JPS6319103B2 - - Google Patents
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- JPS6319103B2 JPS6319103B2 JP56085410A JP8541081A JPS6319103B2 JP S6319103 B2 JPS6319103 B2 JP S6319103B2 JP 56085410 A JP56085410 A JP 56085410A JP 8541081 A JP8541081 A JP 8541081A JP S6319103 B2 JPS6319103 B2 JP S6319103B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- burst
- gate
- output
- waveform
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/02—Details
- H04J3/10—Arrangements for reducing cross-talk between channels
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
- H04L25/4923—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using ternary codes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はデジタルバースト通信方式に関する。
バースト状のデジタル信号を用いて時分割通信
を行う場合、一般に第１図のようなバースト信号
送信回路が用いられる。
を行う場合、一般に第１図のようなバースト信号
送信回路が用いられる。
すなわち、まず送信すべきデジタル信号１００
０をパルス増幅器１で所定のレベルまで増幅し、
それを変調器３′に導き、発振器４から供給され
る搬送波を変調する。この出力を送信増幅器５で
所定のレベルまで増幅し、送信ゲート６におい
て、自局に割当てられた時間巾分をゲートするゲ
ート信号２０００によつてゲートし、送信スペク
トル制限用帯域フイルタ８を通して送出する。
０をパルス増幅器１で所定のレベルまで増幅し、
それを変調器３′に導き、発振器４から供給され
る搬送波を変調する。この出力を送信増幅器５で
所定のレベルまで増幅し、送信ゲート６におい
て、自局に割当てられた時間巾分をゲートするゲ
ート信号２０００によつてゲートし、送信スペク
トル制限用帯域フイルタ８を通して送出する。
または、フイルタ８のかわりにベースバンド低
域フイルタ２を挿入し直線変調器３に接続する。
なお、このゲート信号２０００は、一般に前記デ
ジタル信号１０００の中の送るべき部分と同一の
長さを有し、送信ゲート６において、変調・増幅
された送信信号５０００の中の送るべき時間部分
と時間位置を合せるために遅延回路７を介して必
要な遅延が与えられゲート信号７０００として前
記送信ゲート６に供給される。
域フイルタ２を挿入し直線変調器３に接続する。
なお、このゲート信号２０００は、一般に前記デ
ジタル信号１０００の中の送るべき部分と同一の
長さを有し、送信ゲート６において、変調・増幅
された送信信号５０００の中の送るべき時間部分
と時間位置を合せるために遅延回路７を介して必
要な遅延が与えられゲート信号７０００として前
記送信ゲート６に供給される。
さて、こうして得られる送信バースト信号６０
００は、一般にバーストの立ち上り部分および立
下り部分に、前記ゲート信号７０００により急峻
に切断された搬送波の不連続部分を有する。もし
この不連続部分がない場合には、前記低減フイル
タ２によつて定まる第２図Ａの如き振巾スペクト
ルを有するものがこの不連続部分のために同図Ｂ
の如きスペクトルの拡がりを生ずる。これは隣接
する周波数の回線に対してその瞬間にインパルス
妨害を発生する。一般に隣接する回線同士は非同
期で運用されているために、このインパルス妨害
は被干渉回線のランダムな時間位置に発生し、そ
の回線のこの時点にビツトエラーを起す高い要因
を与えることになる。
００は、一般にバーストの立ち上り部分および立
下り部分に、前記ゲート信号７０００により急峻
に切断された搬送波の不連続部分を有する。もし
この不連続部分がない場合には、前記低減フイル
タ２によつて定まる第２図Ａの如き振巾スペクト
ルを有するものがこの不連続部分のために同図Ｂ
の如きスペクトルの拡がりを生ずる。これは隣接
する周波数の回線に対してその瞬間にインパルス
妨害を発生する。一般に隣接する回線同士は非同
期で運用されているために、このインパルス妨害
は被干渉回線のランダムな時間位置に発生し、そ
の回線のこの時点にビツトエラーを起す高い要因
を与えることになる。
また従来の方法ではゲートによるスペクトル拡
散を妨止するために送信フイルタ８を挿入してい
る。このようにするとバーストの最初と最後のシ
ンボルパルスの波形応答が乱れ、バースト信号を
従続に接続する場合に接続点で干渉を生じ情報の
伝送に使用できないシンボルタイムが生ずる。
散を妨止するために送信フイルタ８を挿入してい
る。このようにするとバーストの最初と最後のシ
ンボルパルスの波形応答が乱れ、バースト信号を
従続に接続する場合に接続点で干渉を生じ情報の
伝送に使用できないシンボルタイムが生ずる。
パルス増幅器１またはベースバンド低域フイル
タ２の出力を基底信号用送信増幅器で増幅し、基
底信号用送信ゲートでゲート信号７０００により
ゲートし、基底信号用送信フイルタを通し、また
は、直接送出するようにした基底帯域送信の場合
においても、送信ゲートにより送信入力の波形に
不連続が生じて基底帯域信号周波数帯域より高い
周波数帯域を用いる他の回線やケーブル内の他の
芯線を通る基底帯域回線にインパルス妨害を与え
たり、あるいは、送信フイルタにより送信出力の
最初と最後のシンボルパルスの波形応答が乱れた
りすることは、上記の搬送波帯域送信の場合にお
けると同様である。
タ２の出力を基底信号用送信増幅器で増幅し、基
底信号用送信ゲートでゲート信号７０００により
ゲートし、基底信号用送信フイルタを通し、また
は、直接送出するようにした基底帯域送信の場合
においても、送信ゲートにより送信入力の波形に
不連続が生じて基底帯域信号周波数帯域より高い
周波数帯域を用いる他の回線やケーブル内の他の
芯線を通る基底帯域回線にインパルス妨害を与え
たり、あるいは、送信フイルタにより送信出力の
最初と最後のシンボルパルスの波形応答が乱れた
りすることは、上記の搬送波帯域送信の場合にお
けると同様である。
本発明の目的は従来のこれらの欠点を除去した
デジタルバースト信号通信方式を提供するにあ
る。
デジタルバースト信号通信方式を提供するにあ
る。
本発明のデジタルバースト信号通信方式は、送
信すべきバースト状の基底帯域デジタル信号を入
力しこの基底帯域デジタル信号の波形またはこの
基底帯域デジタル信号で変調したバースト状の搬
送波帯域信号の包絡線波形の立ち上り特性および
立ち下り特性を制御して出力するバースト波形作
成手段と、このバースト波形作成手段が出力した
基底帯域デジタル信号の波形または搬送波帯域信
号の包絡線波形の立ち上り前縁の０または０に近
い時点を開始点とし立ち上り下り後縁の０または
０に近い時点を終了点とする出力ゲート信号を前
記バースト波形作成手段に入力した基底帯域デジ
タル信号の開始点および終了点を表わす入力ゲー
ト信号をもとにしてつくるゲート信号作成手段
と、前記バースト波形作成手段が出力した基底帯
域デジタル信号または搬送波帯域信号を前記出力
ゲート信号によつてゲートする送信ゲート手段と
を備えている。
信すべきバースト状の基底帯域デジタル信号を入
力しこの基底帯域デジタル信号の波形またはこの
基底帯域デジタル信号で変調したバースト状の搬
送波帯域信号の包絡線波形の立ち上り特性および
立ち下り特性を制御して出力するバースト波形作
成手段と、このバースト波形作成手段が出力した
基底帯域デジタル信号の波形または搬送波帯域信
号の包絡線波形の立ち上り前縁の０または０に近
い時点を開始点とし立ち上り下り後縁の０または
０に近い時点を終了点とする出力ゲート信号を前
記バースト波形作成手段に入力した基底帯域デジ
タル信号の開始点および終了点を表わす入力ゲー
ト信号をもとにしてつくるゲート信号作成手段
と、前記バースト波形作成手段が出力した基底帯
域デジタル信号または搬送波帯域信号を前記出力
ゲート信号によつてゲートする送信ゲート手段と
を備えている。
次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第３図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。本実施例は２相位相変調の場合を示し、パ
ルス増巾器１０、低減フイルタ２０、直線変調器
３、搬送波発振器４、送信増幅器５、送信ゲート
６、ゲート信号回路３０、遅延回路４０を含んで
いる。
ある。本実施例は２相位相変調の場合を示し、パ
ルス増巾器１０、低減フイルタ２０、直線変調器
３、搬送波発振器４、送信増幅器５、送信ゲート
６、ゲート信号回路３０、遅延回路４０を含んで
いる。
送信すべき２値のデジタル信号１０００は、入
力端子P1からパルス増幅器１０に供給される。
一方、送信すべきデジタル信号の区間をきめるゲ
ート信号２０００は入力端子P2からゲート信号
回路３０に供給される。端子P1および端子P2に
おける両信号の相対関係は第４図に示すようにな
つている。
力端子P1からパルス増幅器１０に供給される。
一方、送信すべきデジタル信号の区間をきめるゲ
ート信号２０００は入力端子P2からゲート信号
回路３０に供給される。端子P1および端子P2に
おける両信号の相対関係は第４図に示すようにな
つている。
すなわち、送信すべきデイジタル信号１０００
はシンボル周期ＴをもつＭ個のシンボルで構成さ
れ、各シンボルは必らず高レベル(H)または低レベ
ル(L)のいずれか一方のレベルをもつ２値信号であ
る。
はシンボル周期ＴをもつＭ個のシンボルで構成さ
れ、各シンボルは必らず高レベル(H)または低レベ
ル(L)のいずれか一方のレベルをもつ２値信号であ
る。
一方ゲート信号２０００は、その立ち上り（前
縁）が前記デジタル信号１０００の送信すべき最
初のシンボルの前縁と一致し、その立ち下り（後
縁）が送信すべき最後のシンボルの後縁と一致す
る矩形波パルスである。このゲート信号２０００
は、ゲート信号回路３０を介し前記デジタル信号
１０００との相対時間関係を変えない出力２００
１としてパルス増幅器１０に加えられ、この２値
のデジタル信号をゲートする。
縁）が前記デジタル信号１０００の送信すべき最
初のシンボルの前縁と一致し、その立ち下り（後
縁）が送信すべき最後のシンボルの後縁と一致す
る矩形波パルスである。このゲート信号２０００
は、ゲート信号回路３０を介し前記デジタル信号
１０００との相対時間関係を変えない出力２００
１としてパルス増幅器１０に加えられ、この２値
のデジタル信号をゲートする。
この結果、パルス増幅器１０の出力における信
号１００１は第４図に示すようにゲート信号２０
００の外側においては０ボルト、また、ゲート信
号２０００の内側におおいては＋ａボルトまたは
−ａボルトのいずれか一方の値をとる。すなわち
信号１００１は３つのレベル（０，＋ａ，および
−ａボルト）のいずれかをとる信号となる。こう
して得られた信号は、低域フイルタ２０を介して
信号１００２として変調器３に加えられ、ここで
搬送波発振器４から供給される搬送波を直線変調
する。すなわち、低域フイルタの出力１００２が
０ボルトの場合には変調器３の出力１００３の振
巾は０となる。例えば出力１００２が正の場合に
は搬送波と同じ位相（以後０相と仮称）で出力１
００２の電圧に比例する振巾（包絡線）をもつ出
力１００３が発生し、また出力１００２が負の場
合には搬送波と逆の位相（以後π相と仮称）で出
力１００２の電圧に比例する搬送波振巾（包絡
線）をもつ出力１００３が発生する。
号１００１は第４図に示すようにゲート信号２０
００の外側においては０ボルト、また、ゲート信
号２０００の内側におおいては＋ａボルトまたは
−ａボルトのいずれか一方の値をとる。すなわち
信号１００１は３つのレベル（０，＋ａ，および
−ａボルト）のいずれかをとる信号となる。こう
して得られた信号は、低域フイルタ２０を介して
信号１００２として変調器３に加えられ、ここで
搬送波発振器４から供給される搬送波を直線変調
する。すなわち、低域フイルタの出力１００２が
０ボルトの場合には変調器３の出力１００３の振
巾は０となる。例えば出力１００２が正の場合に
は搬送波と同じ位相（以後０相と仮称）で出力１
００２の電圧に比例する振巾（包絡線）をもつ出
力１００３が発生し、また出力１００２が負の場
合には搬送波と逆の位相（以後π相と仮称）で出
力１００２の電圧に比例する搬送波振巾（包絡
線）をもつ出力１００３が発生する。
こうして搬送波振巾（包絡線）については直線
変調され位相については２相位相変調された信号
１００３は、さらに送信増幅器５において必要な
レベルまで直線増幅され信号１００４として送信
ゲート６に供給される。
変調され位相については２相位相変調された信号
１００３は、さらに送信増幅器５において必要な
レベルまで直線増幅され信号１００４として送信
ゲート６に供給される。
一方前記ゲート信号回路３０に供給されたゲー
ト信号２０００は、その１つは前記出力２００１
としてパルス増幅器１０に供給されるが、それと
ともに、入力信号２０００よりも１シンボル長分
（Ｔ）だけ後縁の立ち下りが遅延された信号２０
０２が作られ、これは遅延回路４０を介しゲート
信号２００３として前記送信ゲート６に供給され
る。
ト信号２０００は、その１つは前記出力２００１
としてパルス増幅器１０に供給されるが、それと
ともに、入力信号２０００よりも１シンボル長分
（Ｔ）だけ後縁の立ち下りが遅延された信号２０
０２が作られ、これは遅延回路４０を介しゲート
信号２００３として前記送信ゲート６に供給され
る。
さて、低域フイルタ２０の入力すなわち信号１
００１は、第５図に示すように、一定の周期Ｔを
もつサンプリング点t1，t2，…，tMごとに同図に
示すシンボルS+またはS-が配置されて合成され
たものと考えることができる。この個々のシンボ
ルS+に対する低域フイルタ２の波形リスポンス
は時間軸を適当に平行移動する（リスポンス波形
の時間軸を進める）ことにより第６図に示すよう
になる。すなわち、低減フイルタ２０の特性を、
デジタル波形伝送に対して適当になるように選
び、リスポンス波形の最大値付近にこの信号のサ
ンプリング点tjを選ぶと、例えばこの１つ前のサ
ンプリング点tj-1および１つ後のサンプリング点
tj+1におけるこのリスポンス波形の値は殆んど０
に近い値をとる。勿論これよりも更に離れたサン
プリング点におけるリスポンス波形の値も同様に
０に近い値をとる。このようにしてシンボル間干
渉を小さくし、かつ不要な高調波成分（変調した
場合におけるサイドバンド成分）を抑圧するフイ
ルタとすることができる。勿論S-に対するリス
ポンス波形はS+に対するリスポンス波形の極性
を反転したものとなる。
００１は、第５図に示すように、一定の周期Ｔを
もつサンプリング点t1，t2，…，tMごとに同図に
示すシンボルS+またはS-が配置されて合成され
たものと考えることができる。この個々のシンボ
ルS+に対する低域フイルタ２の波形リスポンス
は時間軸を適当に平行移動する（リスポンス波形
の時間軸を進める）ことにより第６図に示すよう
になる。すなわち、低減フイルタ２０の特性を、
デジタル波形伝送に対して適当になるように選
び、リスポンス波形の最大値付近にこの信号のサ
ンプリング点tjを選ぶと、例えばこの１つ前のサ
ンプリング点tj-1および１つ後のサンプリング点
tj+1におけるこのリスポンス波形の値は殆んど０
に近い値をとる。勿論これよりも更に離れたサン
プリング点におけるリスポンス波形の値も同様に
０に近い値をとる。このようにしてシンボル間干
渉を小さくし、かつ不要な高調波成分（変調した
場合におけるサイドバンド成分）を抑圧するフイ
ルタとすることができる。勿論S-に対するリス
ポンス波形はS+に対するリスポンス波形の極性
を反転したものとなる。
前述のように、フイルタ２０の入力波形１００
１がＭ個のS+またはS-をサンプリング点ごとに
配置した波形であるため、直線回路である低域フ
イルタ２０の出力はサンプリング点ごとに対応す
るＭ個のS+またはS-に対するリスポンス波形を
配置したものの合成と考えることができる。この
結果、フイルタ２０の出力波形は最初のサンプリ
ング点よりＴだけ前の時点（これを前縁前サンプ
リング時点と仮称する）においては殆んど０に近
い値をとり、また同様にして最後のサンプリング
点からＴだけ後の点（これを後縁後サンプリング
時点と仮称する）においては同様に殆んど０に近
い値をとる。
１がＭ個のS+またはS-をサンプリング点ごとに
配置した波形であるため、直線回路である低域フ
イルタ２０の出力はサンプリング点ごとに対応す
るＭ個のS+またはS-に対するリスポンス波形を
配置したものの合成と考えることができる。この
結果、フイルタ２０の出力波形は最初のサンプリ
ング点よりＴだけ前の時点（これを前縁前サンプ
リング時点と仮称する）においては殆んど０に近
い値をとり、また同様にして最後のサンプリング
点からＴだけ後の点（これを後縁後サンプリング
時点と仮称する）においては同様に殆んど０に近
い値をとる。
前述のように、変調器３は直線変調器であるた
め、この結果信号１００３従つて信号１００４の
上記２つの時点に対応するキヤリアの振巾は殆ん
ど０の値をとることとなる。またこの両時点間の
時間間隔は（Ｍ＋１）Ｔであり前記ゲート信号２
００２の時間長と一致している。
め、この結果信号１００３従つて信号１００４の
上記２つの時点に対応するキヤリアの振巾は殆ん
ど０の値をとることとなる。またこの両時点間の
時間間隔は（Ｍ＋１）Ｔであり前記ゲート信号２
００２の時間長と一致している。
従つて、遅延回路４０の遅延時間を適当に選ぶ
ことにより前記送信ゲート６におい、ゲート信号
２００３の立ち上り前縁を信号１００４の最初の
サンプリング点より約Ｔだけ前の信号振巾が殆ん
ど０になる前記時点（前縁前サンプリング時点）
に一致させ、かつゲート信号２００３の立ち下り
後縁を信号１００４の最後のサンプリング点から
約Ｔだけ後の、信号振巾が殆んど０になる前記時
点（後縁後サンプリング時点）に一致させるよう
にしてゲートすることができる。
ことにより前記送信ゲート６におい、ゲート信号
２００３の立ち上り前縁を信号１００４の最初の
サンプリング点より約Ｔだけ前の信号振巾が殆ん
ど０になる前記時点（前縁前サンプリング時点）
に一致させ、かつゲート信号２００３の立ち下り
後縁を信号１００４の最後のサンプリング点から
約Ｔだけ後の、信号振巾が殆んど０になる前記時
点（後縁後サンプリング時点）に一致させるよう
にしてゲートすることができる。
こうしてゲートされて生ずる出力バースト信号
１００５は、従来の方法で得られたバースト信号
に比較して次のような優れた特徴を有している。
１００５は、従来の方法で得られたバースト信号
に比較して次のような優れた特徴を有している。
まず、バースト信号の前縁および後縁で生ずる
キヤリア振巾の急峻な不連続が従来のバースト信
号と比較して遥かに少ないため、それだけサイド
バンドの分散が少くなり、隣接周波数チヤンネル
に対する前述のインパルス妨害を減少させること
ができる。
キヤリア振巾の急峻な不連続が従来のバースト信
号と比較して遥かに少ないため、それだけサイド
バンドの分散が少くなり、隣接周波数チヤンネル
に対する前述のインパルス妨害を減少させること
ができる。
上記のように制御された多数のバースト信号を
従続に接続して時分割多重する場合、時間的に隣
接する他局のバーストに対しては、その各サンプ
リング点において充分の減衰が得られており、バ
ースト送出の時間制御さえ正確に行なわれる場合
には、バースト信号の最後のシンボルと従続する
バースト信号の最初のシンボルとの間隔をサンプ
リング間隔Ｔとして充分にバースト間の干渉を抑
圧することができる。もしまた、デイフアレンシ
ヤルフエーデング等によりバースト間のレベル差
が甚しく生ずるバースト信号の場合には、信号包
絡線電圧が殆んど０であつても減衰したバースト
信号に対しては妨害が無視できないレベルになる
ことがある。このような場合には前記バースト信
号接続点の立ち上り時点が一致するシンボルを送
信しない。
従続に接続して時分割多重する場合、時間的に隣
接する他局のバーストに対しては、その各サンプ
リング点において充分の減衰が得られており、バ
ースト送出の時間制御さえ正確に行なわれる場合
には、バースト信号の最後のシンボルと従続する
バースト信号の最初のシンボルとの間隔をサンプ
リング間隔Ｔとして充分にバースト間の干渉を抑
圧することができる。もしまた、デイフアレンシ
ヤルフエーデング等によりバースト間のレベル差
が甚しく生ずるバースト信号の場合には、信号包
絡線電圧が殆んど０であつても減衰したバースト
信号に対しては妨害が無視できないレベルになる
ことがある。このような場合には前記バースト信
号接続点の立ち上り時点が一致するシンボルを送
信しない。
以上の実施例においては本発明を２相変調
（2PSK）に適用する場合について説明したが、
４相変調（4PSK）または多相変調に対しても同
様に行なうことができる。
（2PSK）に適用する場合について説明したが、
４相変調（4PSK）または多相変調に対しても同
様に行なうことができる。
また、スペクトラムの拡散に対する制限が比較
的緩く、第７図に示すように前隣のサンプリング
点tj-1よりも後の時点tz1でリンポンスが殆んど０
になる点が現われ、また後隣のサンプリング点
tj+1よりも前の時点tz2でリスポンスが殆んど０に
なる点が現われるようなフイルタを使用できる場
合にはゲート信号２００３として前記前縁前サン
プリング時点をゲート終了点とする信号を用いる
代りに、このtz1に相当する点をゲート開始点と
しtz2に相当するゲート終了点とするゲート信号
を用いてもよい。但し、この場合のゲート信号２
００２の長さは（Ｍ−１）Ｔ＋Z1＋Z2とし、遅延
回路４０の遅延時間を適当に設定し送信ゲート６
において少くもゲート信号２００３の立ち上り前
縁が前記tz1に対応する点とほぼ一致するように
する必要がある。但し、Z1は第７図で示すように
単位信号に対するこの低域フイルタリスポンス波
形のピーク値になる時点（サンプリング点tj）か
らそのすぐ前の０になる点tz1までの時間、また
Z2はtjからそのすぐ後の０になる点tz2までの時間
を表わす。
的緩く、第７図に示すように前隣のサンプリング
点tj-1よりも後の時点tz1でリンポンスが殆んど０
になる点が現われ、また後隣のサンプリング点
tj+1よりも前の時点tz2でリスポンスが殆んど０に
なる点が現われるようなフイルタを使用できる場
合にはゲート信号２００３として前記前縁前サン
プリング時点をゲート終了点とする信号を用いる
代りに、このtz1に相当する点をゲート開始点と
しtz2に相当するゲート終了点とするゲート信号
を用いてもよい。但し、この場合のゲート信号２
００２の長さは（Ｍ−１）Ｔ＋Z1＋Z2とし、遅延
回路４０の遅延時間を適当に設定し送信ゲート６
において少くもゲート信号２００３の立ち上り前
縁が前記tz1に対応する点とほぼ一致するように
する必要がある。但し、Z1は第７図で示すように
単位信号に対するこの低域フイルタリスポンス波
形のピーク値になる時点（サンプリング点tj）か
らそのすぐ前の０になる点tz1までの時間、また
Z2はtjからそのすぐ後の０になる点tz2までの時間
を表わす。
第８図は本発明を送信周波数変換器をもつ回路
に適用した場合の一実施例を示すブロツク図であ
る。ゲート入力信号２０００はゲート信号回路５
１を介してその一方は第１ゲート回路５２に供給
され、局部発振器５４より供給される局部発振信
号をゲートする。ゲートされたバースト状の局部
発振信号２００５は帯域フイルタ５５により帯域
制限され、送信周波数変換器５６に局部発振入力
として供給される。一方この変換器５６の信号入
力としては変調器５３の出力が供給され、周波数
変換された出力９０００は送信増幅器５７に供給
され、ここで必要なレベルまで増幅されて送信ゲ
ート５８に供給される。一方前記ゲート信号回路
５１において入力ゲート信号２０００よりも特定
の長さだけ巾を拡げられたゲート信号２００６は
遅延回路５９を介してゲート信号２００７として
送信ゲート信号５８に供給される。このゲート５
８においてゲート信号２００７の前縁がゲート回
路５２およびフイルタ５５で作られたバースト波
形の立ち上り前縁の最後に０を横ぎる点付近と一
致し、またゲート信号２００７の後縁がゲート回
路５２およびフイルタ５５で作られたバースト波
形の立ち下り後縁の最初に０を横ぎる点付近と一
致するように、設定される。かくして、急峻なゲ
ート信号２００７によるゲート動作がゲートされ
る信号振巾の０付近の点で行なわれることにな
る。
に適用した場合の一実施例を示すブロツク図であ
る。ゲート入力信号２０００はゲート信号回路５
１を介してその一方は第１ゲート回路５２に供給
され、局部発振器５４より供給される局部発振信
号をゲートする。ゲートされたバースト状の局部
発振信号２００５は帯域フイルタ５５により帯域
制限され、送信周波数変換器５６に局部発振入力
として供給される。一方この変換器５６の信号入
力としては変調器５３の出力が供給され、周波数
変換された出力９０００は送信増幅器５７に供給
され、ここで必要なレベルまで増幅されて送信ゲ
ート５８に供給される。一方前記ゲート信号回路
５１において入力ゲート信号２０００よりも特定
の長さだけ巾を拡げられたゲート信号２００６は
遅延回路５９を介してゲート信号２００７として
送信ゲート信号５８に供給される。このゲート５
８においてゲート信号２００７の前縁がゲート回
路５２およびフイルタ５５で作られたバースト波
形の立ち上り前縁の最後に０を横ぎる点付近と一
致し、またゲート信号２００７の後縁がゲート回
路５２およびフイルタ５５で作られたバースト波
形の立ち下り後縁の最初に０を横ぎる点付近と一
致するように、設定される。かくして、急峻なゲ
ート信号２００７によるゲート動作がゲートされ
る信号振巾の０付近の点で行なわれることにな
る。
他の実施例として、第３図の発振器４と直線変
調器３との間に、ゲート回路および帯域フイルタ
を縦続に接続したものを挿入し、このゲート回路
には前述と同様にMTの長さをもつゲート信号２
００１を加えて搬送波をゲートし、従続に接続し
た前記帯域フイルタにより搬送波バーストの立ち
上りおよび立ち下りを制御して直線変調器３のキ
ヤリア入力端子に入力する。また、この場合送信
すべきデジタル信号１０００は、パルス増幅器で
必要なレベルまで増幅し、±ａボルトの２値信号
とするだけでとくにゲート信号２００１でゲート
せずに低域フイルタ２０を介して直線変調器３の
変調端子に入力してよい。他の部分は第３図と同
様に構成することにより第３図を同様な目的を達
成することができる。
調器３との間に、ゲート回路および帯域フイルタ
を縦続に接続したものを挿入し、このゲート回路
には前述と同様にMTの長さをもつゲート信号２
００１を加えて搬送波をゲートし、従続に接続し
た前記帯域フイルタにより搬送波バーストの立ち
上りおよび立ち下りを制御して直線変調器３のキ
ヤリア入力端子に入力する。また、この場合送信
すべきデジタル信号１０００は、パルス増幅器で
必要なレベルまで増幅し、±ａボルトの２値信号
とするだけでとくにゲート信号２００１でゲート
せずに低域フイルタ２０を介して直線変調器３の
変調端子に入力してよい。他の部分は第３図と同
様に構成することにより第３図を同様な目的を達
成することができる。
第９図は本発明を基底帯域信号送信の場合に適
用した一実施例を示すブロツク図である。この場
合には搬送波がない基底帯域の信号であるため、
第３図の搬送波発振器４および変調器３がなく、
また送信増幅器５および送信ゲート６はそれぞれ
基底信号用送信増幅器５″および基底信号用送信
ゲート６″となるがその他の点は第３図の回路と
全く同様にして構成できる。
用した一実施例を示すブロツク図である。この場
合には搬送波がない基底帯域の信号であるため、
第３図の搬送波発振器４および変調器３がなく、
また送信増幅器５および送信ゲート６はそれぞれ
基底信号用送信増幅器５″および基底信号用送信
ゲート６″となるがその他の点は第３図の回路と
全く同様にして構成できる。
これにより、これを基底帯域信号としてこの基
底帯域信号周波数帯より高い周波数帯域にデジタ
ル信号を伝送する場合に該帯域のデジタル信号に
対するインパルス妨害の少ない基底帯域における
デジタルバースト信号通信を行うことができる。
底帯域信号周波数帯より高い周波数帯域にデジタ
ル信号を伝送する場合に該帯域のデジタル信号に
対するインパルス妨害の少ない基底帯域における
デジタルバースト信号通信を行うことができる。
またケーブル内の多数の芯線を通してバースト
信号を伝送する場合に芯線間の結合によるインパ
ルス妨害を防ぐことができる。
信号を伝送する場合に芯線間の結合によるインパ
ルス妨害を防ぐことができる。
なお、この実施例は第３図で示した実施例の搬
送波の周波数が０になつた特別の場合と考えるこ
とができ、この場合の搬送波の包絡線に相当する
ものは信号の瞬時振巾そのものとなる。
送波の周波数が０になつた特別の場合と考えるこ
とができ、この場合の搬送波の包絡線に相当する
ものは信号の瞬時振巾そのものとなる。
また本発明の他の実施例として、２相位相変調
の場合、送信すべき最初のシンボル（S1と仮称）
の１つ前のシンボルとしてS1と反対の極性をもつ
シンボルS-1を付加しまた送信すべき最後のシン
ボル（SMと仮称）の次のシンボルとしてSMと反
対の極性をもつシンボルSM+1を付加した全長（Ｍ
＋２）Ｔの信号を作り、これを低域フイルタに通
して直線変調器に加え、こうして得られる信号
の、前記シンボルS-1とS1とに対応する各出力信
号の間に生ずる包絡線の０点付近をゲート開始点
とし、また前記シンボルSMとSM+1とに対応する
各出力信号の間に生ずる包絡線の０点付近をゲー
ト終了点とする全長約MTのゲート信号を用い
て、前記変調器の出力またはこれを増巾した出力
をゲートして送出するという手段をとることもで
きる。こうすることによつて常に包絡線の０点付
近をゲートすることができる。
の場合、送信すべき最初のシンボル（S1と仮称）
の１つ前のシンボルとしてS1と反対の極性をもつ
シンボルS-1を付加しまた送信すべき最後のシン
ボル（SMと仮称）の次のシンボルとしてSMと反
対の極性をもつシンボルSM+1を付加した全長（Ｍ
＋２）Ｔの信号を作り、これを低域フイルタに通
して直線変調器に加え、こうして得られる信号
の、前記シンボルS-1とS1とに対応する各出力信
号の間に生ずる包絡線の０点付近をゲート開始点
とし、また前記シンボルSMとSM+1とに対応する
各出力信号の間に生ずる包絡線の０点付近をゲー
ト終了点とする全長約MTのゲート信号を用い
て、前記変調器の出力またはこれを増巾した出力
をゲートして送出するという手段をとることもで
きる。こうすることによつて常に包絡線の０点付
近をゲートすることができる。
なほ多相変調の場合にはS-1としてS1と相補的
関係にあるシンボル（直線変調した場合にキヤリ
アの位相が互に反転する関係にあるシンボル）を
用い、またSM+1としてSMと相補的関係にあるシ
ンボルを付加して（Ｍ＋２）Ｔの信号を作り上に
述べたのと同様に処理すればよい。
関係にあるシンボル（直線変調した場合にキヤリ
アの位相が互に反転する関係にあるシンボル）を
用い、またSM+1としてSMと相補的関係にあるシ
ンボルを付加して（Ｍ＋２）Ｔの信号を作り上に
述べたのと同様に処理すればよい。
以上のように、本発明を用いることにより、バ
ースト信号の前縁の立ち上りおよび後縁の立ち下
り時点における波形の不連続より生ずる隣接周波
数チヤンネルに対するインパルス妨害が少なく、
かつ自己と同じ周波数チヤンネルにおいては符号
間干渉に対する時間損失の少ないデジタルバース
ト信号通信方式を提供することができる。これに
よりデジタル通信方式の高能率化を達成できる。
ースト信号の前縁の立ち上りおよび後縁の立ち下
り時点における波形の不連続より生ずる隣接周波
数チヤンネルに対するインパルス妨害が少なく、
かつ自己と同じ周波数チヤンネルにおいては符号
間干渉に対する時間損失の少ないデジタルバース
ト信号通信方式を提供することができる。これに
よりデジタル通信方式の高能率化を達成できる。
第１図は従来の方式を説明するためのブロツク
図、第２図は振巾スペクトルの拡散を説明するた
めの図、第３図は本発明の一実施例を示ブロツク
図、第４図、第５図、第６図、第７図は前記実施
例の特定な点における信号波形を説明するための
図、第８図は本発明を送信周波数変換器をもつ回
路に適用した場合の一実施例を示すブロツク図お
よび第９図は本発明を基底帯域信号送信の場合に
適用した一実施例を示すブロツク図である。 図において、１…パルス増幅器、２…低域波
器、３…直線変調器、４…搬送波発振器、５…送
信増幅器、６…送信ゲート、７…遅延回路、１０
…パルス増幅器、２０…低域フイルタ、３０…ゲ
ート信号回路、４０…遅延回路、５１…ゲート信
号回路、５２…第１ゲート回路、５３…変調器、
５４…発振器、５５…帯域フイルタ、５６…周波
数変換器、５７…送信増幅器、５８…送信ゲー
ト、５９…遅延回路、５″…基底信号用送信増幅
器、６″…基底信号用送信ゲート。
図、第２図は振巾スペクトルの拡散を説明するた
めの図、第３図は本発明の一実施例を示ブロツク
図、第４図、第５図、第６図、第７図は前記実施
例の特定な点における信号波形を説明するための
図、第８図は本発明を送信周波数変換器をもつ回
路に適用した場合の一実施例を示すブロツク図お
よび第９図は本発明を基底帯域信号送信の場合に
適用した一実施例を示すブロツク図である。 図において、１…パルス増幅器、２…低域波
器、３…直線変調器、４…搬送波発振器、５…送
信増幅器、６…送信ゲート、７…遅延回路、１０
…パルス増幅器、２０…低域フイルタ、３０…ゲ
ート信号回路、４０…遅延回路、５１…ゲート信
号回路、５２…第１ゲート回路、５３…変調器、
５４…発振器、５５…帯域フイルタ、５６…周波
数変換器、５７…送信増幅器、５８…送信ゲー
ト、５９…遅延回路、５″…基底信号用送信増幅
器、６″…基底信号用送信ゲート。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信すべきバースト状の基底帯域デジタル信
号を入力しこの基底帯域デジタル信号の波形また
はこの基底帯域デジタル信号で変調したバースト
状の搬送波帯域信号の包絡線波形の立ち上り特性
および立ち下り特性を制御して出力するバースト
波形作成手段と、このバースト波形作成手段が出
力した基底帯域デジタル信号の波形または搬送波
帯域信号の包絡線波形の立ち上り前縁の０または
０に近い時点を開始点とし立ち下り後縁の０また
は０に近い時点を終了点とする出力ゲート信号を
前記バースト波形作成手段に入力した基底帯域デ
ジタル信号の開始点および終了点を表わす入力ゲ
ート信号をもとにしてつくるゲート信号作成手段
と、前記バースト波形作成手段が出力した基底帯
域デジタル信号または搬送波帯域信号を前記出力
ゲート信号によつてゲートする送信ゲート手段と
を備えたことを特徴とするデジタルバースト信号
通信方式。 ２ バースト波形作成手段は、送信すべきバース
ト状の基底帯域デジタル信号を入力ゲート信号に
よつてゲートする入力ゲート回路と、この入力ゲ
ート回路が出力した信号を入力する低域フイルタ
とを有する特許請求の範囲第１項記載のデジタル
バースト信号通信方式。 ３ バースト波形作成手段は、搬送波発振器と、
この搬送波発振器が発生した搬送波を低域フイル
タが出力した信号で直線変調する変調器とを含
み、この変調器が出力した搬送波帯域信号を出力
ゲート手段に入力するようにした特許請求の範囲
第２項記載のデジタルバースト信号通信方式。 ４ 低域フイルタが出力した基底帯域デジタル信
号を出力ゲート手段に入力するようにした特許請
求の範囲第２項記載のデジタルバースト信号通信
方式。 ５ バースト波形作成手段は、送信すべきバース
ト状の基底帯域デジタル信号で変調した変調信号
を出力する変調器と、局部発振器と、この局部発
振器が発生した局部発振信号を入力ゲート信号に
よつてゲートする局部発振信号ゲート回路と、こ
の局部発振信号ゲート回路が出力した信号を入力
する帯域フイルタと、この帯域フイルタが出力し
た信号によつて前記変調信号を周波数変換し搬送
波帯域信号を出力する周波数変換器とを有する特
許請求の範囲第１項記載のデジタルバースト信号
通信方式。 ６ バースト波形作成手段は、搬送波発振器と、
この搬送波発振器が発生した搬送波を入力ゲート
信号によつてゲートする搬送波ゲート回路と、こ
の搬送波ゲート回路が出力した信号を入力する帯
域フイルタと、この帯域フイルタが出力した信号
を送信すべきバースト状の基底帯域デジタル信号
によつて直線変調し搬送波帯域信号を出力する変
調器とを有する特許請求の範囲第１項記載のデジ
タルバースト信号通信方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56085410A JPS57201351A (en) | 1981-06-03 | 1981-06-03 | Digital burst signal communicating system |
| US06/382,983 US4485478A (en) | 1981-06-03 | 1982-05-28 | Digital burst signal transmission system |
| DE8282104833T DE3266653D1 (en) | 1981-06-03 | 1982-06-02 | A digital burst signal transmission system |
| EP82104833A EP0066839B1 (en) | 1981-06-03 | 1982-06-02 | A digital burst signal transmission system |
| CA000404439A CA1187218A (en) | 1981-06-03 | 1982-06-03 | Signal burst signal transmission system |
| AU84458/82A AU546592B2 (en) | 1981-06-03 | 1982-06-03 | Digital burst signal transmission |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56085410A JPS57201351A (en) | 1981-06-03 | 1981-06-03 | Digital burst signal communicating system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57201351A JPS57201351A (en) | 1982-12-09 |
| JPS6319103B2 true JPS6319103B2 (ja) | 1988-04-21 |
Family
ID=13858026
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56085410A Granted JPS57201351A (en) | 1981-06-03 | 1981-06-03 | Digital burst signal communicating system |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4485478A (ja) |
| EP (1) | EP0066839B1 (ja) |
| JP (1) | JPS57201351A (ja) |
| AU (1) | AU546592B2 (ja) |
| CA (1) | CA1187218A (ja) |
| DE (1) | DE3266653D1 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5999851A (ja) * | 1982-11-29 | 1984-06-08 | Nec Corp | 信号制御回路 |
| AU581132B2 (en) * | 1984-02-09 | 1989-02-09 | Nec Corporation | Arrangement for detecting bursts |
| US4706262A (en) * | 1984-03-30 | 1987-11-10 | Nec Corporation | FSK or FM burst signal generating apparatus |
| AU578082B2 (en) * | 1984-03-30 | 1988-10-13 | Nec Corporation | Tdma burst signal generation |
| US4675863A (en) | 1985-03-20 | 1987-06-23 | International Mobile Machines Corp. | Subscriber RF telephone system for providing multiple speech and/or data signals simultaneously over either a single or a plurality of RF channels |
| JPS62279758A (ja) * | 1986-05-29 | 1987-12-04 | Nec Corp | 位相変調器のバ−ストタイミング駆動方式 |
| JPS6330034A (ja) * | 1986-07-23 | 1988-02-08 | Nec Corp | 多重化回路 |
| JPS63131644A (ja) * | 1986-11-20 | 1988-06-03 | Pioneer Electronic Corp | Ｐｓｋ送信装置 |
| JPS63252050A (ja) * | 1987-04-09 | 1988-10-19 | Hitachi Ltd | キヤリアオン・オフ方式 |
| US6847611B1 (en) | 1990-12-10 | 2005-01-25 | At&T Corp. | Traffic management for frame relay switched data service |
| JPH04367113A (ja) * | 1991-06-14 | 1992-12-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ロールオフフィルタ装置 |
| KR100198042B1 (ko) | 1991-07-22 | 1999-06-15 | 안토니 제이. 살리 2세 | 무선 주파수 송신기의 온,오프상태간 전이를 발생하는 장치 및 방법 |
| JP2856232B2 (ja) * | 1992-06-30 | 1999-02-10 | 日本電気株式会社 | 無線送信装置 |
| US5434850A (en) | 1993-06-17 | 1995-07-18 | Skydata Corporation | Frame relay protocol-based multiplex switching scheme for satellite |
| US6771617B1 (en) | 1993-06-17 | 2004-08-03 | Gilat Satellite Networks, Ltd. | Frame relay protocol-based multiplex switching scheme for satellite mesh network |
| US5546383A (en) | 1993-09-30 | 1996-08-13 | Cooley; David M. | Modularly clustered radiotelephone system |
| US5475684A (en) * | 1994-01-25 | 1995-12-12 | Nec Corporation | Time-division multiplex communication transmission apparatus |
| US5822373A (en) * | 1995-08-17 | 1998-10-13 | Pittway Corporation | Method and apparatus for optimization of wireless communications |
| US6081524A (en) | 1997-07-03 | 2000-06-27 | At&T Corp. | Frame relay switched data service |
| GR1003414B (el) * | 1999-07-23 | 2000-07-25 | �.�. �������� ���������� ��������������� ��� ��������... | Μορφοποιηση ριπης |
| JP2008092549A (ja) * | 2006-09-07 | 2008-04-17 | Seiko Epson Corp | バースト制御パルス発生回路、バースト制御パルス発生回路を備えたデジタル変調回路及び電子機器 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB445668A (en) * | 1934-08-04 | 1936-04-16 | Telefunken Gmbh | Improvements in or relating to high frequency telegraph transmitters |
| US3225314A (en) * | 1963-10-08 | 1965-12-21 | Sheldon I Rambo | Modulation system for a microwave tube having depressed collector |
| US3418581A (en) * | 1965-10-22 | 1968-12-24 | Itt | Sharp rise-time high-power pulse transmitter |
| US3688214A (en) * | 1970-01-23 | 1972-08-29 | Harry Goldie | Means for generating narrow microwave pulses |
| US3649918A (en) * | 1970-06-09 | 1972-03-14 | Raytheon Co | Pulsed oscillator |
| JPS55115750A (en) * | 1979-02-27 | 1980-09-05 | Nec Corp | Initial connection system for time sharing multiple connection |
| US4261053A (en) * | 1979-04-02 | 1981-04-07 | Satellite Business Systems | PSK Modulator with reduced adjacent channel interference |
| FR2462816A1 (fr) * | 1979-07-27 | 1981-02-13 | Thomson Csf | Dispositif de generation d'une onde modulee et prefiltree et modulateur de phase comportant un tel dispositif |
| US4483000A (en) * | 1981-01-12 | 1984-11-13 | Nippon Electric Co., Ltd. | Circuit for eliminating spurious components resulting from burst control in a TDMA system |
-
1981
- 1981-06-03 JP JP56085410A patent/JPS57201351A/ja active Granted
-
1982
- 1982-05-28 US US06/382,983 patent/US4485478A/en not_active Expired - Lifetime
- 1982-06-02 DE DE8282104833T patent/DE3266653D1/de not_active Expired
- 1982-06-02 EP EP82104833A patent/EP0066839B1/en not_active Expired
- 1982-06-03 CA CA000404439A patent/CA1187218A/en not_active Expired
- 1982-06-03 AU AU84458/82A patent/AU546592B2/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1187218A (en) | 1985-05-14 |
| JPS57201351A (en) | 1982-12-09 |
| DE3266653D1 (en) | 1985-11-07 |
| US4485478A (en) | 1984-11-27 |
| AU546592B2 (en) | 1985-09-05 |
| AU8445882A (en) | 1982-12-09 |
| EP0066839B1 (en) | 1985-10-02 |
| EP0066839A1 (en) | 1982-12-15 |
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