JPS632180B2 - - Google Patents
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- JPS632180B2 JPS632180B2 JP55110230A JP11023080A JPS632180B2 JP S632180 B2 JPS632180 B2 JP S632180B2 JP 55110230 A JP55110230 A JP 55110230A JP 11023080 A JP11023080 A JP 11023080A JP S632180 B2 JPS632180 B2 JP S632180B2
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- Japan
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- circuit
- signal
- stereo
- detector
- detection
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/86—Arrangements characterised by the broadcast information itself
- H04H20/88—Stereophonic broadcast systems
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、AMステレオ受信装置に関する。
従来より、AMステレオ受信装置として、「特
開昭53−140901号」公報により提案されたものが
公知である。このAMステレオ方式はAM−PM
方式とも呼ばれるものであり、送信装置から振幅
変調された和信号Ｌ＋Ｒと、位相変調された差信
号Ｌ−Ｒとが送信される。
開昭53−140901号」公報により提案されたものが
公知である。このAMステレオ方式はAM−PM
方式とも呼ばれるものであり、送信装置から振幅
変調された和信号Ｌ＋Ｒと、位相変調された差信
号Ｌ−Ｒとが送信される。
したがつて、受信装置としては、周知のAMラ
ジオ受信装置と同様のアンテナ回路、RF増幅段、
周波数変換段、及び中間周波増幅段を通して得ら
れた受信信号をAM検波して和信号Ｌ＋Ｒ（モノ
ラル信号）を形成するとともに、PM検波して差
信号Ｌ−Ｒを形成し、マトリツクス回路で両者を
合成（加算、減算）することにより、左チヤンネ
ルステレオ信号Ｌと、右チヤンネルステレオ信号
Ｒを得るものである。
ジオ受信装置と同様のアンテナ回路、RF増幅段、
周波数変換段、及び中間周波増幅段を通して得ら
れた受信信号をAM検波して和信号Ｌ＋Ｒ（モノ
ラル信号）を形成するとともに、PM検波して差
信号Ｌ−Ｒを形成し、マトリツクス回路で両者を
合成（加算、減算）することにより、左チヤンネ
ルステレオ信号Ｌと、右チヤンネルステレオ信号
Ｒを得るものである。
この公知のAMステレオ受信装置では、PM検
波器をPLL（フエーズ・ロツクド・ループ）回路
により構成するものである。このため、PLLル
ープを構成するローパスフイルタは、例えば位相
ロツクループの帯域幅が50Hzとなるように周波数
特性が設定される。したがつて、振動等に対する
応答性が悪く、例えば、カーラジオ受信装置とし
ては利用できないという欠点がある。
波器をPLL（フエーズ・ロツクド・ループ）回路
により構成するものである。このため、PLLル
ープを構成するローパスフイルタは、例えば位相
ロツクループの帯域幅が50Hzとなるように周波数
特性が設定される。したがつて、振動等に対する
応答性が悪く、例えば、カーラジオ受信装置とし
ては利用できないという欠点がある。
そこで、本願発明者等は、上述のようなAM−
PM方式のAMステレオ受信装置におけるPM検
波器として、FM検波器を利用することを考え
た。
PM方式のAMステレオ受信装置におけるPM検
波器として、FM検波器を利用することを考え
た。
すなわち、PM変調信号をFM検波して、周波
数に比例したFM検波出力を周波数に逆比例した
伝達特性を有するローパスフイルタを通すことに
よりPM検波信号に変換するものである。
数に比例したFM検波出力を周波数に逆比例した
伝達特性を有するローパスフイルタを通すことに
よりPM検波信号に変換するものである。
この検波方式においては、例えば、PLL回路
によるFM検波を行なう場合でも、PLLループを
構成するローパスフイルタの遮断周波数は、例え
ば、20KHzと高い周波数に設定できるため耐振性
の向上を図ることができることの他、回路構成が
極めて簡単なクオドラチヤ検波回路を利用するこ
とができる。
によるFM検波を行なう場合でも、PLLループを
構成するローパスフイルタの遮断周波数は、例え
ば、20KHzと高い周波数に設定できるため耐振性
の向上を図ることができることの他、回路構成が
極めて簡単なクオドラチヤ検波回路を利用するこ
とができる。
ただし、AM変調が100％以上の過変調、又は
雑音等による大きな負のピークのためにキヤリア
切れが生じると、FM検波出力に得られる不所望
のバースト雑音がPM検波変換のためのローパス
フイルタによつてリカバリータイムが遅れるとい
う新たな問題が生じる。
雑音等による大きな負のピークのためにキヤリア
切れが生じると、FM検波出力に得られる不所望
のバースト雑音がPM検波変換のためのローパス
フイルタによつてリカバリータイムが遅れるとい
う新たな問題が生じる。
この発明は、耐振性の向上を図るとともに、キ
ヤリア切れによるバースト雑音消去を実現した
AMステレオ受信装置を提供することにある。
ヤリア切れによるバースト雑音消去を実現した
AMステレオ受信装置を提供することにある。
この発明は、AM−PM方式のAMステレオ受
信装置におけるPM検波器として、FM検波器と
FM−PM検波変換のためのローパスフイルタと
で構成し、リカバリータイムを遅延させたキヤリ
ア切れ検出信号により、FM検波器を含む差信号
伝達経路を不動作とするものである。
信装置におけるPM検波器として、FM検波器と
FM−PM検波変換のためのローパスフイルタと
で構成し、リカバリータイムを遅延させたキヤリ
ア切れ検出信号により、FM検波器を含む差信号
伝達経路を不動作とするものである。
以下、この発明を実施例とともに詳細に説明す
る。
る。
第１図は、この発明の一実施例を示すブロツク
図である。
図である。
アンテナ回路で受信された高周波（例えば、
530KHz〜1600KHz）のAM放送信号は、RF増幅
段１で構成される。このRF増幅信号と、局部発
振回路３で形成された局部発振信号とが周波数混
合回路２により混合され、周波数変換されて中間
周波増幅段４に入力される。以上の構成は周知の
AMラジオ受信装置と同様であり、RF増幅段１、
中間周波増幅段４には、段間周波数選択素子を含
むものである。
530KHz〜1600KHz）のAM放送信号は、RF増幅
段１で構成される。このRF増幅信号と、局部発
振回路３で形成された局部発振信号とが周波数混
合回路２により混合され、周波数変換されて中間
周波増幅段４に入力される。以上の構成は周知の
AMラジオ受信装置と同様であり、RF増幅段１、
中間周波増幅段４には、段間周波数選択素子を含
むものである。
この実施例においては、AM変調成分より広い
周波数帯にわたり分布するPM変調成分のエネル
ギー損失を少なくするため、周知のAMラジオ受
信装置に比べ、又はAM検波器５への中間周波増
幅信号に比べ、より広い周波数帯域、例えば、最
終段の段間周波数選択素子の入力側における中間
周波増幅段の出力信号をPM検波入力側として用
いる。ただし、終段の段間周波数選択素子により
和、差信号成分に位相ずれが生じてステレオ分離
度を悪化させる場合には、例えば、差信号伝達経
路に位相補正を行なう遅延回路を設けるものであ
る（図示せず）。
周波数帯にわたり分布するPM変調成分のエネル
ギー損失を少なくするため、周知のAMラジオ受
信装置に比べ、又はAM検波器５への中間周波増
幅信号に比べ、より広い周波数帯域、例えば、最
終段の段間周波数選択素子の入力側における中間
周波増幅段の出力信号をPM検波入力側として用
いる。ただし、終段の段間周波数選択素子により
和、差信号成分に位相ずれが生じてステレオ分離
度を悪化させる場合には、例えば、差信号伝達経
路に位相補正を行なう遅延回路を設けるものであ
る（図示せず）。
狭帯域の中間周波増幅信号は、AM検波器５に
より、AM検波されて和信号Ｌ＋Ｒが得られる。
より、AM検波されて和信号Ｌ＋Ｒが得られる。
このAM検波出力は、ステレオ再生信号を形成
するマトリツクス回路１５及びAGC電圧を形成
するAGCフイルタ６に入力される。このAGCフ
イルタ６で形成されたAGC電圧は、RF増幅段１
及び中間周波増幅段４の利得制御の他、差信号Ｌ
−Ｒの入力電界強度に応じたレベル調整、入力電
界強度検出のためにも用いられる。このことは、
後述する可変利得回路１０、ステレオ／モノラル
切り換え、表示の説明で明らかとなろう。
するマトリツクス回路１５及びAGC電圧を形成
するAGCフイルタ６に入力される。このAGCフ
イルタ６で形成されたAGC電圧は、RF増幅段１
及び中間周波増幅段４の利得制御の他、差信号Ｌ
−Ｒの入力電界強度に応じたレベル調整、入力電
界強度検出のためにも用いられる。このことは、
後述する可変利得回路１０、ステレオ／モノラル
切り換え、表示の説明で明らかとなろう。
また、上記比較的広帯域の中間周波増幅信号は
リミツタアンプ７に入力され、ここで中間周波増
幅信号に含まれるAM変調成分が除去される。
リミツタアンプ７に入力され、ここで中間周波増
幅信号に含まれるAM変調成分が除去される。
このリミツタアンプ７の出力は、FM検波器８
と、FM−PM検波変換のためのローパスフイル
タ９とで構成されたPM検波器でPM検波され、
差信号Ｌ−Ｒ及びステレオパイロツト信号Ｐ（５
Hz）を得る。
と、FM−PM検波変換のためのローパスフイル
タ９とで構成されたPM検波器でPM検波され、
差信号Ｌ−Ｒ及びステレオパイロツト信号Ｐ（５
Hz）を得る。
この実施例では、リミツタアンプ７を通した
PM変調信号をFM検波器８で検波するものであ
るので、その検波出力FMは、第２図に示すよう
に検波出力レベルが周波数に比例するものであ
る。
PM変調信号をFM検波器８で検波するものであ
るので、その検波出力FMは、第２図に示すよう
に検波出力レベルが周波数に比例するものであ
る。
そこで、同図に示すように、遮断周波数f0から
周波数に逆比例する伝達特性LPを有するローパ
スフイルタ９を通すことにより、FM検波出力
FMをPM検波出力PMに変換するものである。
周波数に逆比例する伝達特性LPを有するローパ
スフイルタ９を通すことにより、FM検波出力
FMをPM検波出力PMに変換するものである。
したがつて、ローパスフイルタ９の遮断周波数
f0は、再生下限周波数以下の低周波、例えば、50
〜20Hz程度に設定される。
f0は、再生下限周波数以下の低周波、例えば、50
〜20Hz程度に設定される。
このようなPM検波により形成された差信号Ｌ
−Ｒは、入力電界強度に無関係に一定のレベルと
なるのに対し、AM検波により形成された和信号
Ｌ＋Ｒは、入力電界強度に比例して変化する。し
たがつて、このまま直接マトリツクス回路１５で
合成した場合には、良好なステレオ分離度が得ら
れないことより、PM検波により形成された差信
号Ｌ−Ｒは、和信号Ｌ＋Ｒのレベルに応じて変化
するAGC電圧で制御される可変利得回路１０に
よりレベル調整され、両者のレベル整合がなされ
る。
−Ｒは、入力電界強度に無関係に一定のレベルと
なるのに対し、AM検波により形成された和信号
Ｌ＋Ｒは、入力電界強度に比例して変化する。し
たがつて、このまま直接マトリツクス回路１５で
合成した場合には、良好なステレオ分離度が得ら
れないことより、PM検波により形成された差信
号Ｌ−Ｒは、和信号Ｌ＋Ｒのレベルに応じて変化
するAGC電圧で制御される可変利得回路１０に
よりレベル調整され、両者のレベル整合がなされ
る。
そして、レベル調整された差信号Ｌ−Ｒは、ス
テレオ／モノラル切り換えのために設けられたミ
ユート回路１３を通してマトリツクス回路１５に
入力される。
テレオ／モノラル切り換えのために設けられたミ
ユート回路１３を通してマトリツクス回路１５に
入力される。
このAM−PM方式の下では、前述したように
AM変調が100％以上の過変調又は雑音等による
大きな負のピークのためにキヤリア切れが生じる
と、FM検波出力に不所望のバースト雑音が発生
し、不快音の原因となる。ピース検波器１１はこ
のキヤリア切れを検出する。上記バースト雑音
は、FM−PM検波変換のためのローパスフイル
タ９によつて積分されるためリカバリータイムが
遅れる。したがつて、ピーク検波器１１で形成さ
れたキヤリア切れ検出信号は、アタツクタイムが
早く、リカバリータイムを遅延させる遅延回路１
２を通してミユート回路１３を動作させる。
AM変調が100％以上の過変調又は雑音等による
大きな負のピークのためにキヤリア切れが生じる
と、FM検波出力に不所望のバースト雑音が発生
し、不快音の原因となる。ピース検波器１１はこ
のキヤリア切れを検出する。上記バースト雑音
は、FM−PM検波変換のためのローパスフイル
タ９によつて積分されるためリカバリータイムが
遅れる。したがつて、ピーク検波器１１で形成さ
れたキヤリア切れ検出信号は、アタツクタイムが
早く、リカバリータイムを遅延させる遅延回路１
２を通してミユート回路１３を動作させる。
これにより、マトリツクス回路１５からは、バ
ースト雑音が発生している間一時的に和信号のみ
が出力されて、モノラル再生に自動的に切り換え
られ、バースト雑音の消去がなされる。
ースト雑音が発生している間一時的に和信号のみ
が出力されて、モノラル再生に自動的に切り換え
られ、バースト雑音の消去がなされる。
また、PM検波出力が入力に印加されたローパ
スフイルタ１４は、例えば、５Hzのパイロツト信
号の有無を検出して、ミユート回路１３を制御す
ることによるステレオ／モノラル切り換えと、そ
の旨の表示を行なう。
スフイルタ１４は、例えば、５Hzのパイロツト信
号の有無を検出して、ミユート回路１３を制御す
ることによるステレオ／モノラル切り換えと、そ
の旨の表示を行なう。
ただし、パイロツト信号が検出されてステレオ
放送のときでも、入力電界強度が弱く、ステレオ
再生に不適当な場合には、モノラル再生に切り換
えるためにAGC電圧により上述のような弱入力
電界強度を判別して、強制的にモノラル再生、表
示の切り換えを行なうものである。
放送のときでも、入力電界強度が弱く、ステレオ
再生に不適当な場合には、モノラル再生に切り換
えるためにAGC電圧により上述のような弱入力
電界強度を判別して、強制的にモノラル再生、表
示の切り換えを行なうものである。
第３図は、この発明の要部一実施例を示す具体
的回路図である。
的回路図である。
この実施例回路は、点線で囲まれた回路素子は
周知のモノリシツク半導体製造方法により、シリ
コンチツプに形成され、外付端子P1〜P9を介し
て外付部品で構成された回路網と接続されてい
る。
周知のモノリシツク半導体製造方法により、シリ
コンチツプに形成され、外付端子P1〜P9を介し
て外付部品で構成された回路網と接続されてい
る。
この実施例回路では、FM検波器８を回路の簡
単なクオドラチヤ検波回路で構成するものであ
る。
単なクオドラチヤ検波回路で構成するものであ
る。
すなわち、トランジスタQ1〜Q6は、周知の平
衡差動差の掛算回路を構成するものであり、リミ
ツタアンプ７の出力がトランジスタQ1，Q2のベ
ースに印加されている。また、リミツタアンプ７
の出力は、コンデンサC1により90゜位相シフトさ
れ、端子P1を介して接続されたタンク回路L101，
L101により取り出された中心周波数（450KHz）
がスイツチングトランジスタQ3，Q6のベースに
印加される。
衡差動差の掛算回路を構成するものであり、リミ
ツタアンプ７の出力がトランジスタQ1，Q2のベ
ースに印加されている。また、リミツタアンプ７
の出力は、コンデンサC1により90゜位相シフトさ
れ、端子P1を介して接続されたタンク回路L101，
L101により取り出された中心周波数（450KHz）
がスイツチングトランジスタQ3，Q6のベースに
印加される。
定電流回路I02と抵抗R6及びダイオード（ダイ
オード形態に接続されたトランジスタを含む、以
下同じ）Q13は、バイアス回路を構成するもので
あり、抵抗R6とダイオードQ13で形成された定電
圧がスイツチングトランジスタQ4，Q5のベース
に印加される。そして、外付端子P2とタンク回
路におけるコイルL101を介して、スイツチングト
ランジスタQ3，Q6のベースにバイアス電圧を供
給する。なお、コンデンサC102は、タンク回路の
交流的接地のために用いられ、トランジスタQ1，
Q2の共通接続されたエミツタには、定電流回路
I01が設けられる。
オード形態に接続されたトランジスタを含む、以
下同じ）Q13は、バイアス回路を構成するもので
あり、抵抗R6とダイオードQ13で形成された定電
圧がスイツチングトランジスタQ4，Q5のベース
に印加される。そして、外付端子P2とタンク回
路におけるコイルL101を介して、スイツチングト
ランジスタQ3，Q6のベースにバイアス電圧を供
給する。なお、コンデンサC102は、タンク回路の
交流的接地のために用いられ、トランジスタQ1，
Q2の共通接続されたエミツタには、定電流回路
I01が設けられる。
共通接続されたトランジスタQ3，Q4のコレク
タから得られる一方の掛算出力は、トランジスタ
Q7，Q8及びトランジスタQ11，Q12でそれぞれ構
成された電流ミラー回路を介して、吸い込み電流
信号として出力され、共通接続されたトランジス
タQ4，Q6のコレクタから得られる他方の掛算出
力は、トランジスタQ9，Q10で構成された電流ミ
ラー回路を介して押し出し電流信号として出力さ
れ、トランジスタR10，R12のコレクタを共通接
続することにより、差の電流信号を得るものであ
る。この掛算回路によるクオドラチヤ検波出力
は、変調周波数に比例するFM検波出力であるた
め、外付端子P3を介して接続された抵抗R101とコ
ンデンサC103と構成されたローパスフイルタ９で
PM検波信号に変換される。すなわち、前述した
ように、ローパスフイルタ９の遮断周波以上の周
波数に逆比例する伝達特性を利用してPM検波信
号に変換されるものである。
タから得られる一方の掛算出力は、トランジスタ
Q7，Q8及びトランジスタQ11，Q12でそれぞれ構
成された電流ミラー回路を介して、吸い込み電流
信号として出力され、共通接続されたトランジス
タQ4，Q6のコレクタから得られる他方の掛算出
力は、トランジスタQ9，Q10で構成された電流ミ
ラー回路を介して押し出し電流信号として出力さ
れ、トランジスタR10，R12のコレクタを共通接
続することにより、差の電流信号を得るものであ
る。この掛算回路によるクオドラチヤ検波出力
は、変調周波数に比例するFM検波出力であるた
め、外付端子P3を介して接続された抵抗R101とコ
ンデンサC103と構成されたローパスフイルタ９で
PM検波信号に変換される。すなわち、前述した
ように、ローパスフイルタ９の遮断周波以上の周
波数に逆比例する伝達特性を利用してPM検波信
号に変換されるものである。
上記出力トランジスタQ10，Q12のコレクタに
は端子P2のバイアス電圧が抵抗R101及び端子P3
を介して印加されている。
は端子P2のバイアス電圧が抵抗R101及び端子P3
を介して印加されている。
ローパスフイルタ９で変換されたPM検波出力
は、カツプリングコンデンサC104を介して端子P4
に印加され、バツフアアンプ９′で増幅されて端
子P5から出力される。このPM検波出力に含まれ
るパイロツト信号は、抵抗R102と、コンデンサ
C105で構成されたローパスフイルタ１４で取り出
され、カツプリングコンデンサC106を通して制御
回路１４′に入力される。
は、カツプリングコンデンサC104を介して端子P4
に印加され、バツフアアンプ９′で増幅されて端
子P5から出力される。このPM検波出力に含まれ
るパイロツト信号は、抵抗R102と、コンデンサ
C105で構成されたローパスフイルタ１４で取り出
され、カツプリングコンデンサC106を通して制御
回路１４′に入力される。
また、上記PM検波出力は、ミユート回路１３
の一部を構成するコンデンサC107、抵抗R103及び
可変利得回路１０の入力端子P8に印加される。
の一部を構成するコンデンサC107、抵抗R103及び
可変利得回路１０の入力端子P8に印加される。
この実施例では、第１図のブロツク図と異なり
ミユート回路１３は、可変利得回路１０の入力側
に設けられている。ミユート回路１３を構成する
コンデンサC107，C108は、ミユート動作による直
流レベルの変動を防止するとともに、パイロツト
信号の除去に用いられる。
ミユート回路１３は、可変利得回路１０の入力側
に設けられている。ミユート回路１３を構成する
コンデンサC107，C108は、ミユート動作による直
流レベルの変動を防止するとともに、パイロツト
信号の除去に用いられる。
一方、キヤリア切れを検出するピーク検波器１
１は、ダーリントン形態のトランジスタQ16，
Q14及びQ17，Q15のコレクタがすべて共通に接続
されトランジスタQ16，Q17のベースには、ダイ
オードQ13で形成されたバイアス電圧が印加さ
れ、トランジスタQ14，Q15のエミツタが共通接
続されて抵抗R2により接地されている。そして、
トランジスタQ14，Q15のベースに、カツプリン
グコンデンサC2，C3を介して、リミツタアンプ
７における互いに逆相の信号が印加されている。
１は、ダーリントン形態のトランジスタQ16，
Q14及びQ17，Q15のコレクタがすべて共通に接続
されトランジスタQ16，Q17のベースには、ダイ
オードQ13で形成されたバイアス電圧が印加さ
れ、トランジスタQ14，Q15のエミツタが共通接
続されて抵抗R2により接地されている。そして、
トランジスタQ14，Q15のベースに、カツプリン
グコンデンサC2，C3を介して、リミツタアンプ
７における互いに逆相の信号が印加されている。
共通接続されたトランジスタQ14〜Q17のコレ
クタには、トランジスタQ18，Q19で構成された
電流ミラー回路が設けられ、トランジスタQ19の
コレクタには負荷抵抗R3が設けられ、トランジ
スタQ20と抵抗R4で構成されたインバータ回路に
より、反転されたピーク検波出力を得るものであ
る。
クタには、トランジスタQ18，Q19で構成された
電流ミラー回路が設けられ、トランジスタQ19の
コレクタには負荷抵抗R3が設けられ、トランジ
スタQ20と抵抗R4で構成されたインバータ回路に
より、反転されたピーク検波出力を得るものであ
る。
リミツタアンプ７からのキヤリアレベルが、ト
ランジスタのベース、エミツタ間電圧以上の振幅
を有するものであるとき、正方向の電圧レベルに
対してはトランジスタQ14，Q15がオンし、負方
向の電圧レベルに対してはトランジスタQ16，
Q17がオンする。そして、トランジスタQ14，Q16
に印加されるキヤリアと、トランジスタQ15，
Q17に印加されるキヤリアとは互いに逆相である
ため上述のようなレベルのキヤリアが印加されて
いるときには、トランジスタQ14，Q17とトラン
ジスタQ15，Q16とが交互にオンして、出力トラ
ンジスタQ20をオンしつづけるものである。
ランジスタのベース、エミツタ間電圧以上の振幅
を有するものであるとき、正方向の電圧レベルに
対してはトランジスタQ14，Q15がオンし、負方
向の電圧レベルに対してはトランジスタQ16，
Q17がオンする。そして、トランジスタQ14，Q16
に印加されるキヤリアと、トランジスタQ15，
Q17に印加されるキヤリアとは互いに逆相である
ため上述のようなレベルのキヤリアが印加されて
いるときには、トランジスタQ14，Q17とトラン
ジスタQ15，Q16とが交互にオンして、出力トラ
ンジスタQ20をオンしつづけるものである。
そして、キヤリア切れが生じると、トランジス
タQ14〜Q17がすべてオフするため、トランジス
タQ20がオフして、ハイレベルのキヤリア切れ検
出信号が得られる。
タQ14〜Q17がすべてオフするため、トランジス
タQ20がオフして、ハイレベルのキヤリア切れ検
出信号が得られる。
このハイレベルの検出信号により、エミツタフ
オロワトランジスタQ21がオンして、遅延回路１
２を構成するコンデンサC109を充電するため、ア
タツクタイムが早いキヤリア切れ検出信号でミユ
ートトランジスタQ23をオンとして、バースト雑
音を消去する。そして、キヤリアが再び入力され
て、トランジスタQ20がオンし、トランジスタ
Q21がオフしても、抵抗R104を通してコンデンサ
C109を放電させる時間を利用して、ローパスフイ
ルタ９でのバースト雑音のリカバリータイム遅れ
に応じてミユートトランジスタQ23のオン動作を
継続して、確実なバースト雑音の消去を行なうも
のである。
オロワトランジスタQ21がオンして、遅延回路１
２を構成するコンデンサC109を充電するため、ア
タツクタイムが早いキヤリア切れ検出信号でミユ
ートトランジスタQ23をオンとして、バースト雑
音を消去する。そして、キヤリアが再び入力され
て、トランジスタQ20がオンし、トランジスタ
Q21がオフしても、抵抗R104を通してコンデンサ
C109を放電させる時間を利用して、ローパスフイ
ルタ９でのバースト雑音のリカバリータイム遅れ
に応じてミユートトランジスタQ23のオン動作を
継続して、確実なバースト雑音の消去を行なうも
のである。
なお、１４′は、AGCレベル判定、及びランプ
ドライバ回路であり、パイロツト検出信号と
AGCレベル判定信号とにより、前述したように
ミユートトランジスタQ24のオン／オフによるス
テレオ／モノラル切り換え、ランプ表示を行なう
ものである。
ドライバ回路であり、パイロツト検出信号と
AGCレベル判定信号とにより、前述したように
ミユートトランジスタQ24のオン／オフによるス
テレオ／モノラル切り換え、ランプ表示を行なう
ものである。
なお、この実施例では、このモノリシツク半導
体集積回路内に、AM検波器５及びマトリツクス
回路を含むものである。
体集積回路内に、AM検波器５及びマトリツクス
回路を含むものである。
以上説明した実施例によれば、PM検波を行な
うにあたり、FM検波器を利用するものであるの
で、耐振性の向上が図られ、FM−PM検波変換
のためのローパスフイルタでのバースト雑音の消
去を遅延回路を用いることにより消去できるもの
である。
うにあたり、FM検波器を利用するものであるの
で、耐振性の向上が図られ、FM−PM検波変換
のためのローパスフイルタでのバースト雑音の消
去を遅延回路を用いることにより消去できるもの
である。
そして、FM検波器として、クオドラチヤ検波
回路を用いた場合には、PLL回路を用いる場合
に比べて、大幅な回路の簡素化が図られる。特
に、この実施例回路におけるクオドラチヤ検波回
路は、バイアス電圧をタンク回路を介して供給す
るものであるので、バイアス抵抗によるタンク回
路の選択度を低下させることがなく、AMラジオ
受信装置における低周波の中心周波数に対する位
相シフトコンデンサC1のインピーダンスが大き
くても問題になることはない。すなわち、タンク
回路のインピーダンスが大きくできるから、モノ
リシツク半導体集積回路内に形成された小容量の
位相シフトコンデンサC1を利用することができ
るのである。
回路を用いた場合には、PLL回路を用いる場合
に比べて、大幅な回路の簡素化が図られる。特
に、この実施例回路におけるクオドラチヤ検波回
路は、バイアス電圧をタンク回路を介して供給す
るものであるので、バイアス抵抗によるタンク回
路の選択度を低下させることがなく、AMラジオ
受信装置における低周波の中心周波数に対する位
相シフトコンデンサC1のインピーダンスが大き
くても問題になることはない。すなわち、タンク
回路のインピーダンスが大きくできるから、モノ
リシツク半導体集積回路内に形成された小容量の
位相シフトコンデンサC1を利用することができ
るのである。
また、この実施例においては、バースト雑音消
去等のためのステレオ／モノラル切り換えを、ミ
ユート回路で行なうものであるので、公知のAM
ステレオ受信装置のようにステレオ／モノラル切
り換え回路を用いる場合に比べ、回路の簡素化を
図ることができる。
去等のためのステレオ／モノラル切り換えを、ミ
ユート回路で行なうものであるので、公知のAM
ステレオ受信装置のようにステレオ／モノラル切
り換え回路を用いる場合に比べ、回路の簡素化を
図ることができる。
この場合は、前記実施例に限定されず、FM検
波器としては、PLL検波回路を用いるものであ
つてもよい。すなわち、PLLループフイルタの
遮断周波数を例えば20KHzと高く設定すればFM
検波出力が得られ、振動に対する応答性が良く耐
振性の向上を図ることができるからである。
波器としては、PLL検波回路を用いるものであ
つてもよい。すなわち、PLLループフイルタの
遮断周波数を例えば20KHzと高く設定すればFM
検波出力が得られ、振動に対する応答性が良く耐
振性の向上を図ることができるからである。
そして、前記同様のローパスフイルタでPM検
波信号に変換するものとすればよい。
波信号に変換するものとすればよい。
また、バースト雑音消去等のためのミユート回
路に換え、第３図の回路において、トランジスタ
Q23のオンによりクオドラチヤ検波回路を構成す
る定電流回路I01を不動作としてFM検波動作自体
を不動作とするものであつてもよい。
路に換え、第３図の回路において、トランジスタ
Q23のオンによりクオドラチヤ検波回路を構成す
る定電流回路I01を不動作としてFM検波動作自体
を不動作とするものであつてもよい。
さらに、この実施例では、PM検波信号をロー
パスフイルタを介して得るものであることより、
バースト雑音は積分されてレベルが小さくなる。
したがつて、モノラル動作による雑音消去を必要
としない場合もあることを考慮して、スイツチに
よりピーク検波器又は遅延回路、あるいはミユー
ト回路を不動作とする機能を付加して、聴取者の
好みに応じて、雑音消去動作を選択的に行なうも
のとしてもよい。
パスフイルタを介して得るものであることより、
バースト雑音は積分されてレベルが小さくなる。
したがつて、モノラル動作による雑音消去を必要
としない場合もあることを考慮して、スイツチに
よりピーク検波器又は遅延回路、あるいはミユー
ト回路を不動作とする機能を付加して、聴取者の
好みに応じて、雑音消去動作を選択的に行なうも
のとしてもよい。
また、この発明におけるAMステレオ受信装置
を構成する各回路ブロツクの具体的回路は、前記
説明したような動作を行なうものであれば、何ん
であつてもよい。
を構成する各回路ブロツクの具体的回路は、前記
説明したような動作を行なうものであれば、何ん
であつてもよい。
第１図は、この発明の一実施例を示すブロツク
図、第２図は、この発明に係るPM検波の動作を
説明する周波数−電圧特性図、第３図は、この発
明の要部一実施例を示す具体的回路図である。 １……RF増幅段、２……周波数混合回路、３
……局部発振回路、４……中間周波増幅段、５…
…AM検波器、６……AGCフイルタ、７……リ
ミツタアンプ、８……FM検波器、９……ローパ
スフイルタ、１０……可変利得回路、１１……ピ
ーク検波器、１２……遅延回路、１３……ミユー
ト回路、１４……ローパスフイルタ、１５……マ
トリツクス回路。
図、第２図は、この発明に係るPM検波の動作を
説明する周波数−電圧特性図、第３図は、この発
明の要部一実施例を示す具体的回路図である。 １……RF増幅段、２……周波数混合回路、３
……局部発振回路、４……中間周波増幅段、５…
…AM検波器、６……AGCフイルタ、７……リ
ミツタアンプ、８……FM検波器、９……ローパ
スフイルタ、１０……可変利得回路、１１……ピ
ーク検波器、１２……遅延回路、１３……ミユー
ト回路、１４……ローパスフイルタ、１５……マ
トリツクス回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 振幅変調された和信号成分と、位相変調され
た差信号成分を含む信号源回路と、位相変調され
た差信号成分に比例した信号を形成するFM検波
器及びこのFM検波信号をPM検波信号に変換す
る周波数特性補正回路と、和信号と差信号とを合
成してステレオ再生信号を形成するマトリツクス
回路とを含むAMステレオ受信装置であつて、前
記FM検波器の入力信号におけるキヤリア切れを
検出するピーク検波器と、このキヤリア切れ検出
信号に基づき差信号伝達経路内のバースト雑音を
除去する回路手段と、前記バースト雑音のリカバ
リー遅延に応じてキヤリア切れ検出信号のリカバ
リー遅延をほぼ一致させるための遅延回路とを有
することを特徴とするAMステレオ受信装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載のAMステレオ受
信装置において、FM検波器は平衡差動型の掛算
回路、90゜位相シフトコンデンサ及びタンク回路
を含み、コンデンサ及びタンク回路で形成された
信号がベースに印加された掛算回路におけるスイ
ツチングトランジスタに、タンク回路を介してバ
イアス電圧を供給したクオドラチア検波回路であ
ることを特徴とするAMステレオ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11023080A JPS5737946A (en) | 1980-08-13 | 1980-08-13 | Am stereo receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11023080A JPS5737946A (en) | 1980-08-13 | 1980-08-13 | Am stereo receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5737946A JPS5737946A (en) | 1982-03-02 |
| JPS632180B2 true JPS632180B2 (ja) | 1988-01-18 |
Family
ID=14530386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11023080A Granted JPS5737946A (en) | 1980-08-13 | 1980-08-13 | Am stereo receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5737946A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5591250U (ja) * | 1978-12-19 | 1980-06-24 |
-
1980
- 1980-08-13 JP JP11023080A patent/JPS5737946A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5737946A (en) | 1982-03-02 |
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