JPS63210635A - 半導体センサの検出回路 - Google Patents
半導体センサの検出回路Info
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- JPS63210635A JPS63210635A JP4469787A JP4469787A JPS63210635A JP S63210635 A JPS63210635 A JP S63210635A JP 4469787 A JP4469787 A JP 4469787A JP 4469787 A JP4469787 A JP 4469787A JP S63210635 A JPS63210635 A JP S63210635A
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
- G01L1/00—Measuring force or stress, in general
- G01L1/20—Measuring force or stress, in general by measuring variations in ohmic resistance of solid materials or of electrically-conductive fluids; by making use of electrokinetic cells, i.e. liquid-containing cells wherein an electrical potential is produced or varied upon the application of stress
- G01L1/22—Measuring force or stress, in general by measuring variations in ohmic resistance of solid materials or of electrically-conductive fluids; by making use of electrokinetic cells, i.e. liquid-containing cells wherein an electrical potential is produced or varied upon the application of stress using resistance strain gauges
- G01L1/2268—Arrangements for correcting or for compensating unwanted effects
- G01L1/2281—Arrangements for correcting or for compensating unwanted effects for temperature variations
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- General Physics & Mathematics (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、ブリッジ回路を検出手段として用いる半導体
センサを定電流駆動する場合に好適な検出回路に関する
。
センサを定電流駆動する場合に好適な検出回路に関する
。
（従来の技術）
従来、この種の半導体センサとして、半導体ピエゾ抵抗
素子を用いた圧力センサがよく知られている。該ピエゾ
抵抗素子（一般に拡散抵抗が利用される）のピエゾ抵抗
係数（ゲージ率〉の温度係数は一般に拡散層の表面不純
物濃度に応じた負の値をもつので、該ピエゾ抵抗素子を
含むブリッジ回路を定電圧駆動した場合の圧力センサの
圧力−電気変換感度は周囲温度の上昇に伴い低下する。
素子を用いた圧力センサがよく知られている。該ピエゾ
抵抗素子（一般に拡散抵抗が利用される）のピエゾ抵抗
係数（ゲージ率〉の温度係数は一般に拡散層の表面不純
物濃度に応じた負の値をもつので、該ピエゾ抵抗素子を
含むブリッジ回路を定電圧駆動した場合の圧力センサの
圧力−電気変換感度は周囲温度の上昇に伴い低下する。
従来、この感度低下を補償する感度温度補償法として、
半導体ピエゾ抵抗素子の抵抗値が正の温度係数を有する
ことを利用して、拡散抵抗の表面不純物濃度をゲージ率
温度係数（負）と抵抗温度係数（正）の絶対値が等しく
なるような濃度に選び、ブリッジ回路を定電流駆動する
方法が採用されている。定電流駆動の場合、周囲温度の
上昇によるピエゾ抵抗素子の抵抗値の増大が、ブリッジ
回路に加わる電圧を増大させる（温度の上昇にともない
励起電圧が増大する）ので、ゲージ率の温度係数にもと
づく圧力感度の低下が補償される。
半導体ピエゾ抵抗素子の抵抗値が正の温度係数を有する
ことを利用して、拡散抵抗の表面不純物濃度をゲージ率
温度係数（負）と抵抗温度係数（正）の絶対値が等しく
なるような濃度に選び、ブリッジ回路を定電流駆動する
方法が採用されている。定電流駆動の場合、周囲温度の
上昇によるピエゾ抵抗素子の抵抗値の増大が、ブリッジ
回路に加わる電圧を増大させる（温度の上昇にともない
励起電圧が増大する）ので、ゲージ率の温度係数にもと
づく圧力感度の低下が補償される。
ところで、現在、半導体センサが使用される計測・制御
分野では、マイクロコンピュータの背反に伴い、さらに
高精度、小型、低価格の半導体センサが要求されており
、ブリッジ回路とともに駆動、増幅や、特性補償などの
ための周辺回路を一体化した検出回路の実現が望まれて
いる。
分野では、マイクロコンピュータの背反に伴い、さらに
高精度、小型、低価格の半導体センサが要求されており
、ブリッジ回路とともに駆動、増幅や、特性補償などの
ための周辺回路を一体化した検出回路の実現が望まれて
いる。
感度の温度補償を目的に、ブリッジ回路とともにこれを
定電流駆動するための定電流回路を一体化した検出回路
の従来例として、その構成を第３図に示すような圧力セ
ンサの検出回路が知られている（第３回センサシンポジ
ウム、Ｐｒｏｃｅｅｄ ｉｎｇｓｏｆ ｔｈｅ ３ｒｄ
５ｅｎｓｏｒ ５ｙｎｐｏｓｉｕｎ 、 １９８３年
、 ２０９−２１３頁）。図において、１００はピエゾ
抵抗素子１゜２．３．４から成るブリッジ回路、１１は
ベースとコレクタが接続された第一のバイポーラトラン
ジスタ、１２は該第−のバイポーラトランジスタ１１と
ベースが共通に接続された第二のバイポーラトランジス
タ、２１．２２．２３は抵抗素子、５は電源電圧端子、
６，７はブリッジ回路の励起端子、８，９はブリッジ回
路の検出端子である。この例では、ｎｐｎバイポーラト
ランジスタ１１．１２と抵抗２１゜２２、２３から成る
回路網が定電流回路を構成しており、バイポーラトラン
ジスタ１２のコレクタに流入する電流、すなわち、ブリ
ッジ回路１００の励起電流！。ＸＣを制御している。い
ま、端子５に供給される電源電圧をＶＣＣ１抵抗２１、
バイポーラトランジスタ１１および抵抗２３を流れる電
流を工、。ｆ、抵抗２１．２２および２３の抵抗値をそ
れぞれＲ１、Ｒ２およびＲ３、バイポーラトランジスタ
１１のベース−エミッタ間順方向電圧降下をｖＢεとす
ると、励起電流ｘｅｘｃは、概略次式で与えられる。
定電流駆動するための定電流回路を一体化した検出回路
の従来例として、その構成を第３図に示すような圧力セ
ンサの検出回路が知られている（第３回センサシンポジ
ウム、Ｐｒｏｃｅｅｄ ｉｎｇｓｏｆ ｔｈｅ ３ｒｄ
５ｅｎｓｏｒ ５ｙｎｐｏｓｉｕｎ 、 １９８３年
、 ２０９−２１３頁）。図において、１００はピエゾ
抵抗素子１゜２．３．４から成るブリッジ回路、１１は
ベースとコレクタが接続された第一のバイポーラトラン
ジスタ、１２は該第−のバイポーラトランジスタ１１と
ベースが共通に接続された第二のバイポーラトランジス
タ、２１．２２．２３は抵抗素子、５は電源電圧端子、
６，７はブリッジ回路の励起端子、８，９はブリッジ回
路の検出端子である。この例では、ｎｐｎバイポーラト
ランジスタ１１．１２と抵抗２１゜２２、２３から成る
回路網が定電流回路を構成しており、バイポーラトラン
ジスタ１２のコレクタに流入する電流、すなわち、ブリ
ッジ回路１００の励起電流！。ＸＣを制御している。い
ま、端子５に供給される電源電圧をＶＣＣ１抵抗２１、
バイポーラトランジスタ１１および抵抗２３を流れる電
流を工、。ｆ、抵抗２１．２２および２３の抵抗値をそ
れぞれＲ１、Ｒ２およびＲ３、バイポーラトランジスタ
１１のベース−エミッタ間順方向電圧降下をｖＢεとす
ると、励起電流ｘｅｘｃは、概略次式で与えられる。
Ｉ ｅｘｃ ” Ｉ ｒｅｆ Ｈ（Ｒ３／ Ｒ２）こ
こで、 Ｉｒｅｒ ＝ （Ｖｃｃ−ＶＢａ） ／ （Ｒ１＋Ｒ３
）である、すなわち、ブリッジ回路の励起電流ＩｅｌＸ
Ｃは、基準電流Ｉｒａｆと、抵抗２３．２２の抵抗比（
Ｒ３／Ｒ２）で決定される。
こで、 Ｉｒｅｒ ＝ （Ｖｃｃ−ＶＢａ） ／ （Ｒ１＋Ｒ３
）である、すなわち、ブリッジ回路の励起電流ＩｅｌＸ
Ｃは、基準電流Ｉｒａｆと、抵抗２３．２２の抵抗比（
Ｒ３／Ｒ２）で決定される。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、上記従来技術では、基準電流Ｉ、。ｆが
電源電圧ＶＣＣと負の温度特性をもつベース−エミッタ
間順方向電圧降下ＶＢ仁の差によって決定されるので、
電源電圧および温度の変動によってブリッジ励起電流ｌ
６Ｘｅが変動するという欠点があった。電源電圧および
温度の変動によるブリッジ励起電流の変動は、それぞれ
、常温での感度変動および感度温度補償効果の低下を招
き、いずれも半導体センサの高精度化にとり極めて下部
、合である。
電源電圧ＶＣＣと負の温度特性をもつベース−エミッタ
間順方向電圧降下ＶＢ仁の差によって決定されるので、
電源電圧および温度の変動によってブリッジ励起電流ｌ
６Ｘｅが変動するという欠点があった。電源電圧および
温度の変動によるブリッジ励起電流の変動は、それぞれ
、常温での感度変動および感度温度補償効果の低下を招
き、いずれも半導体センサの高精度化にとり極めて下部
、合である。
本発明は上記従来技術の問題点を解決するためになされ
たもので、その目的は、ブリッジ回路と定電流回路の一
体化に適し、かつ上記従来技術の欠点が除去された半導
体センサの検出回路を提供することにある。
たもので、その目的は、ブリッジ回路と定電流回路の一
体化に適し、かつ上記従来技術の欠点が除去された半導
体センサの検出回路を提供することにある。
（問題点を解決するための手段）
本発明は、少なくとも一辺に半導体検知素子を含み、一
方の励起端子が第一の直流電圧に接続されたブリッジ回
路と、ソース端子が該ブリッジ回路の他の励起端子に接
続されたＦＥＴと、該ＦＥＴのドレイン端子と第二の直
流電圧との間に接続された抵抗素子と、反転側入力端子
が第三の直流電圧に、非反転側入力端子が前記ＦＥＴの
トレイン端子に、それぞれ、接続されるとともに、出力
端子が前記ＦＥＴのゲート端子に接続された演算増幅器
とを備えたことを特徴とする半導体センサの検出回路で
ある。
方の励起端子が第一の直流電圧に接続されたブリッジ回
路と、ソース端子が該ブリッジ回路の他の励起端子に接
続されたＦＥＴと、該ＦＥＴのドレイン端子と第二の直
流電圧との間に接続された抵抗素子と、反転側入力端子
が第三の直流電圧に、非反転側入力端子が前記ＦＥＴの
トレイン端子に、それぞれ、接続されるとともに、出力
端子が前記ＦＥＴのゲート端子に接続された演算増幅器
とを備えたことを特徴とする半導体センサの検出回路で
ある。
（実施例）
以下に実施例を挙げ本発明を一層詳しく説明する。
第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図である０図
において、第３図と同一符号で表される構成要素は、そ
れぞれ、第３図の場合と同一構成要素であることを示し
ている。すなわち、１００はピエゾ抵抗素子１，２，３
．４から成るブリッジ回路、５は電源電圧端子、６．７
はブリッジ回路の励起端子、８，９はブリッジ回路の検
出端子をそれぞれ表している。また、図において、１０
はＰチャンネル型ＭＯ３ＦＥＴ、２０は演算増幅器、３
０は基準電圧発生回路、４０は抵抗素子をそれぞれ表し
ている。
において、第３図と同一符号で表される構成要素は、そ
れぞれ、第３図の場合と同一構成要素であることを示し
ている。すなわち、１００はピエゾ抵抗素子１，２，３
．４から成るブリッジ回路、５は電源電圧端子、６．７
はブリッジ回路の励起端子、８，９はブリッジ回路の検
出端子をそれぞれ表している。また、図において、１０
はＰチャンネル型ＭＯ３ＦＥＴ、２０は演算増幅器、３
０は基準電圧発生回路、４０は抵抗素子をそれぞれ表し
ている。
本実施例において、ブリッジ回路１００の一方の励起端
子６は電源電圧端子５に接続され、他方の励起端子７は
ドレインが抵抗４０を介して接地されたＰチャンネル型
ＭＯ３ＦＥＴ１０のソースに接続されている。そして、
このＭＯＳＦＥＴＩＯのゲートには、非反転側入力端子
が該ＭＯ８ＦＥＴ１０のドレインに、反転側入力端子が
基準電圧発生回路３０に、それぞれ、接続された演算増
幅器２０の出力端子が接続されている。
子６は電源電圧端子５に接続され、他方の励起端子７は
ドレインが抵抗４０を介して接地されたＰチャンネル型
ＭＯ３ＦＥＴ１０のソースに接続されている。そして、
このＭＯＳＦＥＴＩＯのゲートには、非反転側入力端子
が該ＭＯ８ＦＥＴ１０のドレインに、反転側入力端子が
基準電圧発生回路３０に、それぞれ、接続された演算増
幅器２０の出力端子が接続されている。
本実施例では、ブリッジ回路１００を流れる励起電流が
、Ｐチャンネル型ＭＯ３ＦＥＴ１０のドレイン端子にお
いて抵抗４０での電圧降下として検出され、演算増幅器
２０の非反転側入力端子に導かれる。
、Ｐチャンネル型ＭＯ３ＦＥＴ１０のドレイン端子にお
いて抵抗４０での電圧降下として検出され、演算増幅器
２０の非反転側入力端子に導かれる。
演算増幅器２０は、その高い開放利得によって、該非反
転側入力端子に導かれた電圧と、反転側入力端子に印加
される基準電圧発生回路３０の発生する基準電圧■旺Ｆ
との差を増幅し、結果として、両端子間の電位差が零に
なるようにＰチャンネル型ＭＯ３ＦＥＴ１０のゲート端
子の電圧を制御する。
転側入力端子に導かれた電圧と、反転側入力端子に印加
される基準電圧発生回路３０の発生する基準電圧■旺Ｆ
との差を増幅し、結果として、両端子間の電位差が零に
なるようにＰチャンネル型ＭＯ３ＦＥＴ１０のゲート端
子の電圧を制御する。
すなわち、いま、何らかの原因によりブリッジ励起電流
ｌ６Ｘｅが一時的に減少（抵抗４０の電圧降下が減少）
したとすると、演算増幅器２０は、これによって一時的
に生じた非反転側入力端子電圧と反転側入力端子電圧と
のアンバランスを増幅し、該増幅器２０の出力電圧を下
降させる（Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１０のゲート電
圧を下降させる）ことより、ブリッジ励起電流■。、Ｃ
を増大し、抵抗４０での電圧降下を元の値に復帰させる
ことで非反転側入力端子と反転側入力端子の間の電圧差
を零に戻す、ブリッジ励起電流Ｉｌ、ｘｃが一時的に増
大した場合にも、同様のことが起こり、この結果、ブリ
ッジ回路の駆動電流は、常に、抵抗４０での電圧降下が
、基準電圧■ＩｌεＦと等しくなるような一定の値に設
定される。すなわち、抵抗４０の抵抗値をＲとすると、
ブリッジ励起電流Ｉ ｅＸｃは、常に（ＶＩＩＥｐ ／
Ｒ） ニ保ｎサレル。
ｌ６Ｘｅが一時的に減少（抵抗４０の電圧降下が減少）
したとすると、演算増幅器２０は、これによって一時的
に生じた非反転側入力端子電圧と反転側入力端子電圧と
のアンバランスを増幅し、該増幅器２０の出力電圧を下
降させる（Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１０のゲート電
圧を下降させる）ことより、ブリッジ励起電流■。、Ｃ
を増大し、抵抗４０での電圧降下を元の値に復帰させる
ことで非反転側入力端子と反転側入力端子の間の電圧差
を零に戻す、ブリッジ励起電流Ｉｌ、ｘｃが一時的に増
大した場合にも、同様のことが起こり、この結果、ブリ
ッジ回路の駆動電流は、常に、抵抗４０での電圧降下が
、基準電圧■ＩｌεＦと等しくなるような一定の値に設
定される。すなわち、抵抗４０の抵抗値をＲとすると、
ブリッジ励起電流Ｉ ｅＸｃは、常に（ＶＩＩＥｐ ／
Ｒ） ニ保ｎサレル。
本実施例の特徴は、ブリッジ励起電流■。８ｃの精度が
、基準電圧発生回路３０が発生する基準電圧■１．と抵
抗４０の抵抗値Ｒの精度のみによって決定される点にあ
る。基準電圧発生回路３０としては、バンドギャップ基
準電圧発生回路、ツェナーダイオードを用いた基準電圧
発生回路、およびエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴとデ
プリーション型ＭＯ３ＦＥＴの間のしきい値電圧の差を
利用した基準電圧発生回路など、各種製造プロセスに適
した種々の回路構成が提案されており、これらを利用す
ることにより、温度及び電源電圧の変動に対して安定な
基準電圧を発生する基準電圧発生回路が容易に集積化可
能である。また、抵抗４０としては、例えば、シリコン
・クロム（ＳｉＣｒ）薄膜抵抗など、精度が良く、温度
係数の小さい抵抗素子が集積化可能である。
、基準電圧発生回路３０が発生する基準電圧■１．と抵
抗４０の抵抗値Ｒの精度のみによって決定される点にあ
る。基準電圧発生回路３０としては、バンドギャップ基
準電圧発生回路、ツェナーダイオードを用いた基準電圧
発生回路、およびエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴとデ
プリーション型ＭＯ３ＦＥＴの間のしきい値電圧の差を
利用した基準電圧発生回路など、各種製造プロセスに適
した種々の回路構成が提案されており、これらを利用す
ることにより、温度及び電源電圧の変動に対して安定な
基準電圧を発生する基準電圧発生回路が容易に集積化可
能である。また、抵抗４０としては、例えば、シリコン
・クロム（ＳｉＣｒ）薄膜抵抗など、精度が良く、温度
係数の小さい抵抗素子が集積化可能である。
したがって、本実施例によれば、ブリッジ回路と定電流
回路の一体化に適し、かつ、ブリッジ駆動電流が温度お
よび電源電圧などの使用条件変動に対して安定化された
優れた半導体センサの検出回路が得られる。
回路の一体化に適し、かつ、ブリッジ駆動電流が温度お
よび電源電圧などの使用条件変動に対して安定化された
優れた半導体センサの検出回路が得られる。
上記実施例では、ブリッジ回路の励起端子に接続される
ＦＥ’ＴＩＯをＰチャンネル型としたが、これをＮチャ
ンネル型のＦＥＴとすることも可能である。その場合の
回路構成の一例を第２図に示す。
ＦＥ’ＴＩＯをＰチャンネル型としたが、これをＮチャ
ンネル型のＦＥＴとすることも可能である。その場合の
回路構成の一例を第２図に示す。
すなわち、第２図は本発明の第２の実施例を示す図で、
この実施例においては、ブリッジ回路１００の一方の励
起端子７が接地され、他の一方の励起端子６がドレイン
が抵抗４０を介して電源電圧端子５に接続されたＮチャ
ンネル型ＭＯＳＦＥＴ５０のソースに接続されている。
この実施例においては、ブリッジ回路１００の一方の励
起端子７が接地され、他の一方の励起端子６がドレイン
が抵抗４０を介して電源電圧端子５に接続されたＮチャ
ンネル型ＭＯＳＦＥＴ５０のソースに接続されている。
そして、このＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ５０のゲート
に、非反転側入力端子が該ＭＯ９ＦＥＴ５０のドレイン
に、反転側入力端子が基準電圧発生回路６０に、それぞ
れ、接続された演算増幅器２０の出力端子が接続されて
いる。
に、非反転側入力端子が該ＭＯ９ＦＥＴ５０のドレイン
に、反転側入力端子が基準電圧発生回路６０に、それぞ
れ、接続された演算増幅器２０の出力端子が接続されて
いる。
本実施例における基準電圧発生回路６０は、ブリッジ励
起電流■ｅｘｃを検出する抵抗４０がＮチャンネル型Ｍ
ＯＳＦＥＴ５０のドレインと電源電圧端子５の間に接続
されていることに対応して、端子５に供給される電源電
圧ＶＣＣに対して基準電圧ＶＲεＰを発生する。この点
、第１図における基準電圧発生回路３０が接地レベルを
基準として基準電圧■■Ｆを発生するのとは基本的に異
なっている。
起電流■ｅｘｃを検出する抵抗４０がＮチャンネル型Ｍ
ＯＳＦＥＴ５０のドレインと電源電圧端子５の間に接続
されていることに対応して、端子５に供給される電源電
圧ＶＣＣに対して基準電圧ＶＲεＰを発生する。この点
、第１図における基準電圧発生回路３０が接地レベルを
基準として基準電圧■■Ｆを発生するのとは基本的に異
なっている。
この結果、本実施例で演算増幅器２０の反転側入力端子
に加わる電圧は（Ｖｃｃ Ｖａｐｐ ）となる、演算
増幅器２０の非反転側入力端子と結ばれたＮチャンネー
ル型ＭＯ３ＦＥＴ５０のドレイン電圧（Ｖｃｃ−Ｉｅｘ
ｏ−Ｒ）は、この電圧（Ｖｃｃ Ｖ＊ａｐ ＞と同じ
値になるよう制御されるので、電源電圧ＶＣＣの変動は
相殺され、本実施例においても、上記第１図に示した実
施例と同じく、ブリッジ励起電流が電源電圧および温度
変動などの使用条件変動に対して安定化された優れた半
導体センサの検出回路が得られる。
に加わる電圧は（Ｖｃｃ Ｖａｐｐ ）となる、演算
増幅器２０の非反転側入力端子と結ばれたＮチャンネー
ル型ＭＯ３ＦＥＴ５０のドレイン電圧（Ｖｃｃ−Ｉｅｘ
ｏ−Ｒ）は、この電圧（Ｖｃｃ Ｖ＊ａｐ ＞と同じ
値になるよう制御されるので、電源電圧ＶＣＣの変動は
相殺され、本実施例においても、上記第１図に示した実
施例と同じく、ブリッジ励起電流が電源電圧および温度
変動などの使用条件変動に対して安定化された優れた半
導体センサの検出回路が得られる。
なお、上記二つの実施例では、抵抗４０の一端またはブ
リッジ励起端子の一方を接地レベルとしたが、これは必
ずしも接地レベルである必要はなく、例えば基準電圧を
分圧した適当な直流電圧とすることができる。
リッジ励起端子の一方を接地レベルとしたが、これは必
ずしも接地レベルである必要はなく、例えば基準電圧を
分圧した適当な直流電圧とすることができる。
また、上記再実施例において、一時的な励起電流の変化
に起因して生じる非反転側入力端子と反転側入力端子間
の過渡的なアンバランスで、演算増幅器２０の出力電圧
が飽和するのを防ぐため、演−算増幅器２０の反転側入
力端子と出力端子および基準電圧発生回路の間に、それ
ぞれ、帰還ダイオードおよび帰還抵抗を追加接続するこ
とができる。
に起因して生じる非反転側入力端子と反転側入力端子間
の過渡的なアンバランスで、演算増幅器２０の出力電圧
が飽和するのを防ぐため、演−算増幅器２０の反転側入
力端子と出力端子および基準電圧発生回路の間に、それ
ぞれ、帰還ダイオードおよび帰還抵抗を追加接続するこ
とができる。
以上、ピエゾ抵抗素子を用いた圧力センサの場合を例に
本発明を説明したが、本発明は圧力センサのみならず、
検知対象の変化に応答して抵抗値変化を示す半導体検知
素子でブリッジ回路を構成し、これを定電流駆動する半
導体センサの検出回路として広く適用できる。
本発明を説明したが、本発明は圧力センサのみならず、
検知対象の変化に応答して抵抗値変化を示す半導体検知
素子でブリッジ回路を構成し、これを定電流駆動する半
導体センサの検出回路として広く適用できる。
（発明の効果）
以上のように、本発明によれば、ブリッジ回路と定電流
回路の一体化に適し、かつ、ブリッジ励起電流が温度お
よび電源電圧などの使用条件変動に対して安定化された
優れた半導体センナの検出回路が実現される。
回路の一体化に適し、かつ、ブリッジ励起電流が温度お
よび電源電圧などの使用条件変動に対して安定化された
優れた半導体センナの検出回路が実現される。
第１図はこの発明の第１の実施例を示す回路図、第２図
はこの発明の第２の実施例を示す回路図、第３図は半導
体センサの検出回路の従来例を示す回路図である。 １〜４・・・半導体検知素子、う・・・電源電圧端子、
６．７・・・励起端子、８．９・・・検出端子、１０．
５０・・・ＭＯＳＦＥＴ、１１．１２・・・バイポーラ
トランジスタ、２０・・・演算増幅器、２１．２２．２
３・・・抵抗素子、３０．６０・・・基準電圧発生回路
、４０・・・抵抗素子、１００・・・ブリッジ回路。
はこの発明の第２の実施例を示す回路図、第３図は半導
体センサの検出回路の従来例を示す回路図である。 １〜４・・・半導体検知素子、う・・・電源電圧端子、
６．７・・・励起端子、８．９・・・検出端子、１０．
５０・・・ＭＯＳＦＥＴ、１１．１２・・・バイポーラ
トランジスタ、２０・・・演算増幅器、２１．２２．２
３・・・抵抗素子、３０．６０・・・基準電圧発生回路
、４０・・・抵抗素子、１００・・・ブリッジ回路。
Claims (1)
- 少なくとも一辺に半導体検知素子を含み、一方の励起端
子が第一の直流電圧に接続されたブリッジ回路と；ソー
ス端子が該ブリッジ回路の他の励起端子に接続されたＦ
ＥＴと；該ＦＥＴのドレイン端子と第二の直流電圧との
間に接続された抵抗素子と；反転側入力端子が第三の直
流電圧に、非反転側入力端子が前記ＦＥＴのドレイン端
子にそれぞれ接続されるとともに、出力端子が前記ＦＥ
Ｔのゲート端子に接続された演算増幅器とを備えたこと
を特徴とする半導体センサの検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4469787A JPS63210635A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | 半導体センサの検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4469787A JPS63210635A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | 半導体センサの検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63210635A true JPS63210635A (ja) | 1988-09-01 |
Family
ID=12698608
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4469787A Pending JPS63210635A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | 半導体センサの検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63210635A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57113337A (en) * | 1981-01-07 | 1982-07-14 | Hitachi Ltd | Semiconductor transducer |
-
1987
- 1987-02-26 JP JP4469787A patent/JPS63210635A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57113337A (en) * | 1981-01-07 | 1982-07-14 | Hitachi Ltd | Semiconductor transducer |
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