであり　ＶＢＫ２＝ｖ
Ｂ１ｉ１と考えてよいから、結局、　’ｔ７’ｔ＋ｖＲ
＝ｙｚとなる。即ち、コンデンサ（０２）に発生する電
圧ｙｔと抵抗（Ｒ２）に発生する電圧ＶＲの和が一定゛
亀圧ＶＺｉ二なるように、上記制御トランジスタ（Ｑｌ
）のターｙオン動作によってスイッチングトランジスタ
（Ｑｌ）のオン期間長が制御される訳であるが、ここで
上記電圧ＶＲを発生せしめる電流工１は入力電圧や負荷
の変動等によって変化する。このため、直流出力電圧（
ｖＯ）に比例する前記電圧ｙｔを正確（二検出できず、
従って、上記出力電圧（ｖＯ）の安定度が悪いと言う問
題があった。

そこで１本発明はスイッチングトランジスタのターンオ
フ制御用の制御トランジスタを備えるブロッキング発振
方式のスイッチング制御型電源回路に於いて、コンバー
タトランスの検出用の巻線から得る電圧を正確（＝検出
することによって、直流出力′電圧を高精度で安定化で
きるよう（ニすることを目的とする。

に））問題点を解決するための手段 本発明は前述の如き制御トランジスタを備えるブロッキ
ング発振方式のスイッチング制御型電源回路に於いて、
前記制御トランジスタのベース・エミッタ間にバイアス
用コンデンサを接続すると共に、コンバータトランスの
検出巻線から得る直流電圧が基準電圧用の定電圧ダイオ
ードを介してエミッタ・ベース間に印加される検出トラ
ンジスタを設け、この検出トランジスタのコレクタを制
御トランジスタのベース（＝接続し、前記バイアス用コ
ンデンサが所定レベルまで充電されたときに制御トラン
ジスタがターンオンするようにした。

律１作　用 上記構成に依れば、コンバータトランスの検出巻線から
得る直流電圧の変動が検出トランジスタ（二よって正確
に検出され、その検出された電圧に応じて制御トランジ
スタをスイッチングトランジスタのオン期間内のタイミ
ングで確実にターンオンさせることができる。

（へ）実施例 以下、第１図に示す本発明の一実施例について説明する
。この実施例に於いて、第３図の従来回路と同一図番を
付した部分は同一であり、斯る点ではなく本実施例では
次の点を特徴としている。

即ち、それは制御トランジスタ（Ｃ２）のベース・エミ
ッタ間にバイアス用のコンデンサ（Ｃ６）を接続すると
共に、コンデンサ（Ｃ２）の両端（Ａｌ（Ｂ１間（二分
圧抵抗（Ｒ７）（Ｒ８）を接続し、その接続中点（Ｃ１
と上記Ａ点との間に基準電圧用のツェナーダイオード（
Ｄ７）と検出トランジスタ（Ｃ５）のエミッタ・ベース
間を直列に接続し、この検出トランジスタ（Ｃ３）のコ
レクタを制御トランジスタ（Ｃ２）のベース（＝接続し
た点である。

また、この実施例では、スイッチングトランジスタ（Ｑ
ｌ）のオフ期間に帰還巻線（Ｎ５）Ｃ発生する電圧でコ
ンデンサ（０５）が充電されるようこのコンデンサ（Ｃ
３）とその充電用ダイオード（Ｄ５）を図示の如く接続
し、その接続中点（ＯＩＣ電流制限抵抗（Ｒ４）を介し
て制御トランジスタ（Ｃ２）のコレクタを接続すること
によシ、上記コンデンサ（（３５１ターンオフ専用とし
てコンデンサ（Ｃ２）と個別に設けている。

斯る実施例に於いて、スイッチングトランジスタ（Ｑｌ
）のオン期間では、電流Ｘｉ（第２図参照）が流れて抵
抗（Ｒ２）の電圧’ＶＲ（第２図）が増大し制御トラン
ジスタ（Ｃ２）のエミッタ電位が上昇して行く。このと
きコンデンサ（Ｃ４）は殆んど放電しており、このコン
デンサの両端間電圧ＶＣは極めて小さい。従って、制御
トランジスタ（Ｃ２）はそのベース・エミッタ間が逆バ
イアスされてオフとなっている。

次にこのスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）の。

オン期間では、帰還巻線（Ｎ３）の電圧ｙｂは第２図図
示の極性Ｃ：なっているので、この電圧ｙｂとコンデン
サ（Ｃ２〕の電圧ｙｔの和の電圧を電源として図示の経
路でコンデンサ（０４）への充電電流ＩＣが流れる。な
ぜなら、定常状態では。

点囚（０１間の電圧がツェナーダイオード（Ｄ７）のツ
ェナー電圧ｙｚと検出トランジスタ（Ｃ３）のベース・
エミッタ間電圧ＶＢ！ｌｉｓの和より少許大きくなるよ
うに設定されていて、この両者（１）７）　（Ｃ２）が
導通するからである。このようにして上記電流ＩＣによ
って制御トランジスタ（Ｃ２）のベース電位（第２図の
ＶＣ）が上昇して行き。

成る時点で上記ベース電位がエミッタ電位よりもＶＢ１
１２だけ高くなると、制御トランジスタ（Ｃ２）がター
ンオンして、コンデンサ（Ｏｌｔ−電源とする逆バイア
ス電流工ｔが図示の経路を通って流れ、これによって先
の従来例の場合と同様Ｃニスイツチングトランジスタ（
Ｑｌ）がターンオフする。

ここで、出力電圧（■０）が上昇したときは。

コンデンｆｃ０２）の電圧Ｖｔが上昇するので。

検出トランジスタ（Ｃ５）の順方向バイアスが深くなっ
て、そのコレクタ電流即ちコンデンサ（Ｃ６）への充電
流ＩＣが増大するので、制御トランジスタ（Ｃ２）はベ
ース電位ｖＯの立上りが速くなり、そのターンオン即ち
スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）のターンオフが早ま
シ、上記出力電圧（ｖＯ）の上昇が抑圧され安定化され
る訳である。

なお、第２図（二はスイッチングトランジスタ（Ｑ＋）
のベース電流工）及び出力巻線（Ｎ２）の電流Ｉｆも示
されている。また、ＶＲは電流検出用抵抗（Ｒ２）ｆ二
生じる電圧である。

ここで、検出トランジスタ（Ｃ５）がオンしている状態
では、　ｖＺ　＋ＶＢ　Ｉ　ＳＷＶ　Ｅ　・Ｒ６／（Ｒ
６＋Ｒ７）であるから、コンデンサ（Ｃ２）の直流電圧
ｙｔがこの式を満足するよう制御トランジスタ（Ｃ２）
の前述したターンオン動作によって、スイッチングトラ
ンジスタ（Ｑｌ）のオン期間長が制御される。従って、
入力電圧や負荷の変動によって変化する電流工１の影響
を受けず。

出力電圧（ＶＯ）に比例する上記電圧ｖｔにのみ応答し
た定電圧制御動作が達成される訳である。

ところで、制御トランジスタ（Ｃ２）のベース・エミッ
タ間（飄抵抗（Ｒ２）の電圧ＶＲを含まない電圧の変動
を検出トランジスタ（Ｃ２）で検出して得た検出出力を
供給するだけなら、第１図のコンデンサ（Ｃ６）は不要
であるが、このコンデンサ（Ｃ６）は前述の如く制御ト
ランジスタ（Ｃ２）をスイッチングトランジスタ（Ｑｌ
）のオン期間円の後半のタイミングでターンオンさせる
ため（−必要である。なぜなら、このコンデンサ（Ｃ６
）が接続されていない場合は、制御トランジスタ（Ｃ２
）のベース・エミッタ間に印加される電圧がスイッチン
グトランジスタ（Ｑｌ）のオン期間中一定になるから、
定電圧制御を行なわせるには上記制御トランジスタ（Ｃ
２）がスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）のオン期間中
に亘って能動状態で動作させる必要がある。即ち、この
場合は制御トランジスタ（Ｃ２）を、帰還巻線（Ｎ５）
からスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）のベースに供給
される正帰還電流の分流用として使用し。

その分流量を検出トランジスタ（Ｃ５）のコレゲタ出力
に応じて可変せしめてスイッチングトランジスタ（Ｑｌ
）のオン期間長を制御する構成になる。しかし、この構
成では、スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）にそのオン
期間Ｃ：充分な順方向ベース電流（正帰還電流）を供給
できず、且つ、ターンオフ時に逆バイアス電流を供給し
て急速にカットオフさせることができないので、スイッ
チング損失が大きいと言う欠点があるからである。

なお、上記実施例では、ターンオフ用コンデン＋（０５
）を電圧変化検出用のコンデンサ（０２）と別個に設け
たが、その前者（０５）を第３図の従来例の如く後者（
Ｃ２）で兼用することも可能である。

（ト）発明の効果 本発明のスイッチング制御型電源回路に依れば、入力電
圧や負荷の変動によって変化する入力巻線の電流の影響
を受けずにコンバータトランスの検出用巻線から得る直
流電圧の変動のみを検出できる。しかも、検出トランジ
スタのｖＢＭの温度変化をそのエミッタ側の定電圧ダイ
オードの温度特性嘔；よって補償し得るので、上記検出
をより正確に行なうことができる。従って、スイッチン
グトランジスタを上記直流電圧（＝応じて正確に制御で
きるので、直流出力電圧の安定度が高く、シかもスイッ
チング損失が少ないと言う利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はその
要部の電圧電流波形を示す波形図、第３図は従来のスイ
ッチング制御型を源回路の一例を示す回路図である。 （Ｑｌ）；スイッチングトランジスタ、（Ｃ２）二制御
トランジスタ、ＣＱ３）：ｈｌ出トランジスタ、（０５
）：ターンオフ用コンデンサ、（Ｃ６）：バイアス用コ
ンデンサ、（Ｎ５）：帰還巻線、（Ｎ４）：検出巻線。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）エミッタに電流検出用抵抗が直列接続されたスイ
   ッチングトランジスタとコンバータトランスの入力巻線
   及び帰還巻線とをブロッキング発振回路を構成するよう
   接続し、且つ、上記帰還巻線の前記ベース側の一端と共
   通接続された検出巻線を設け、この検出巻線又は上記帰
   還巻線に接続され前記スイッチングトランジスタのオフ
   期間に充電されるターンオフ用のコンデンサの一端と前
   記スイッチングトランジスタのエミッタとの間に制御ト
   ランジスタのコレクタ・エミッタ間を接続し、その制御
   トランジスタのベース・エミッタ間にバイアス用コンデ
   ンサを接続すると共に、前記検出巻線から得る直流電圧
   が基準電圧用の定電圧ダイオードを介してエミッタ・ベ
   ース間に印加される検出トランジスタを設け、この検出
   トランジスタのコレクタを制御トランジスタのベースに
   接続し、前記バイアス用コンデンサが所定レベルまで充
   電されたときに制御トランジスタがターンオンして前記
   ターンオフ用コンデンサの電圧がスイッチングトランジ
   スタに逆バイアスとして印加されるようにしてなるスイ
   ッチング制御型電源回路。