JPS63252010A - オクタ−ブ多重フイルタ - Google Patents
オクタ−ブ多重フイルタInfo
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- JPS63252010A JPS63252010A JP8615087A JP8615087A JPS63252010A JP S63252010 A JPS63252010 A JP S63252010A JP 8615087 A JP8615087 A JP 8615087A JP 8615087 A JP8615087 A JP 8615087A JP S63252010 A JPS63252010 A JP S63252010A
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- Japan
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- delay
- digital filter
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は複数のバンドパス特性及びローパス特性のディ
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
［発明の概要］
直列に接続されたローパス特性を有するディジタルフィ
ルタ群のそれぞれのフィルタ出力が、並列に接続された
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群のそれぞ
れのフィルタに与えられ、該フィルタの出力が振幅係数
器を介して加算されて取り出され己ようになっており、
上記各振幅係数器の振幅係数がそれぞれの大刀に応じて
アダプティブに制御されるように構成されたオクターブ
多重フィルタにおいて、遅延回路が上記ローパス及びバ
ンドパス特性のディジタルフィルタ群に対し並列に接続
されており、遅延回路の出力信号に上記オクターブ多重
フィルタの出方が加減算されるようになっている。
ルタ群のそれぞれのフィルタ出力が、並列に接続された
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群のそれぞ
れのフィルタに与えられ、該フィルタの出力が振幅係数
器を介して加算されて取り出され己ようになっており、
上記各振幅係数器の振幅係数がそれぞれの大刀に応じて
アダプティブに制御されるように構成されたオクターブ
多重フィルタにおいて、遅延回路が上記ローパス及びバ
ンドパス特性のディジタルフィルタ群に対し並列に接続
されており、遅延回路の出力信号に上記オクターブ多重
フィルタの出方が加減算されるようになっている。
［従来の技術］
本発明者は先に特願昭６１−１９４０３９号において新
規なオクターブ多重フィルタを提案したが１本発明は更
にこれを改良するものである。
規なオクターブ多重フィルタを提案したが１本発明は更
にこれを改良するものである。
［発明が解決しようとする問題点コ
即ち、上記先願のオクターブ多重フィルタは周波数領域
で広帯域にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指
定できるようになっている優れたものであるが、なお未
だ下記のような問題点かあった。
で広帯域にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指
定できるようになっている優れたものであるが、なお未
だ下記のような問題点かあった。
まず上記オクターブ多重フィルタでは各ディジタルフィ
ルタの出力を重ね合わせて出方するようになっているの
で、ブースト、カットを行なわない時、出力の振幅周波
数特性を平坦になるようにするため各ディジタルフィル
タはどうしても夫々の振幅周波数特性の重なり合う部分
の形状がナイキストの傾きを持つように考慮しなければ
ならず、ディジタルフィルタの振幅周波数特性の形状が
画一的となる。
ルタの出力を重ね合わせて出方するようになっているの
で、ブースト、カットを行なわない時、出力の振幅周波
数特性を平坦になるようにするため各ディジタルフィル
タはどうしても夫々の振幅周波数特性の重なり合う部分
の形状がナイキストの傾きを持つように考慮しなければ
ならず、ディジタルフィルタの振幅周波数特性の形状が
画一的となる。
またブースト、カットを行なわない時も、ディジタルフ
ィルタの上述した特性の重なりのため帯域内リップルが
生じてしまい、その影響で出力の振幅周波数特性は平坦
になり得ながった。
ィルタの上述した特性の重なりのため帯域内リップルが
生じてしまい、その影響で出力の振幅周波数特性は平坦
になり得ながった。
従って本発明の目的は上述した先願の問題点を改良して
対数的に均一な間隔で特性を指定できるオクターブ多重
フィルタを提供するにある。
対数的に均一な間隔で特性を指定できるオクターブ多重
フィルタを提供するにある。
［問題点を解決するための手段］
本発明のオクターブ多重フィルタは上記目的を達成する
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ直列に接続され
、バンドパス特性のディジタルフィルタはそれぞれ並列
に接続され、これらフィルタ群に対し並列に遅延回路が
接続され、ローパス特性のそれぞれのディジタルフィル
タの出力信号がバンドパス特性の各ディジタルフィルタ
に与えられかつそれぞれの出力信号が振幅制係数器を介
して上記遅延回路の出力信号に加減算されて取り出され
るようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフィル
タに接続順につけられた番号のうち、最大番号のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入力
信号のサンプリング時間間隔以上に設定され、それぞれ
のフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少する毎
に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がＡＢ
（Ａ＞１．Ｂ＞０）倍となり、かつある番号のローパ
ス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタ
ルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍
で動作するようになっており、各バンドパス特性のディ
ジタルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅係数器の
振幅係数を制御する制御手段を備えたことを特徴とする
。
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ直列に接続され
、バンドパス特性のディジタルフィルタはそれぞれ並列
に接続され、これらフィルタ群に対し並列に遅延回路が
接続され、ローパス特性のそれぞれのディジタルフィル
タの出力信号がバンドパス特性の各ディジタルフィルタ
に与えられかつそれぞれの出力信号が振幅制係数器を介
して上記遅延回路の出力信号に加減算されて取り出され
るようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフィル
タに接続順につけられた番号のうち、最大番号のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入力
信号のサンプリング時間間隔以上に設定され、それぞれ
のフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少する毎
に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がＡＢ
（Ａ＞１．Ｂ＞０）倍となり、かつある番号のローパ
ス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタ
ルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍
で動作するようになっており、各バンドパス特性のディ
ジタルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅係数器の
振幅係数を制御する制御手段を備えたことを特徴とする
。
［作用］
先願のオクターブ多重フィルタ部分の出力信号が、遅延
回路の出力信号に加減されることによってその振幅周波
数特性を変化させる構成となっているので１本発明のオ
クターブ多重フィルタの各通過帯域の周波数特性を決定
するディジタルフィルタ群は自由度の大きい特性形状に
することができ、尖鋭度、中心周波数の変化等をもたせ
ることが可能で、また上記オクターブ多重フィルタ部分
の出力信号が０の時は入力信号には何も加算されること
なくそのまま出力されるので全体の振幅周波数特性は平
坦になる。
回路の出力信号に加減されることによってその振幅周波
数特性を変化させる構成となっているので１本発明のオ
クターブ多重フィルタの各通過帯域の周波数特性を決定
するディジタルフィルタ群は自由度の大きい特性形状に
することができ、尖鋭度、中心周波数の変化等をもたせ
ることが可能で、また上記オクターブ多重フィルタ部分
の出力信号が０の時は入力信号には何も加算されること
なくそのまま出力されるので全体の振幅周波数特性は平
坦になる。
［実施例コ
以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（５オク
ターブ）の一実施例を示す、同図において、ＩＮは入力
端子、ＯＵＴは出力端子、Ａ／ＤはＡ−Ｄ変換器、Ｄ／
ＡはＤ−Ａ変換器、ＬＰＦは通常のアナログタイプのロ
ーパスフィルタ、ＬＰＩ〜ＬＰ４は例えばＦＩＲ型フィ
ルタを用いて成るローパス特性を有するディジタルフィ
ルタ、ＢＰＩ〜ＢＰ５は同様のフィルタを用いて成るバ
ンドパス特性を有するディジタルフィルタ。
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（５オク
ターブ）の一実施例を示す、同図において、ＩＮは入力
端子、ＯＵＴは出力端子、Ａ／ＤはＡ−Ｄ変換器、Ｄ／
ＡはＤ−Ａ変換器、ＬＰＦは通常のアナログタイプのロ
ーパスフィルタ、ＬＰＩ〜ＬＰ４は例えばＦＩＲ型フィ
ルタを用いて成るローパス特性を有するディジタルフィ
ルタ、ＢＰＩ〜ＢＰ５は同様のフィルタを用いて成るバ
ンドパス特性を有するディジタルフィルタ。
Ｄは加算回路、Ｃ０ＥＩ〜Ｃ０Ｅ５は振幅係数器、Ｃ０
ＮＴはアダプティブ制御回路ＤＥＬＡＹは遅延回路、Ａ
Ｓは加減算回路である。
ＮＴはアダプティブ制御回路ＤＥＬＡＹは遅延回路、Ａ
Ｓは加減算回路である。
アダプティブ制御回路Ｃ０ＮＴは例えば第２図に示す如
く構成される。同図において、ＤＥＴは帯域の成分の検
波器、ＰＲＯＣはマイクロプロセッサ、ＣＯＭは制御信
号発生回路である。
く構成される。同図において、ＤＥＴは帯域の成分の検
波器、ＰＲＯＣはマイクロプロセッサ、ＣＯＭは制御信
号発生回路である。
而して前記ＦＩＲ型フィルタは第３図に示す如く遅延素
子ＳＲ，係数乗算器ＭＬ、加算器ＡＤから成り、第４図
に示すＤＦＴ （離散型フーリエ変換）の手法により目
的とする周波数特性が得られるように係数乗算器ＭＬの
係数ａ−ｓ〜ａＧを設定しである。
子ＳＲ，係数乗算器ＭＬ、加算器ＡＤから成り、第４図
に示すＤＦＴ （離散型フーリエ変換）の手法により目
的とする周波数特性が得られるように係数乗算器ＭＬの
係数ａ−ｓ〜ａＧを設定しである。
第４図（ａ）は目的とする周波数特性（ローパス特性）
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
このような構成のバンドパス特性及びローパス特性を有
するディジタルフィルタ群ＢＰＩ〜ＢＰ５、ＬＰＩ〜Ｌ
Ｐ４から構成され、ローパス特性を有するディジタルフ
ィルタ群ＬＰＩ〜ＬＰ４はそれぞれ直列に接続され、バ
ンドパス特性を有するディジタルＢＰＩ〜ＢＰ５はそれ
ぞれ並列に接続され、これらディジタルフィルタ群に対
して遅延回路ＤＥＬＡＹが並列に接続されていて、ＬＰ
１〜ＬＰ４の各出力はＢＰＩ〜ＢＰ５のそれぞれに与え
られ、ＢＰＩ〜ＢＰ５の各出力信号は振幅係数器Ｃ０Ｅ
Ｉ〜Ｃ０Ｅ５を介して加算回路りで加算されて遅延回路
ＤＥＬＡＹの出力信号と加減算回路ＡＳにより加減算さ
れ取り出されかつアダプティブ制御回路Ｃ０ＮＴにも与
えられ、該回路Ｃ０ＮＴにより１３Ｐ１〜ＢＰ５の各出
力に応じてそれぞれの振幅係数器Ｃ０ＥＩ〜Ｃ０Ｅ５の
振幅定数がアダプティブに制御されるように構成されて
いる。
するディジタルフィルタ群ＢＰＩ〜ＢＰ５、ＬＰＩ〜Ｌ
Ｐ４から構成され、ローパス特性を有するディジタルフ
ィルタ群ＬＰＩ〜ＬＰ４はそれぞれ直列に接続され、バ
ンドパス特性を有するディジタルＢＰＩ〜ＢＰ５はそれ
ぞれ並列に接続され、これらディジタルフィルタ群に対
して遅延回路ＤＥＬＡＹが並列に接続されていて、ＬＰ
１〜ＬＰ４の各出力はＢＰＩ〜ＢＰ５のそれぞれに与え
られ、ＢＰＩ〜ＢＰ５の各出力信号は振幅係数器Ｃ０Ｅ
Ｉ〜Ｃ０Ｅ５を介して加算回路りで加算されて遅延回路
ＤＥＬＡＹの出力信号と加減算回路ＡＳにより加減算さ
れ取り出されかつアダプティブ制御回路Ｃ０ＮＴにも与
えられ、該回路Ｃ０ＮＴにより１３Ｐ１〜ＢＰ５の各出
力に応じてそれぞれの振幅係数器Ｃ０ＥＩ〜Ｃ０Ｅ５の
振幅定数がアダプティブに制御されるように構成されて
いる。
そして上記各ディジタルフィルタ群において、それぞれ
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタＬＰ４．ＢＰ５の単位遅延素子一
段当りの遅延時間ｎＴが入力信号のサンプリング時間間
隔Ｔ以上に設定され、かつそれぞれのフィルタの番号が
一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がＡＢ （Ａ＞１．Ｂ＞Ｏ）倍となり、かつあ
る番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位遅延
素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス
特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅
延時間の整数倍で動作するようになっている。
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタＬＰ４．ＢＰ５の単位遅延素子一
段当りの遅延時間ｎＴが入力信号のサンプリング時間間
隔Ｔ以上に設定され、かつそれぞれのフィルタの番号が
一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がＡＢ （Ａ＞１．Ｂ＞Ｏ）倍となり、かつあ
る番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位遅延
素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス
特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅
延時間の整数倍で動作するようになっている。
更にアダプティブ制御回路Ｃ０ＮＴはバンドパス特性の
ディジタルフィルタの各出力ＢＰＩ〜ＢＰ５を帯域成分
の検波器ＤＥＴで検波することにより１例えばＢＰＩと
ＢＦ２．ＢＦ２．ＢＦ２とＢＦ２の３帯域内成分に分離
し、それぞれの帯域内の成分に応じてマイクロプロセッ
サＰＬＯＣが各振幅係数器Ｃ０Ｅ１〜Ｃ０Ｅ５の振幅係
数を演算し、その演算結果に応答して制御信号発生回路
ＣＯＭが所定の制御信号を上記各振幅係数器に送ってそ
れぞれの係数を制御する。
ディジタルフィルタの各出力ＢＰＩ〜ＢＰ５を帯域成分
の検波器ＤＥＴで検波することにより１例えばＢＰＩと
ＢＦ２．ＢＦ２．ＢＦ２とＢＦ２の３帯域内成分に分離
し、それぞれの帯域内の成分に応じてマイクロプロセッ
サＰＬＯＣが各振幅係数器Ｃ０Ｅ１〜Ｃ０Ｅ５の振幅係
数を演算し、その演算結果に応答して制御信号発生回路
ＣＯＭが所定の制御信号を上記各振幅係数器に送ってそ
れぞれの係数を制御する。
なお、上記係数器は、例えば、第５図に示す如く、ＲＡ
Ｍと乗算器ＭＵＬとから成り、ＲＡＭには各係数がセッ
トされていて、前記制御信号に応答して取り出された係
数を乗算器ＭＵＬでＢＰＩ〜ＢＰ５の各出力に乗算する
ことにより振幅を変化させており、この実施例では上述
の如く各係数をＢＰＩ〜ＢＰ５の出力に応じて変化させ
て各係数器の出力を変化させているが、第１図の構成で
は帰還がかかることはなく、系は安定である。
Ｍと乗算器ＭＵＬとから成り、ＲＡＭには各係数がセッ
トされていて、前記制御信号に応答して取り出された係
数を乗算器ＭＵＬでＢＰＩ〜ＢＰ５の各出力に乗算する
ことにより振幅を変化させており、この実施例では上述
の如く各係数をＢＰＩ〜ＢＰ５の出力に応じて変化させ
て各係数器の出力を変化させているが、第１図の構成で
は帰還がかかることはなく、系は安定である。
さ七、上述した構成のオクターブ多重フィルタにおいて
、入力端子ＩＮに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器Ａ
／Ｄによりサンプリング周波数ｆｅ（サンプリングレー
ト１ ／ ｆ 、５ｅｃ）でＡ−Ｄ変換され、ローパス
特性及びバンドパス特性の最大番号のディジタルフィル
タＬＰ４．’ＬＰ５に加えられる。このフィルタ、例え
ばＬＰ４はそれを構成する遅延素子一段当りの遅延時間
が１ ／（２−”・ｆ 、 ）ｓｅｅである。通常この
構成のディジタルフィルタはクロック周波数を２−２・
ｆｏＨｚとして使用され、入力信号のサンプリング周波
数も２−２・ｆ 、 ）Ｉｚとして使用される。しかる
に上記ディジタルフィルタはクロック周波数と上記サン
プリング周波数が異なるため、このままでは目的とする
処理ができない。このためまず前述のように単位遅延時
間を１ ／ ２”２・ｆ ｏｓｅｅとしてＦＩＲ型フィ
ルタの係数を定め、次に実際のサンプリング間隔Ｌ／ｆ
ｆ１ｓｅｃの入力信号に対し、クロック周波数をｆ。七
にし、かつその係数のままその単位遅延素子一段当りの
遅延時間ｎＴ＝１／２−”・ｆ、ｓｅｃとなるように設
定する。同様にして他の段のディジタルフィルタも設定
する。
、入力端子ＩＮに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器Ａ
／Ｄによりサンプリング周波数ｆｅ（サンプリングレー
ト１ ／ ｆ 、５ｅｃ）でＡ−Ｄ変換され、ローパス
特性及びバンドパス特性の最大番号のディジタルフィル
タＬＰ４．’ＬＰ５に加えられる。このフィルタ、例え
ばＬＰ４はそれを構成する遅延素子一段当りの遅延時間
が１ ／（２−”・ｆ 、 ）ｓｅｅである。通常この
構成のディジタルフィルタはクロック周波数を２−２・
ｆｏＨｚとして使用され、入力信号のサンプリング周波
数も２−２・ｆ 、 ）Ｉｚとして使用される。しかる
に上記ディジタルフィルタはクロック周波数と上記サン
プリング周波数が異なるため、このままでは目的とする
処理ができない。このためまず前述のように単位遅延時
間を１ ／ ２”２・ｆ ｏｓｅｅとしてＦＩＲ型フィ
ルタの係数を定め、次に実際のサンプリング間隔Ｌ／ｆ
ｆ１ｓｅｃの入力信号に対し、クロック周波数をｆ。七
にし、かつその係数のままその単位遅延素子一段当りの
遅延時間ｎＴ＝１／２−”・ｆ、ｓｅｃとなるように設
定する。同様にして他の段のディジタルフィルタも設定
する。
各ディジタルフィルタＢＰ５〜ＢＰＩ及びＬＰ４〜ＬＰ
Ｉの特性は第６図（ａ）〜（ｉ）のようになっており、
順次帯域が狭められて行くそれぞれのローパス特性のデ
ィジタルフィルタＬＰ４〜ＬＰ１の出力信号に、ＢＰ５
〜ＢＰＩの各バンドパス特性及び各係数器の係数が乗算
され、第６図（ｊ）に示すような目的の出力が得られる
。
Ｉの特性は第６図（ａ）〜（ｉ）のようになっており、
順次帯域が狭められて行くそれぞれのローパス特性のデ
ィジタルフィルタＬＰ４〜ＬＰ１の出力信号に、ＢＰ５
〜ＢＰＩの各バンドパス特性及び各係数器の係数が乗算
され、第６図（ｊ）に示すような目的の出力が得られる
。
さて上述した本発明のオクターブ多重フィルタにおいて
、遅延回路ＤＥＬＡＹにはＡ−Ｄ変換器Ａ／Ｄの出力信
号が与えられ、そのＤＥＬＡＹの出力信号には各振幅係
数器ＣＯＥ １〜Ｃ０Ｅ５の出力信号が加減算されるが
、遅延回路ＤＥＬＡＹはその遅延時間をローパス及びバ
ンドパス特性ノディジタルフィルタ群のそれと一致させ
るために使用されている。
、遅延回路ＤＥＬＡＹにはＡ−Ｄ変換器Ａ／Ｄの出力信
号が与えられ、そのＤＥＬＡＹの出力信号には各振幅係
数器ＣＯＥ １〜Ｃ０Ｅ５の出力信号が加減算されるが
、遅延回路ＤＥＬＡＹはその遅延時間をローパス及びバ
ンドパス特性ノディジタルフィルタ群のそれと一致させ
るために使用されている。
従って各バンドパス特性のディジタルフィルタＢＰＦと
してはその振幅周波数特性の形状の自由度を大きくとる
ことができ１例えば第７図のようになる。同図において
、（ａ）は遅延回路ＤＥ ＬＡＹの出力信号ＯＤの周波
数特性、（ｂ）は各係数器Ｃ０Ｅ１〜Ｃ０Ｅ５まテノ出
力信号ｏＣ１〜ＯＣ５の合成された信号ＯＣ６の周波数
特性、（Ｃ）は上記信号ＯＤとＯＣ６との合成出力信号
ＯＵＴの周波数特性をそれぞれ示す。
してはその振幅周波数特性の形状の自由度を大きくとる
ことができ１例えば第７図のようになる。同図において
、（ａ）は遅延回路ＤＥ ＬＡＹの出力信号ＯＤの周波
数特性、（ｂ）は各係数器Ｃ０Ｅ１〜Ｃ０Ｅ５まテノ出
力信号ｏＣ１〜ＯＣ５の合成された信号ＯＣ６の周波数
特性、（Ｃ）は上記信号ＯＤとＯＣ６との合成出力信号
ＯＵＴの周波数特性をそれぞれ示す。
第７図かられかるように平坦な振幅周波数特性（ａ）に
、（ｂ）のような振幅周波数を加減することによって合
成出力信号の振幅の制御をするため、各バンドパス特性
のディジタルフィルタのバンドと他のバンドとの重なり
を考慮しなくてもよく、自由度の大きな振幅周波数特性
の制御を行うことができる。
、（ｂ）のような振幅周波数を加減することによって合
成出力信号の振幅の制御をするため、各バンドパス特性
のディジタルフィルタのバンドと他のバンドとの重なり
を考慮しなくてもよく、自由度の大きな振幅周波数特性
の制御を行うことができる。
［発明の効果］
以上説明した所から明らかなように本発明によれば、上
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、各振幅係
数器の出力信号が零の時、その振幅周波数特性は平坦に
なり、前述したようなリップルが生じることもない。ま
た各バンドパス特性のディジタルフィルタの隣接する帯
域との重なりを考慮しなくてもよいため、各通過帯域の
形状を決めるディジタルフィルタ群は尖鋭度、中心周波
数塵を自由に設定できる。
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、各振幅係
数器の出力信号が零の時、その振幅周波数特性は平坦に
なり、前述したようなリップルが生じることもない。ま
た各バンドパス特性のディジタルフィルタの隣接する帯
域との重なりを考慮しなくてもよいため、各通過帯域の
形状を決めるディジタルフィルタ群は尖鋭度、中心周波
数塵を自由に設定できる。
かくして本発明のオクターブ多重フィルタを用いれば、
係数演算プログラムを種々用意することにより、種々の
ノイズ低減、エンハンサ−等のシステムに対応でき、更
には自動音場補正、サラウンド音場等の特殊な効果、機
能をもたせることができる。
係数演算プログラムを種々用意することにより、種々の
ノイズ低減、エンハンサ−等のシステムに対応でき、更
には自動音場補正、サラウンド音場等の特殊な効果、機
能をもたせることができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるＦＩＲ型フィルタの一構
成例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は
係数器の一構成例を示す図、第６図及び第７図は上記実
施例における各ディジタルフィルタ及び遅延回路の出力
及び合成出力の特性図である。 ＬＰＩ〜ＬＰ４・・・ローパス特性を有するディジタル
フィルタ、 ＢＰＩ〜ＢＰ５・・・バンドパス特性を有するディジタ
ルフィルタ、 Ｃ０Ｅ１〜Ｃ０Ｅ５・・・振幅係数器。 ＡＳ・・・加減算回路。 Ｄ・・・加算回路、 ＤＥＬＡＹ・・・遅延回路、 Ｃ０ＮＴ・・・アダプティブ制御回路。
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるＦＩＲ型フィルタの一構
成例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は
係数器の一構成例を示す図、第６図及び第７図は上記実
施例における各ディジタルフィルタ及び遅延回路の出力
及び合成出力の特性図である。 ＬＰＩ〜ＬＰ４・・・ローパス特性を有するディジタル
フィルタ、 ＢＰＩ〜ＢＰ５・・・バンドパス特性を有するディジタ
ルフィルタ、 Ｃ０Ｅ１〜Ｃ０Ｅ５・・・振幅係数器。 ＡＳ・・・加減算回路。 Ｄ・・・加算回路、 ＤＥＬＡＹ・・・遅延回路、 Ｃ０ＮＴ・・・アダプティブ制御回路。
Claims (1)
- 入力信号のサンプリング時間間隔に対し、そのサンプリ
ング時間間隔をクロックとして動作する複数のバンドパ
ス特性及びローパス特性のディジタルフィルタ群が設け
られ、ローパス特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ
直列に接続され、バンドパス特性のディジタルフィルタ
はそれぞれ並列に接続され、これらフィルタ群に対し並
列に遅延回路が接続され、ローパス特性のそれぞれのデ
ィジタルフィルタの出力信号がバンドパス特性の各ディ
ジタルフィルタに与えられかつそれぞれの出力信号が振
幅制係数器を介して上記遅延回路の出力信号に加減算さ
れて取り出されるようになっており、各フィルタ群のそ
れぞれのフィルタに接続順につけられた番号のうち、最
大番号のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間が入力信号のサンプリング時間間隔以上に設定
され、それぞれのフィルタ群においてフィルタの番号が
一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がＡ＾Ｂ（Ａ＞１、Ｂ＞０）倍となり、かつあ
る番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位遅延
素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンドパス
特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅
延時間の整数倍で動作するようになっており、各バンド
パス特性のディジタルフィルタの出力信号に応じて前記
各振幅係数器の振幅係数を制御する制御手段を備えたこ
とを特徴とするオクターブ多重フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8615087A JPH0795669B2 (ja) | 1987-04-08 | 1987-04-08 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8615087A JPH0795669B2 (ja) | 1987-04-08 | 1987-04-08 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63252010A true JPS63252010A (ja) | 1988-10-19 |
| JPH0795669B2 JPH0795669B2 (ja) | 1995-10-11 |
Family
ID=13878707
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8615087A Expired - Lifetime JPH0795669B2 (ja) | 1987-04-08 | 1987-04-08 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0795669B2 (ja) |
-
1987
- 1987-04-08 JP JP8615087A patent/JPH0795669B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0795669B2 (ja) | 1995-10-11 |
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