JPS63194567A - ２出力ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は各種電気機器の電源装置として用いられる２出
力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

（従来の技術） 従来、２出力ＤＣ−ＤＣコンバータとして第５図乃至第
７図に示すものが知られている。

第５図は、フライバック型の２出力ＤＣ−ＤＣロンバー
タ３０を示すものである。この２出力ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３０は、直流電源Ｅと、巻数ｎｏの一次巻線２巻数
ｒ１１　、　ｎ２の２つの２次巻線を有するトランス−
Ｆと、前記直流電源Ｅと一次巻線との間にエミッタ、コ
レクタが直列接続されたスイッチングトランジスタＴＲ
と、前記巻数ｎ１の二次巻線の出力端子側にアノードが
接続されそのカソード側から出力電圧Ｖ１を送出づ〜る
第１の整流用ダイオードＤ１と、巻線巻数ｎ２の二次巻
線の出力端子側にカソードが接続されそのアノード側か
ら出力電圧Ｖ２を送出する第２の整流用ダイオードＤ２
と、２つの二次巻線の共通端子と第１の整流用ダイオー
ドＤ１のカソードとの間及び前記共通端子と第２の整流
用ダイオードＤ２のアノードとの間にそれぞれ接続され
た第１．第２のコンデンサＣ１，Ｃ２と、前記第１の整
流用ダイオードＤ１のカソードと第１のコンデンサとの
接続点からの帰還電圧と基準電源Ｅｏからの塁竿電圧と
を取込みこの両省を比較してその結果を前記スイッチン
グトランジスタＴＲのベースに送りこのスイッチングト
ランジスタＴＲのスイッチングタイミングを制御する主
フイードバツク回路Ｆとを有して溝成されている。そし
て、前記２つの二次巻線の共通端子をコモン端子として
用いるようになっている。

また、第６図はフォワード型の２出力ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ４０を示すものである。この２出力ＤＣ−ＤＣコン
バータ４０が第５図に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３０と
相違する点は、ドツトを付して示すように巻線の極性が
異なる点及び第１の整流用ダイオードＤ１と第１のコン
デンサＣ１との間にダイオードＤ３及び第１のチョーク
コイルし１を、第２の整流用ダイオードＤ２と第２のコ
ンデンサＣ２との間にダイオードＤ４及び第２のチョー
クコイルＬ２をそれぞれ接続したことである。すなわち
、前記ダイオードＤ３は、第１の整流用ダイオードＤ１
のカソードにカソードが、前記共通端子にアノードが接
続されている。そして、＠１の整流用ダイオードＤ１と
ダイオードＤ３との接続点と第１のコンデンサＣ１の出
力側端子との間に第１のチョークコイルＬ１が直列接続
されている。また、前記ダイオードＤ４は、第２の整流
用ダイオードＤ２のアノードにそのアノードが、共通端
子にカソードが接続され、ざらに、第２の整流用ダイオ
ードＤ２とダイオードＤ４との接続点と第２のコンデン
サＣ２の出力側端子との間に第２のチョークコイルＬ２
が直列接続されている。

第７図はフォワード、フライバック混成型の２出力ＤＣ
−ＤＣコンバータ５０を示すものである。

この２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、トランスＴ１
の一次巻線を巻数ｎｏと巻数ｎ１となるように分割する
中間タップに第１の整流用ダイオードＤ５を接続し巻数
ｎ１の出力端子側から出力電圧Ｖ１を取出すようにした
こと、巻数ｎ２の二次巻線に第２の整流用ダイオードＤ
６を接続しこの第２の整流用ダイオードＤ６のアノード
側から出力電圧Ｖ２を取出すようにしたことが上述した
第５図、第６図に示すものと相違している。

ところで、上述したような各２出力ＤＣ−ＤＣコンバー
タ３０，４０，５０において、主フイードバツク回路Ｆ
による帰還作用でスイッチングトランジスタＴＲをスイ
ッチング制御することにより安定化できるのは一方の出
力（出力電圧■１側）だけであり、他方の出力（出力電
圧■２側）は下記（１）式で示される準安定化出力とな
る。

ここで準安定化とは、トランスＴ、Ｔｔのリーケージや
巻線抵抗、各ダイオードの抵抗等の影響で出力電圧■２
側の出力が直接帰還をかけている出力電圧Ｖｌ側の出力
よりも著しく安定度が悪いことを意味する。

特に、出力電圧Ｖ２側の実際の出力電圧が上記（１）式
で定まる理論値と大きくずれてしまうのは、これら両出
力の負荷条件が極端に異なる場合、すなわち、クロスレ
ギユレーションが生じた場合である。

例えば、直接帰還がかかった安定化出力電圧をＶｌ　、
準安定化出力電圧を（１）式で表されるＶ２としたとき
、安定化出力側の負荷が軽く準安定化出力側の負荷が重
い場合、支足化出力側の損失は小さくなり主フイードバ
ツク回路ＦはトランスＴ。

Ｔ１からの供給電圧を抑え込む方向に作用する。

この結果、負荷が重く損失の大きくなっている準安定化
出力側の出力電圧は（１）式で表される理論値に比較し
、著しく小ざい値となってしまう。

但し、上述した各２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ３０．４
０．５０の場合でも、両出力の負荷が軽負荷から重負荷
へ、重負荷から軽負荷へ同等の割合で変動するようなと
きには、両出力系の損失も等しく変化するので、結果と
して準安定化出力側の出力電圧■２は上述した理論値に
近い値で推移することになる。

したがって、各２出力ＤＣ−ＤＧ：コンバータ３０．４
０．５０は、両出力の負荷が軽２重双方向へ同様に変化
するような場合には、良好な特性を弁理する回路である
。

しかし、両用力の負荷がそれぞれ独立して変動する場合
も数多くあるため、このような場合にはもはや良好な特
性を期待できないことになる。

このため、従来においても、第８図に示すように準安定
化出力側にシリーズレギュレータヤシヤントレギュレー
タのようなリニアレギュレータＲを接続し、準安定化出
力の安定化を図る試みもなされている。

しかし、このような構成の２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ
３０Ａの場合には、リニアレギュレータＲの損失が、こ
の準安定化出力側の最重負荷時に最も大きくなり、供給
電力の面から最も重要な要素となる最大負荷時の電力変
換効率が著しく劣化するという石過てきない問題を包含
している。

（発明が解決しようとする問題点） 上述したように従来の２出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、
クロスレギユレーションが悪化した場合特に準安定化出
力が理論値から大きくずれクロスレギユレーションの悪
化を助長してしまうという問題がある。また、リニアレ
ギュレータを併用したものでは、最大負荷時の電力変換
効率か低下してしまうという問題がある。

そこで本発明は、クロスレギユレーションの改善を図る
ことか可能で、かつ、最大負荷時の電力変換効率の向上
をも図ることができる２串力１）Ｃ−ＤＣコンバータを
提供することを目的とするものである。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明の２出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、２つの出力を
有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記２つの出力
の電圧差と、その理論（目漂）値との誤差を検出する誤
差検出部と、負荷の不均衡変動が大きくなり前記誤差が
あるレベルを越えた場合にこれを判別し軽負荷側の出力
に擬似負荷を接続する擬似負荷接続制御部とを有し、こ
の擬似負荷の接続により２つの出力の均衡を図るように
したものでおる。

（作　用） 以下に上記構成の２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの作用を
説明する。

この２出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける誤差、検出部
は、２つの出力の電圧差と、その理論（目標）値との間
の誤差を検出しその結果を擬似負荷接続制御部へ送る。

擬似負荷接続制御部は、前記検出結果を取込むと共にこ
のレベル判定を行い、２つの負荷の不均衡がおるレベル
を越えた場合これを判別し、軽い負荷側の出力に擬似負
荷を接続して、２つの出力の均衡を図りクロスレギユレ
ーションの悪化を阻止する。

（実施例） 以下に本発明の実施例を第１図を参照して説明する。

尚、第１図に示す２出力り　Ｃ−Ｄ　Ｃコンバータ１に
おいて、第５図に示すものと同一の機能を有するものに
は同一の符号を付して示す。この２出力ＤＣ−ＤＣコン
バータ１の基本的構成は第５図に示す２出力ＤＣ−ＤＣ
コンバータ３０と同様であるが、支足化出力（出力電圧
Ｖｌ　）と、準安定化出力（出力電圧Ｖ２　）との両川
カラインＡ、　８間に誤差検出部２と、擬似負荷接続制
御部３とを設けた点が第５図に示すものと相違している
。

前記誤差検出部２は、安定化出力ラインＡと準安定化出
力ラインＢとの間に直φＪ接読された理論（目標）電圧
比を設定する第１．第２の抵抗Ｒｚ　。

Ｒ２と、この第１．第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２による前記両
用力の分圧を非反転入力端子に取込むオペアンプ４と、
このオペアンプ４の出力電圧をフィードバックさせるた
めの直列接続された第１．第２の帰還抵抗Ｒ３、Ｒ４と
を具備している。そして、第１．第２の帰還抵抗Ｒ３、
Ｒ４による分圧をオペアンプ４の反転入力端子に取込む
ようになっている。

前記第１．第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２の値は、安定化出力電
圧Ｖ１と準安定化出力電圧２との理論（目標）電圧比に
より設定するか、またはこれら両用力の負荷率が同様の
値となるときにオペアンプ４の非反転入力電圧がコモン
端子ＣＯＭの電圧と等しくなるように設定する。

前記擬似負荷接続制御部３は、ベースが前記オペアンプ
４の出力端子に、コレクタが安定化出力ラインＡに接続
されたＮＰＮ型の第１のトランジスタＴＲ１と、ベース
が前記オペアンプ４の出力端子に、コレクタが準安定化
出力ラインＢにそれぞれ接続されたＰＮＰ型の第２のト
ランジスタＴＲ２と、第１．第２のトランジスタＴＲｔ
　。

Ｔ　Ｒ２の両エミッタに一万の端子が、コモン（接地）
端子に他方の端子が接続された擬似負荷（抵抗）Ｒｏと
を具備している。

次に、上記閏成の２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１の作用
を説明する。

いま仮に安定化出力電圧Ｖ１を５（Ｖ）、準安定化出力
電圧Ｖ２　　（理論値）を−５（■）とする。

この状態では、第１．第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２の作用で両
用力電圧の絶対値の差の１／２がオペアンプ４の非反転
入力端子に印加され、ざらにこの電圧はオペアンプ４に
より第１．第２の帰還抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値ｒ３．ｒ
４で定まる（ｒ３十ｒ４）／ｒ３侶に増幅されて第１．
第２のトランジスタＴＲ１，ＴＲ２の各ベースに印加さ
れる。

そして、第１．第２のトランジスタＴＲ１゜ＴＲ２の各
ベース電位が絶対値で約０．７　（Ｖ）になるまでは第
１．第２のトランジスタＴＲ１。

ＴＲ２の各コレクタ、エミッタ間は遮断状態に保たれる
。すなわち、オペアンプ４の非反転入力端子への入力電
圧の絶対値がＱ、７ｘｒ３　／　（ｒ３十ｒａ　）（Ｖ
＞以下の場合には擬似負荷接続制御回路３は動作しない
（これが、負荷の不均衡のレベルｉす定となる）。

そして、安定化出力ラインＡの負荷が軽くなり、準安定
化出力ラインＢの負荷が千くなって、準安定化出力電圧
が理論値Ｖ２よりも大きく低下し、オペアンプ４の非反
転端子への入力電圧０．７×ｒ３／　（ｒ’３　＋ｒ’
４　）　　（Ｖ）以上となると、これに伴い第１のトラ
ンジスタＴＲ１のベース電圧が０．７（）以上となる。

このとき、第２のトランジスタＴＲ２は遮断したまま第
１のトランジスタＴＲ１のコレクタ、エミッタ間に電流
が流れる。すなわち、擬似負荷接続制御部３の第１．の
トランスジスタＴＲｚは、安定化出力ラインＡ、＝１定
化出カラインＢの負荷の不均衡のレベル判定芸能も発揮
する。

第１のトランスジスタＴＲ１にＮ流が流れるのに伴い、
擬似負荷Ｒｏがこの第１のトランスジスタＴＲ１を介し
て安定他出カラインＡ側の負荷にパラレルに接続され、
この結果、トランスＴからみた見かけ上の安定化出力ラ
インＡの負荷が重くなって、この安定化出力ラインＡの
電圧降下が増え、これによりクロスレギユレーションが
良好となる。

他方、上述した場合と逆に安定化出力ラインへの負荷が
重くなり、準安定化出力ラインＢの負荷が軽くなった場
合には、誤差検出部２は上）ボした場合と逆の極・注の
出力を出し、擬似負荷接続制御回路３の第２のトランス
ジスタＴＲ２が導通し第１のトランスジスタＴＲ１は遮
断状態を維持する。

これにより、擬似負荷Ｒｏは準安定他出カラインＢ側の
負荷にパラレルに接続され、準安定化出力ラインＢの見
かけ上の負荷が重くなってやはりクロスレギユレーショ
ンが良好となる。

上述したようにこの２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１によ
れば、クロスレギユレーションかの劣化があるレベルを
越えたとぎにのみ軽負荷側の出力ラインに擬似負荷Ｒｏ
が接続されるので、クロスレギユレーションの悪化が阻
止されると共に、ある程度負荷の均衡が保たれている時
にはこの擬似付り旧＜ａがいずれの出力ラインにも接続
されることはなく、これにより、両負荷最大時の電力変
換効率が悪化することはない。

第２図は前記誤差検出部２のオペアンプ４をディスクリ
ート部品で置き換えた場合の一例を示すものである。

すなわち、第２図に示す誤差検出部２Ａは、第３、第４
のトランジスタＴＲ３、ＴＲ４からなる差動アンプ５と
、この第３．第４のトランジスタＴＲ３、ＴＲ４の両ベ
ースと準安定化出力ラインＢとの間に接続された第５の
抵抗Ｒ５と、安定他出カラインへに接続された第４のト
ランジスタＴＲ４のコレクタにベースが、安定化出力ラ
インＡにエミッタがそれぞれ接続され、また、そのコレ
クタが第５の抵抗Ｒｓを介して準安定化出力ラインＢに
接続された増幅用トランジスタＴＲ５と、前記第４の１
ヘランジスタ丁Ｒ４のコレクタと増幅用トランジスタＴ
Ｒ５のベースとの接続点と、安定化出力ラインＡとの間
に接続された抵抗Ｒ６とからなる誤差検出用アンプ４Ａ
を具備し、第１゜第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧を第
４のトランジスタＴＲ４のベースに、帰還抵抗Ｒ３、Ｒ
ａの分圧を第３のトランジスタＴＲ３のベースにそれぞ
れ入力するようになっている。また、増幅用トランジス
タＴＲｓのコレクタ出力を１疑似負荷接続制御回路３へ
送ると共にこのコレクタ出力を帰１抵抗Ｒ３、Ｒ４側へ
フィードバックするようになっている。

このような構成の誤差検出部２Ａを前記誤差検出部２の
代りに用いることによっても、上述した場合と同様な機
能を発揮させることができる。

本発明は上述した実施例に限定されるものではなくその
要旨の範囲内で種々の゛変形が可能である。

例えば、上述した実施例では２つの出力が正。

負に異なる場合について説明したが、２つの出ノＪが同
一極性の場合にも、オペアンプを用いた減口回路等を誤
差検出部に用いることにより通用できる。

本発明の応用例としては、第３図に示すものを挙げるこ
とができる。第３図に示す２田力ＤＣ−ＤＣコンバータ
′！Ｏは、主フイードバツク回路Ｆに接続される基９電
源ＥＯの負端子側を出力ラインＢに接続したことが第１
図に示すものと相違している。

第１図に示すものでは必くまでも主帰還のかかった出力
電圧Ｖｌ　（７）方が良好な変動特性を有するが、この
２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を用いて第１出力及び
第２出力双方の絶対値の和が一定電圧となるように主婦
）！をかければ、両用力の変動特性を均一化することが
できる。

また、第４図はフォワード、フライバック混成型の２出
力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて主フイードバツク回路
！：への２つの入力を第３図に示すものと同様な構成と
した例である。

尚、上述した実施例では触れていないが、安定化出力ラ
インＡ又は準安定化出力ラインＢのいずれかより検出す
るフの７待性過電流保護回路が接続されているような場
合には、他方の出力ライン側も自動的に過霞流保護作用
を発揮し、より有効である。

［発明の効果コ 以上詳述した不発明によれば、極端なりロスレギュレー
ションが生じた場合にのみ擬似負荷を軽負荷側の出力ラ
インに接続するようにしたものであるから、クロスレギ
ユレーションの良化を図ることができると共に両川カラ
イン最大負荷時の電力変換効率の低下を招くこともない
２出力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実圧倒を示す回路図、第２図は第１図
に示す２出力ＤＣ−ＤＧ：コンバータにおける誤差検出
部の異体的回路構成例を示す回路図、第３図は第１図に
示す２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの変形例を示′ｇ回路
図、第４図はフォワード、フライバック混成型２出力Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを示す回路図、第５図は従来のフラ
イバック型２出力ＤＣ−ＤＣ７１ンバータを示す回路図
、第６図は従来のフィードバック型２出力ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを示す回路図、第７図は従来のフォワード、フ
ライバック混成型２出力ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図、第８図は従来のフライバック型２出力ＤＣ−ＤＣ
コンバータにリニアレギュレータを組合せたものの回路
図である。 １・・・２出力ＤＣ−Ｌ）Ｃコンバータ、２・・・誤差
検出部、３・・・擬似負荷接続制御部。 弔３図 第４図 第８図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ２つの出力を有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前
   記２つの出力の電圧差と、その理論（目標）値との誤差
   を検出する誤差検出部と、負荷の不均衡変動が大きくな
   り前記誤差があるレベルを越えた場合にこれを判別し軽
   負荷側の出力に擬似負荷を接続する擬似負荷接続制御部
   とを有し、この擬似負荷の接続により２つの出力の均衡
   を図るようにしたことを特徴とする２出力ＤＣ−ＤＣコ
   ンバータ。