JPS63240324A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPS63240324A JPS63240324A JP62069863A JP6986387A JPS63240324A JP S63240324 A JPS63240324 A JP S63240324A JP 62069863 A JP62069863 A JP 62069863A JP 6986387 A JP6986387 A JP 6986387A JP S63240324 A JPS63240324 A JP S63240324A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 2
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- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＤＣ−Ｃ）Ｃコンバータを並列運転してなる直
流電源装置に関するもので、特に各コンバータ入力用コ
ンデンサの電圧のアンバランスを阻止してスイッチング
素子の保護をはかると共に無力損失の低減をはかった電
源装置を提供するものである。
流電源装置に関するもので、特に各コンバータ入力用コ
ンデンサの電圧のアンバランスを阻止してスイッチング
素子の保護をはかると共に無力損失の低減をはかった電
源装置を提供するものである。
第１図は周知のＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路図で（
ａ）図は御名式フォワードコンバータ、夫々、Ｅｌは直
流入力電源、Ｔは変圧器、１１、桟２、へｆはその１次
巻線、出力（２次）巻線及び回生ｉｓ％Ｑ１．Ｑ２はト
ランジスタ或いはＥＥＴ等の主スイツチング素子、ＤＦ
はフライボイルダイオード、Ｄ７、Ｄ２はＷ１流用ダイ
オード、Ｌｏ、ＣＯは平滑用コイル及びコンデンサ、Ｒ
は負荷である。この回路の動作は直流入力電圧ｖ１をス
イッチ素子Ｑｌ、Ｑ２により高周波（２０任意の電圧に
変換し、整流平滑して直流出力Ｖｏと負荷ＲＬ１．：供
給する。なお、第１図回路では共にスイッチ素子Ｑｌ
、Ｏ２がオンの時二次側にエネルギーを供給する回路方
式（フォワード）であり、又第１図（ａ）においては回
生巻線へｆとダイオード Ｆは主スイツチング素子のオ
フ時に変圧器第１図（ｂ）では主スイツチング素子Ｑ１
Ｑ２は同時にパルスでオン、オフ動作する。所で係るコ
° ンバータにおいて主スイツチング素子Ｑｌ 、Ｏ
２の耐圧を同じとすると第１図（ｂ）の場合、同（ａ）
に比べ入力電圧Ｖｉはその２倍（２Ｖ ｉ ）まで使用
可能である。そして更に高い入力電圧の時は入力用コン
デンサを設けて該入力電圧をｎ分割し、それぞれコンデ
ンサ電圧を入力することにより使用できることは周知で
ある。
ａ）図は御名式フォワードコンバータ、夫々、Ｅｌは直
流入力電源、Ｔは変圧器、１１、桟２、へｆはその１次
巻線、出力（２次）巻線及び回生ｉｓ％Ｑ１．Ｑ２はト
ランジスタ或いはＥＥＴ等の主スイツチング素子、ＤＦ
はフライボイルダイオード、Ｄ７、Ｄ２はＷ１流用ダイ
オード、Ｌｏ、ＣＯは平滑用コイル及びコンデンサ、Ｒ
は負荷である。この回路の動作は直流入力電圧ｖ１をス
イッチ素子Ｑｌ、Ｑ２により高周波（２０任意の電圧に
変換し、整流平滑して直流出力Ｖｏと負荷ＲＬ１．：供
給する。なお、第１図回路では共にスイッチ素子Ｑｌ
、Ｏ２がオンの時二次側にエネルギーを供給する回路方
式（フォワード）であり、又第１図（ａ）においては回
生巻線へｆとダイオード Ｆは主スイツチング素子のオ
フ時に変圧器第１図（ｂ）では主スイツチング素子Ｑ１
Ｑ２は同時にパルスでオン、オフ動作する。所で係るコ
° ンバータにおいて主スイツチング素子Ｑｌ 、Ｏ
２の耐圧を同じとすると第１図（ｂ）の場合、同（ａ）
に比べ入力電圧Ｖｉはその２倍（２Ｖ ｉ ）まで使用
可能である。そして更に高い入力電圧の時は入力用コン
デンサを設けて該入力電圧をｎ分割し、それぞれコンデ
ンサ電圧を入力することにより使用できることは周知で
ある。
第２図は係るＤ Ｃ−＊Ｃコンバータを並列運転する場
合は従来回路を示し、図中Ｃ０ＮＶ−１〜の ｎは第１図（ａ）又は（ｂ）に示すコンバータ回路△又
はＢ等が使用される。そして該コンバータは直流入力電
圧Ｅをコンデンサ０１〜Ｃｎによりｎ５＞割され、夫々
コンデンサの両端に入力端子が接続され、出ツノ側は互
いに直列又は並列接続される如く共通に接続されている
。又ＲＤ及び）は前記の共通出力端に接続されたダミー
抵抗及び逆流防止用ダイオード、ＣＯＮ丁は夫々コンデ
ンサＣ０ＮＶ−１〜ｎの共通制御回路で出力電圧検出回
路１、パルス巾制御回路２、基準発振回路３、及び駆動
回路４等により形成され、以上でコンバータ装置Ｎｏ１
を構成している。Ｎｏ２は上記コンバータ装置ＮＯ１と
同様なコンバータ装置で負荷ＲＬが大容量の時にコンバ
ータ装′ｆＩＮｏ１と共に共通に使用（並列運転等）さ
れる。係る従来装置において、負荷ＲＬがバッテリ等の
他の電源部を備えた時にコンバータ装置Ｎｏ１を単独使
用する場合或いは図示の如くコンバータ装２ｆＮＯ２と
並列運転する場合ダミー抵抗ＲＤと逆流防止用ダイオー
ド９が必要でありこれがないと入力用コンデンサＣ１〜
Ｃｎの電圧がアンバランスとなりＤＣ−ＤＣコ＞バーク
Ｃ０ＮＶ−１〜Ｃ０ＮＶ−ｎ＋７１夫々主スイッチング
素子Ｑ１ 、Ｏ２を過電圧破損する欠点がある。即ち例
えば負荷ＲＬの電圧（充？Ｉｉ？ｆｉ圧）或はコンバー
タ装ｆ［ＮＯ２の出力電圧設定値がコンバータ装置Ｎｏ
１の出力電圧設定値より＾い場合に上記の単独運転の時
は、負荷給電がなされず、又並列運転の場合はコンバー
タ装！ＮＯ２から負荷電流が供給されるためいずれもコ
ンバータ装置ＮＯ１は軽負荷状態となる。このため制御
回路Ｃ０ＮＴでは各コンバータＣ０ＮＶ−１〜Ｃ０ＮＶ
−ｎに非常に狭いｆｉｌｌ纒吋信号Ｑ＼ルス巾制御）を
送出する結果各コンバータに使用される主スイツチング
素子のオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）動作特性のバラツ
キによりオン出来ない主スイツチング素子が生じる。例
えばコンバータＣ０ＮＶ−１の主スイツチング素子がこ
れに相当する場合入力コンデンサＣ１の電圧は上昇し、
・一方オン、オフ動作している。コンバータＣ０ＮＶ−
２〜ｎは入力コンデンサ０２０ｎの電圧が徐々に低下す
る。そして上記オン、オフできないコンバータＣ０ＮＶ
−１の入力用コンデンサＣ１の電圧は更に徐々に上昇し
、ついにはそれに対応した主スイツチング素子を過電圧
で破壊する。従って従来より、該ダミー抵抗ＲＤは各コ
ンバータの負荷となり得るのでこの値を適当な値に選定
することにより各コンバータのｕＩＩＩｌ信号の幅が非
常に狭くなることを防ぐことができ、上記の危険を避け
ることが可能である。しかし乍ら係る従来装置では各コ
ンバータの共通出力端に逆流前止用ダイオード冷 が挿入されるため、該ダイオードｐには出力電流が流れ
電力損失が大きく、特に低圧大電流を供給する場合には
この損失が効率を悪くする原因となる。本発明は、係る
点を鑑み各コンバータの並列運転時の入力用コンデンサ
の電圧のアンバランスを解消して、各スイッチング素子
の破壊を防止づると共に電力損失の少い高効率の直流ｌ
ｉ佼装置を珈 提供するもので直流入力を分割する複数のコンデンサと
、該コンデンサ間に入力が接続され出力を共通接続して
なる複数のコンバータと、該コンパ−タの共通出力端に
接続されたダミー抵抗と、該コンバータの共通制御回路
を有し、且つ該制御回路は今コンバータ共用の最小パル
ス巾制限機能を該 婦えたことを特徴とする。
合は従来回路を示し、図中Ｃ０ＮＶ−１〜の ｎは第１図（ａ）又は（ｂ）に示すコンバータ回路△又
はＢ等が使用される。そして該コンバータは直流入力電
圧Ｅをコンデンサ０１〜Ｃｎによりｎ５＞割され、夫々
コンデンサの両端に入力端子が接続され、出ツノ側は互
いに直列又は並列接続される如く共通に接続されている
。又ＲＤ及び）は前記の共通出力端に接続されたダミー
抵抗及び逆流防止用ダイオード、ＣＯＮ丁は夫々コンデ
ンサＣ０ＮＶ−１〜ｎの共通制御回路で出力電圧検出回
路１、パルス巾制御回路２、基準発振回路３、及び駆動
回路４等により形成され、以上でコンバータ装置Ｎｏ１
を構成している。Ｎｏ２は上記コンバータ装置ＮＯ１と
同様なコンバータ装置で負荷ＲＬが大容量の時にコンバ
ータ装′ｆＩＮｏ１と共に共通に使用（並列運転等）さ
れる。係る従来装置において、負荷ＲＬがバッテリ等の
他の電源部を備えた時にコンバータ装置Ｎｏ１を単独使
用する場合或いは図示の如くコンバータ装２ｆＮＯ２と
並列運転する場合ダミー抵抗ＲＤと逆流防止用ダイオー
ド９が必要でありこれがないと入力用コンデンサＣ１〜
Ｃｎの電圧がアンバランスとなりＤＣ−ＤＣコ＞バーク
Ｃ０ＮＶ−１〜Ｃ０ＮＶ−ｎ＋７１夫々主スイッチング
素子Ｑ１ 、Ｏ２を過電圧破損する欠点がある。即ち例
えば負荷ＲＬの電圧（充？Ｉｉ？ｆｉ圧）或はコンバー
タ装ｆ［ＮＯ２の出力電圧設定値がコンバータ装置Ｎｏ
１の出力電圧設定値より＾い場合に上記の単独運転の時
は、負荷給電がなされず、又並列運転の場合はコンバー
タ装！ＮＯ２から負荷電流が供給されるためいずれもコ
ンバータ装置ＮＯ１は軽負荷状態となる。このため制御
回路Ｃ０ＮＴでは各コンバータＣ０ＮＶ−１〜Ｃ０ＮＶ
−ｎに非常に狭いｆｉｌｌ纒吋信号Ｑ＼ルス巾制御）を
送出する結果各コンバータに使用される主スイツチング
素子のオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）動作特性のバラツ
キによりオン出来ない主スイツチング素子が生じる。例
えばコンバータＣ０ＮＶ−１の主スイツチング素子がこ
れに相当する場合入力コンデンサＣ１の電圧は上昇し、
・一方オン、オフ動作している。コンバータＣ０ＮＶ−
２〜ｎは入力コンデンサ０２０ｎの電圧が徐々に低下す
る。そして上記オン、オフできないコンバータＣ０ＮＶ
−１の入力用コンデンサＣ１の電圧は更に徐々に上昇し
、ついにはそれに対応した主スイツチング素子を過電圧
で破壊する。従って従来より、該ダミー抵抗ＲＤは各コ
ンバータの負荷となり得るのでこの値を適当な値に選定
することにより各コンバータのｕＩＩＩｌ信号の幅が非
常に狭くなることを防ぐことができ、上記の危険を避け
ることが可能である。しかし乍ら係る従来装置では各コ
ンバータの共通出力端に逆流前止用ダイオード冷 が挿入されるため、該ダイオードｐには出力電流が流れ
電力損失が大きく、特に低圧大電流を供給する場合には
この損失が効率を悪くする原因となる。本発明は、係る
点を鑑み各コンバータの並列運転時の入力用コンデンサ
の電圧のアンバランスを解消して、各スイッチング素子
の破壊を防止づると共に電力損失の少い高効率の直流ｌ
ｉ佼装置を珈 提供するもので直流入力を分割する複数のコンデンサと
、該コンデンサ間に入力が接続され出力を共通接続して
なる複数のコンバータと、該コンパ−タの共通出力端に
接続されたダミー抵抗と、該コンバータの共通制御回路
を有し、且つ該制御回路は今コンバータ共用の最小パル
ス巾制限機能を該 婦えたことを特徴とする。
第３図は本発明の一実施例回路図で従来例と同一符号は
同等部分を示す。本発明は従来例と対比して明確なよう
に逆流防止用ダイオードを削除すると共に制御回路ＣＯ
しξ各コンバータ共通のパ・（ ルス巾最小制限回路５を設けるようにしたものである。
同等部分を示す。本発明は従来例と対比して明確なよう
に逆流防止用ダイオードを削除すると共に制御回路ＣＯ
しξ各コンバータ共通のパ・（ ルス巾最小制限回路５を設けるようにしたものである。
即ら各コンバータＣ０ＮＶ−１〜ｎの入力用コンデンサ
０１〜Ｃｎを同一容量とした場合各コンバータの出力電
流１０１〜Ｊｏｎにアンバランスが生じると入力電流１
１〜Ｉｎ それと共に変化し例えばｌｏ１大−１１大−
Ｇ１１圧小−１ｏ１小となりバランスされる。このこと
はパルス巾が非常に狭い時各コンバータが確実にオン、
オフ動作していれば上述の如くコンデンサ０１〜Ｃの電
圧、キ 出力電圧ｌｏｔ〜Ｉｏｎにバランス作用が働く。しかし
乍ら前述の如くオン、オフできないコンバータが生じる
ため、本発明では各コンバータＣ０ＮＶ−１〜ｎ岳中の
いづれ６主スイツチング素子が確コンバータを確実にオ
ン、オフ動作し得るようにすると共に、この最小パルス
中の状態で出力電圧が無負荷状態でも上昇しない程度の
ダミー抵抗Ｒｐを段重）るようにしたものである。なお
、ダミーｗ１抗ＲＤは軽負荷時のみ必要であるからスイ
ッチ素子等を用いてダミー抵抗Ｒ９を入切する所謂アク
ティブダミーにすれば該ダミー抵抗による損失は更に少
くすることができる。
０１〜Ｃｎを同一容量とした場合各コンバータの出力電
流１０１〜Ｊｏｎにアンバランスが生じると入力電流１
１〜Ｉｎ それと共に変化し例えばｌｏ１大−１１大−
Ｇ１１圧小−１ｏ１小となりバランスされる。このこと
はパルス巾が非常に狭い時各コンバータが確実にオン、
オフ動作していれば上述の如くコンデンサ０１〜Ｃの電
圧、キ 出力電圧ｌｏｔ〜Ｉｏｎにバランス作用が働く。しかし
乍ら前述の如くオン、オフできないコンバータが生じる
ため、本発明では各コンバータＣ０ＮＶ−１〜ｎ岳中の
いづれ６主スイツチング素子が確コンバータを確実にオ
ン、オフ動作し得るようにすると共に、この最小パルス
中の状態で出力電圧が無負荷状態でも上昇しない程度の
ダミー抵抗Ｒｐを段重）るようにしたものである。なお
、ダミーｗ１抗ＲＤは軽負荷時のみ必要であるからスイ
ッチ素子等を用いてダミー抵抗Ｒ９を入切する所謂アク
ティブダミーにすれば該ダミー抵抗による損失は更に少
くすることができる。
第４図（ａ）（ｂ）（ｃ）は本発明装置の特性説明図で
夫々縦軸は出力電圧ＶＯ１横軸は出力電流ｌＯを示す。
夫々縦軸は出力電圧ＶＯ１横軸は出力電流ｌＯを示す。
即ら第４図（ａ）はダミー抵抗Ｒｐのない時の電圧ｖ〇
−電流１０特性を示し、出力型ｖＬＩ ｏが０〜ＩＲの
間は電圧制御中が最小パルス巾でυｊ限（固定）される
ので出力電流 １０の減少と共に出力電圧ｖＯ急上昇す
る。従って本発明で使用するダミー抵抗ＲＤは１８以上
のダミー電流が流れるようにその値を設定すればこの間
の電圧上昇を制限できる。又、第４図（ｂ）は各コンバ
ータ装置１Ｎｏ１及びＮｏ２の夫々ダミー抵抗値を適正
に選定し個別に運転した時の個別のＶＯ−ＩＯ特性を示
す。（ただし、出力電圧の設定は異なる） 次に第４図
＜Ｃ＞は上記のコンバータＨＭＮＯ１、ＮＯ２を並列運
転した時の電圧−電流特性を示 夫々出力電圧の設定が
異っても双方のコンバータ装置ｔＮｏ１．Ｎｏ２はダミ
ー電流としてそれぞれぼぼＩＲの電流を分担する。即ち
出力電流１０がＩＲより少なくなると相％Ｐする民 コンバータ装置の出力電圧ｖＯが急に高くなりも乙が電
流を分担する。従って本発明によれば各コンバータＣ０
ＮＶ−１〜ｎが出力電流を確実にダミー抵抗Ｒ１）又は
負荷ＲＬに供給でき完全無負荷の状態は生じない。
−電流１０特性を示し、出力型ｖＬＩ ｏが０〜ＩＲの
間は電圧制御中が最小パルス巾でυｊ限（固定）される
ので出力電流 １０の減少と共に出力電圧ｖＯ急上昇す
る。従って本発明で使用するダミー抵抗ＲＤは１８以上
のダミー電流が流れるようにその値を設定すればこの間
の電圧上昇を制限できる。又、第４図（ｂ）は各コンバ
ータ装置１Ｎｏ１及びＮｏ２の夫々ダミー抵抗値を適正
に選定し個別に運転した時の個別のＶＯ−ＩＯ特性を示
す。（ただし、出力電圧の設定は異なる） 次に第４図
＜Ｃ＞は上記のコンバータＨＭＮＯ１、ＮＯ２を並列運
転した時の電圧−電流特性を示 夫々出力電圧の設定が
異っても双方のコンバータ装置ｔＮｏ１．Ｎｏ２はダミ
ー電流としてそれぞれぼぼＩＲの電流を分担する。即ち
出力電流１０がＩＲより少なくなると相％Ｐする民 コンバータ装置の出力電圧ｖＯが急に高くなりも乙が電
流を分担する。従って本発明によれば各コンバータＣ０
ＮＶ−１〜ｎが出力電流を確実にダミー抵抗Ｒ１）又は
負荷ＲＬに供給でき完全無負荷の状態は生じない。
以上の説明から明らかなように本発明によれば各０Ｃ−
ＤＣ＝＋：ｚバータＣ０ＮＶ−１〜ｒｌ）並列運転時に
各主スイツチング素子は確実にオン、オフ動作できるの
で入力用コンデンサＣ１〜Ｑｎの電圧アンバランスを阻
止し、これによって各主スイツチング素子を過電圧破壊
から保護できる。しので電力損失が低減できる等特に人
容学甲直流電帛 Ｓ装置として好適−である。
ＤＣ＝＋：ｚバータＣ０ＮＶ−１〜ｒｌ）並列運転時に
各主スイツチング素子は確実にオン、オフ動作できるの
で入力用コンデンサＣ１〜Ｑｎの電圧アンバランスを阻
止し、これによって各主スイツチング素子を過電圧破壊
から保護できる。しので電力損失が低減できる等特に人
容学甲直流電帛 Ｓ装置として好適−である。
第１図はｐｃ−ｐｃコンバータの基本的回路図、第２図
は従来装置の回路図、第３図、第４図は本発明の一実施
例回路図及びその特性説明図である。 図においてＥｉｌＥは直流入力電源、王は変圧器、ＱＩ
Ｇ２ は主スイツチング素子、ＲＬは負荷、Ｃ１〜Ｃ
ｎは入力用コンデンサＣ０ＮＶ−１〜ｎはコンバータ、
ＣＯ’ＮＴは１１１１１１回路、１は電圧検出回路、２
はパルスＩ ｉｔ／Ｉ １１１１回路、３は基準発振回
路、４は駆動回路、５は最小巾制限回路、Ｒはダミー抵
抗、Ｄは逆流防止用ダイオードである。 特許出願人 新電元工業株式会社隼ろ囚 茅４つ
は従来装置の回路図、第３図、第４図は本発明の一実施
例回路図及びその特性説明図である。 図においてＥｉｌＥは直流入力電源、王は変圧器、ＱＩ
Ｇ２ は主スイツチング素子、ＲＬは負荷、Ｃ１〜Ｃ
ｎは入力用コンデンサＣ０ＮＶ−１〜ｎはコンバータ、
ＣＯ’ＮＴは１１１１１１回路、１は電圧検出回路、２
はパルスＩ ｉｔ／Ｉ １１１１回路、３は基準発振回
路、４は駆動回路、５は最小巾制限回路、Ｒはダミー抵
抗、Ｄは逆流防止用ダイオードである。 特許出願人 新電元工業株式会社隼ろ囚 茅４つ
Claims (3)
- （１）直流入力を分割する複数のコンデンサと、該コン
デンサ間に入力が接続され出力を共通接続してなる複数
のコンバータと、該コンバータの共通出力端に接続され
たダミー抵抗と、該コンバータの共通制御回路を有し、
且つ該制御回路は該コンバータ共用の最小パルス巾制限
機能を備えたことを特徴とする直流電源装置。 - （２）特許請求の範囲第（１）項において直流電源装置
を複数台並列接続したことを特徴とする直流電源装置 - （３）コンバータとしてスイッチング式フォワード型コ
ンバータを用いたことを特徴とする特許請求の範囲、第
（１）項、第（２）項記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62069863A JP2686932B2 (ja) | 1987-03-24 | 1987-03-24 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62069863A JP2686932B2 (ja) | 1987-03-24 | 1987-03-24 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63240324A true JPS63240324A (ja) | 1988-10-06 |
| JP2686932B2 JP2686932B2 (ja) | 1997-12-08 |
Family
ID=13415063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62069863A Expired - Fee Related JP2686932B2 (ja) | 1987-03-24 | 1987-03-24 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2686932B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5165317A (ja) * | 1974-12-02 | 1976-06-05 | Nippon Electric Co | |
| JPS573525A (en) * | 1980-06-06 | 1982-01-09 | Fujitsu Denso | Power source |
-
1987
- 1987-03-24 JP JP62069863A patent/JP2686932B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5165317A (ja) * | 1974-12-02 | 1976-06-05 | Nippon Electric Co | |
| JPS573525A (en) * | 1980-06-06 | 1982-01-09 | Fujitsu Denso | Power source |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2686932B2 (ja) | 1997-12-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |