JPH0795669B2 - オクタ−ブ多重フイルタ - Google Patents
オクタ−ブ多重フイルタInfo
- Publication number
- JPH0795669B2 JPH0795669B2 JP8615087A JP8615087A JPH0795669B2 JP H0795669 B2 JPH0795669 B2 JP H0795669B2 JP 8615087 A JP8615087 A JP 8615087A JP 8615087 A JP8615087 A JP 8615087A JP H0795669 B2 JPH0795669 B2 JP H0795669B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- delay
- digital
- characteristic
- filters
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は複数のバンドパス特性及びローパス特性のディ
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
ジタルフィルタ群を組合せて成るオクターブ多重フィル
タの改良に関する。
［発明の概要］ 直列に接続されたローパス特性と有するディジタルフィ
ルタ群のそれぞれのフィルタ出力が、並列に接続された
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群のそれぞ
れのフィルタに与えられ、該フィルタの出力が振幅係数
器を介して加算されて取り出されるようになっており、
上記各振幅係数器の振幅係数がそれぞれの入力に応じて
アダプティブに制御されるように構成されたオクターブ
多重フィルタにおいて、遅延回路が上記ローパス及びバ
ンドパス特性のディジタルフィルタ群に対し並列に接続
されており、遅延回路の出力信号に上記オクターブ多重
フィルタの出力が加減算されるようになっている。
ルタ群のそれぞれのフィルタ出力が、並列に接続された
バンドパス特性を有するディジタルフィルタ群のそれぞ
れのフィルタに与えられ、該フィルタの出力が振幅係数
器を介して加算されて取り出されるようになっており、
上記各振幅係数器の振幅係数がそれぞれの入力に応じて
アダプティブに制御されるように構成されたオクターブ
多重フィルタにおいて、遅延回路が上記ローパス及びバ
ンドパス特性のディジタルフィルタ群に対し並列に接続
されており、遅延回路の出力信号に上記オクターブ多重
フィルタの出力が加減算されるようになっている。
［従来の技術］ 本発明者は先に特願昭61−194039号において新規なオク
ターブ多重フィルタを提案したが、本発明は更にこれを
改良するものである。
ターブ多重フィルタを提案したが、本発明は更にこれを
改良するものである。
［発明が解決しようとする問題点］ 即ち、上記先願のオクターブ多重フィルタは周波数領域
で広帯域にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指
定できるようになっている優れたものであるが、なお未
だ下記のような問題点があった。
で広帯域にわたり、対数的にほぼ均一な間隔で特性を指
定できるようになっている優れたものであるが、なお未
だ下記のような問題点があった。
まず上記オクターブ多重フィルタでは各ディジタルフィ
ルタの出力を重ね合わせて出力するようになっているの
で、ブースト，カットを行なわない時、出力の振幅周波
数特性を平坦になるようにするため各ディジタルフィル
タはどうしても夫々の振幅周波数特性の重なり合う部分
の形状がナイキストの傾きを持つように考慮しなければ
ならず、ディジタルフィルタの振幅周波数特性の形状が
画一的となる。
ルタの出力を重ね合わせて出力するようになっているの
で、ブースト，カットを行なわない時、出力の振幅周波
数特性を平坦になるようにするため各ディジタルフィル
タはどうしても夫々の振幅周波数特性の重なり合う部分
の形状がナイキストの傾きを持つように考慮しなければ
ならず、ディジタルフィルタの振幅周波数特性の形状が
画一的となる。
またブースト，カットを行なわない時も、ディジタルフ
ィルタの上述した特性の重なりのため帯域内リップルが
生じてしまい、その影響で出力の振幅周波数特性は平坦
になり得なかった。
ィルタの上述した特性の重なりのため帯域内リップルが
生じてしまい、その影響で出力の振幅周波数特性は平坦
になり得なかった。
従って本発明の目的は上述した先願の問題点を改良して
対数的に均一な間隔で特性を指定できるオクターブ多重
フィルタを提供するにある。
対数的に均一な間隔で特性を指定できるオクターブ多重
フィルタを提供するにある。
［問題点を解決するための手段］ 本発明のオクターブ多重フィルタは上記目的を達成する
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ直列に接続さ
れ、バンドパス特性のディジタルフィルタはそれぞれ並
列に接続され、これらフィルタ群に対し並列に遅延回路
が接続され、ローパス特性のそれぞれのディジタルフィ
ルタの出力信号がバンドパス特性の各ディジタルフィル
タに与えられかつそれぞれの出力信号が振幅係数器を介
して上記遅延回路の出力信号に加減算されて取り出され
るようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフィル
タに接続順につけられた番号のうち、最大番号のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入力
信号のサンプリング時間間隔以上に設定され、それぞれ
のフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少する毎
に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がA
B（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタルフ
ィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍で動
作するようになっており、各バンドパス特性のディジタ
ルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅係数器の振幅
係数を制御する制御手段を備えたことを特徴とする。
ため、入力信号のサンプリング時間間隔に対し、その時
間間隔をクロックとして動作するバンドパス特性とロー
パス特性のディジタルフィルタ群が設けられ、ローパス
特性のディジタルフィルタ群はそれぞれ直列に接続さ
れ、バンドパス特性のディジタルフィルタはそれぞれ並
列に接続され、これらフィルタ群に対し並列に遅延回路
が接続され、ローパス特性のそれぞれのディジタルフィ
ルタの出力信号がバンドパス特性の各ディジタルフィル
タに与えられかつそれぞれの出力信号が振幅係数器を介
して上記遅延回路の出力信号に加減算されて取り出され
るようになっており、各フィルタ群のそれぞれのフィル
タに接続順につけられた番号のうち、最大番号のディジ
タルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間が入力
信号のサンプリング時間間隔以上に設定され、それぞれ
のフィルタ群においてフィルタの番号が一つ減少する毎
に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間がA
B（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパス特
性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延
時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタルフ
ィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍で動
作するようになっており、各バンドパス特性のディジタ
ルフィルタの出力信号に応じて前記各振幅係数器の振幅
係数を制御する制御手段を備えたことを特徴とする。
［作用］ 先願のオクターブ多重フィルタ部分の出力信号が、遅延
回路の出力信号に加減されることによってその振幅周波
数特性を変化させる構成となっているので、本発明のオ
クターブ多重フィルタの各通過帯域の周波数特性を決定
するディジタルフィルタ群は自由度の大きい特性形状に
することができ、尖鋭度、中心周波数の変化等をもたせ
ることが可能で、また上記オクターブ多重フィルタ部分
の出力信号が０の時は入力信号には何も加算されること
なくそのまま出力されるので全体の振幅周波数特性は平
坦になる。
回路の出力信号に加減されることによってその振幅周波
数特性を変化させる構成となっているので、本発明のオ
クターブ多重フィルタの各通過帯域の周波数特性を決定
するディジタルフィルタ群は自由度の大きい特性形状に
することができ、尖鋭度、中心周波数の変化等をもたせ
ることが可能で、また上記オクターブ多重フィルタ部分
の出力信号が０の時は入力信号には何も加算されること
なくそのまま出力されるので全体の振幅周波数特性は平
坦になる。
［実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（５オク
ターブ）の一実施例を示す。同図において、INは入力端
子、OUTは出力端子、A/DはＡ−Ｄ変換器、D/AはＤ−Ａ
変換器、LPFは通常のアナログタイプのローパスフィル
タ、LP1〜LP4は例えばFIR型フィルタを用いて成るロー
パス特性を有するディジタルフィルタ、BP1〜BP5は同様
のフィルタを用いて成るバンドパス特性を有するディジ
タルフィルタ、Ｄは加算回路、COE1〜COE5は振幅係数
器、CONTはアダプティブ制御回路DELAYは遅延回路、AS
は加減算回路である。
第１図は本発明によるオクターブ多重フィルタ（５オク
ターブ）の一実施例を示す。同図において、INは入力端
子、OUTは出力端子、A/DはＡ−Ｄ変換器、D/AはＤ−Ａ
変換器、LPFは通常のアナログタイプのローパスフィル
タ、LP1〜LP4は例えばFIR型フィルタを用いて成るロー
パス特性を有するディジタルフィルタ、BP1〜BP5は同様
のフィルタを用いて成るバンドパス特性を有するディジ
タルフィルタ、Ｄは加算回路、COE1〜COE5は振幅係数
器、CONTはアダプティブ制御回路DELAYは遅延回路、AS
は加減算回路である。
アダプティブ制御回路CONTは例えば第２図に示す如く構
成される。同図において、DETは帯域の成分の検波器、P
ROCはマイクロプロセッサ、COMは制御信号発生回路であ
る。
成される。同図において、DETは帯域の成分の検波器、P
ROCはマイクロプロセッサ、COMは制御信号発生回路であ
る。
而して前記FIR型フィルタは第３図に示す如く遅延素子S
R、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第４図に示すDFT
（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周波数
特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6を設
定してある。
R、係数乗算器ML、加算器ADから成り、第４図に示すDFT
（離散型フーリエ変換）の手法により目的とする周波数
特性が得られるように係数乗算器MLの係数a-5〜a6を設
定してある。
第４図（ａ）は目的とする周波数特性（ローパス特性）
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
の関数を示し、同図（ｂ）はこれを逆フーリエ変換した
時間領域の関数を示す。
このような構成のバンドパス特性及びローパス特性を有
するディジタルフィルタ群BP1〜BP5,LP1〜LP4から構成
され、ローパス特性を有するディジタルフィルタ群LP1
〜LP4はそれぞれ直列に接続され、バンドパス特性を有
するディジタルBP1〜BP5はそれぞれ並列に接続され、こ
れらディジタルフィルタ群に対して遅延回路DELAYが並
列に接続されていて、LP1〜LP4の各出力はBP1〜BP5のそ
れぞれに与えられ、BP1〜BP5の各出力信号は振幅係数器
COE1〜COE5を介して加算回路Ｄで加算されて遅延回路DE
LAYの出力信号と加減算回路ASにより加減算され取り出
されかつアダプティブ制御回路CONTにも与えられ、該回
路CONTによりBP1〜BP5の各出力に応じてそれぞれの振幅
係数器COE1〜COE5の振幅係数がアダプティブに制御され
るように構成されている。
するディジタルフィルタ群BP1〜BP5,LP1〜LP4から構成
され、ローパス特性を有するディジタルフィルタ群LP1
〜LP4はそれぞれ直列に接続され、バンドパス特性を有
するディジタルBP1〜BP5はそれぞれ並列に接続され、こ
れらディジタルフィルタ群に対して遅延回路DELAYが並
列に接続されていて、LP1〜LP4の各出力はBP1〜BP5のそ
れぞれに与えられ、BP1〜BP5の各出力信号は振幅係数器
COE1〜COE5を介して加算回路Ｄで加算されて遅延回路DE
LAYの出力信号と加減算回路ASにより加減算され取り出
されかつアダプティブ制御回路CONTにも与えられ、該回
路CONTによりBP1〜BP5の各出力に応じてそれぞれの振幅
係数器COE1〜COE5の振幅係数がアダプティブに制御され
るように構成されている。
そして上記各ディジタルフィルタ群において、それぞれ
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタLP4,BP5の単位遅延素子一段当り
の遅延時間nTが入力信号のサンプリング時間間隔Ｔ以上
に設定され、かつそれぞれのフィルタの番号が一つ減少
する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間
がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパ
ス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタ
ルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍
で動作するようになっている。
のフィルタに接続順につけられた番号のうち、最大番号
のディジタルフィルタLP4,BP5の単位遅延素子一段当り
の遅延時間nTが入力信号のサンプリング時間間隔Ｔ以上
に設定され、かつそれぞれのフィルタの番号が一つ減少
する毎に該フィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間
がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、かつある番号のローパ
ス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当りの
遅延時間がそれと同一番号のバンドパス特性のディジタ
ルフィルタの単位遅延素子一段当りの遅延時間の整数倍
で動作するようになっている。
更にアダプティブ制御回路CONTはバンドパス特性のディ
ジタルフィルタの各出力BP1〜BP5を帯域成分の検波器DE
Tで検波することにより、例えばBP1とBP2、BP3,BP4とBP
5の３帯域成分に分離し、それぞれの帯域内の成分に応
じてマイクロプロセッサPLOCが各振幅係数器COE1〜COE5
の振幅係数を演算し、その演算結果に応答して制御信号
発生回路COMが所定の制御信号を上記各振幅係数器に送
ってそれぞれの係数を制御する。
ジタルフィルタの各出力BP1〜BP5を帯域成分の検波器DE
Tで検波することにより、例えばBP1とBP2、BP3,BP4とBP
5の３帯域成分に分離し、それぞれの帯域内の成分に応
じてマイクロプロセッサPLOCが各振幅係数器COE1〜COE5
の振幅係数を演算し、その演算結果に応答して制御信号
発生回路COMが所定の制御信号を上記各振幅係数器に送
ってそれぞれの係数を制御する。
なお、上記係数器は、例えば、第５図に示す如く、RAM
と乗算器MULとから成り、RAMには各係数がセットされて
いて、前記制御信号に応答して取り出された係数を乗算
器MULでBP1〜BP5の各出力に乗算することにより振幅を
変化させており、この実施例では上述の如く各係数をBP
1〜BP5の出力に応じて変化させて各係数器の出力を変化
させているが、第１図の構成では帰還がかかることはな
く、系は安定である。
と乗算器MULとから成り、RAMには各係数がセットされて
いて、前記制御信号に応答して取り出された係数を乗算
器MULでBP1〜BP5の各出力に乗算することにより振幅を
変化させており、この実施例では上述の如く各係数をBP
1〜BP5の出力に応じて変化させて各係数器の出力を変化
させているが、第１図の構成では帰還がかかることはな
く、系は安定である。
さて、上述した構成のオクターブ多重フィルタにおい
て、入力端子INに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器A/
Dによりサンプリング周波数f0（サンプリングレート1/f
0sec）でＡ−Ｄ変換され、ローパス特性及びバンドパス
特性の最大番号のディジタルフィルタLP4,LP5に加えら
れる。このフィルタ、例えばLP2はそれを構成する遅延
素子一段当りの遅延時間が1/（2-2・f0)secである。通常
この構成のディジタルフィルタはクロック周波数を2-2・
f0Hzとして使用され、入力信号のサンプリング周波数も
2-2・f0Hzとして使用される。しかるに上記ディジタルフ
ィルタはクロック周波数と上記サンプリング周波数が異
なるため、このままでは目的とする処理ができない。こ
のためまず前述のように単位遅延時間を1/（2-2・f0)sec
としてFIR型フィルタの係数を定め、次に実際のサンプ
リング間隔1/f0secの入力信号に対し、クロック周波数
をf0Hzにし、かつその係数のままその単位遅延素子一段
当りの遅延時間nT＝1/（2-2・f0)secとなるように設定す
る。同様にして他の段のディジタルフィルタも設定す
る。
て、入力端子INに与えられた入力信号はＡ−Ｄ変換器A/
Dによりサンプリング周波数f0（サンプリングレート1/f
0sec）でＡ−Ｄ変換され、ローパス特性及びバンドパス
特性の最大番号のディジタルフィルタLP4,LP5に加えら
れる。このフィルタ、例えばLP2はそれを構成する遅延
素子一段当りの遅延時間が1/（2-2・f0)secである。通常
この構成のディジタルフィルタはクロック周波数を2-2・
f0Hzとして使用され、入力信号のサンプリング周波数も
2-2・f0Hzとして使用される。しかるに上記ディジタルフ
ィルタはクロック周波数と上記サンプリング周波数が異
なるため、このままでは目的とする処理ができない。こ
のためまず前述のように単位遅延時間を1/（2-2・f0)sec
としてFIR型フィルタの係数を定め、次に実際のサンプ
リング間隔1/f0secの入力信号に対し、クロック周波数
をf0Hzにし、かつその係数のままその単位遅延素子一段
当りの遅延時間nT＝1/（2-2・f0)secとなるように設定す
る。同様にして他の段のディジタルフィルタも設定す
る。
各ディジタルフィルタBP5〜BP1及びLP4〜LP1の特性は第
６図（ａ）〜（ｉ）のようになっており、順次帯域が狭
められて行くそれぞれのローパス特性のディジタルフィ
ルタLP4〜LP1の出力信号に、BP5〜BP1の各バンドパス特
性及び各係数器の係数が乗算され、第６図（ｊ）に示す
ような目的の出力が得られる。
６図（ａ）〜（ｉ）のようになっており、順次帯域が狭
められて行くそれぞれのローパス特性のディジタルフィ
ルタLP4〜LP1の出力信号に、BP5〜BP1の各バンドパス特
性及び各係数器の係数が乗算され、第６図（ｊ）に示す
ような目的の出力が得られる。
さて上述した本発明のオクターブ多重フィルタにおい
て、遅延回路DELAYにはＡ−Ｄ変換器A/Dの出力信号が与
えられ、そのDELAYの出力信号には各振幅係数器COE1〜C
OE5の出力信号が加減算されるが、遅延回路DELAYはその
遅延時間をローパス及びバンドパス特性のディジタルフ
ィルタ群のそれと一致させるために使用されている。
て、遅延回路DELAYにはＡ−Ｄ変換器A/Dの出力信号が与
えられ、そのDELAYの出力信号には各振幅係数器COE1〜C
OE5の出力信号が加減算されるが、遅延回路DELAYはその
遅延時間をローパス及びバンドパス特性のディジタルフ
ィルタ群のそれと一致させるために使用されている。
従って各バンドパス特性のディジタルフィルタBPFとし
てはその振幅周波数特性の形状の自由度を大きくするこ
とができ、例えば第７図のようになる。同図において、
（ａ）は遅延回路DELAYの出力信号ODの周波数特性、
（ｂ）は各係数器COE1〜COE5までの出力信号OC1〜OC5の
合成された信号OC6の周波数特性、（ｃ）は上記信号OD
とOC6との合成出力信号OUTの周波数特性をそれぞれ示
す。
てはその振幅周波数特性の形状の自由度を大きくするこ
とができ、例えば第７図のようになる。同図において、
（ａ）は遅延回路DELAYの出力信号ODの周波数特性、
（ｂ）は各係数器COE1〜COE5までの出力信号OC1〜OC5の
合成された信号OC6の周波数特性、（ｃ）は上記信号OD
とOC6との合成出力信号OUTの周波数特性をそれぞれ示
す。
第７図からわかるように平坦な振幅周波数特性（ａ）
に、（ｂ）のような振幅周波数を加減することによって
合成出力信号の振幅の制御をするため、各バンドパス特
性のディジタルフィルタのバンドと他のバンドとの重な
りを考慮しなくてもよく、自由度の大きな振幅周波数特
性の制御を行うことができる。
に、（ｂ）のような振幅周波数を加減することによって
合成出力信号の振幅の制御をするため、各バンドパス特
性のディジタルフィルタのバンドと他のバンドとの重な
りを考慮しなくてもよく、自由度の大きな振幅周波数特
性の制御を行うことができる。
［発明の効果］ 以上説明した所から明らかなように本発明によれば、上
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、各振幅係
数器の出力信号が零の時、その振幅周波数特性は平坦に
なり、前述したようなリップルが生じることもない。ま
た各バンドパス特性のディジタルフィルタの隣接する帯
域との重なりを考慮しなくてもよいため、各通過帯域の
形状を決めるディジタルフィルタ群は尖鋭度、中心周波
数を自由に設定できる。
述した構成とすることにより周波数領域（周波数軸上）
で対数的にほぼ均一な間隔で特性を指定でき、また低域
方向へ広帯域化を図れるので分解能が向上し、各振幅係
数器の出力信号が零の時、その振幅周波数特性は平坦に
なり、前述したようなリップルが生じることもない。ま
た各バンドパス特性のディジタルフィルタの隣接する帯
域との重なりを考慮しなくてもよいため、各通過帯域の
形状を決めるディジタルフィルタ群は尖鋭度、中心周波
数を自由に設定できる。
かくして本発明のオクターブ多重フィルタを用いれば、
係数演算プログラムを種々用意することにより、種々の
ノイズ低減、エンハンサー等のシステムに対応でき、更
に自動音場補正、サラウンド音場等の特殊な効果、機能
をもたせることができる。
係数演算プログラムを種々用意することにより、種々の
ノイズ低減、エンハンサー等のシステムに対応でき、更
に自動音場補正、サラウンド音場等の特殊な効果、機能
をもたせることができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成
例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は係
数器の一構成例を示す図、第６図及び第７図は上記実施
例における各ディジタルフィルタ及び遅延回路の出力及
び合成出力の特性図である。 LP1〜LP4……ローパス特性を有するディジタルフィル
タ、BP1〜BP5……バンドパス特性を有するディジタルフ
ィルタ、COE1〜COE5……振幅係数器、AS……加減算回
路、Ｄ……加算回路、DELAY……遅延回路、CONT……ア
ダプティブ制御回路。
アダプティブ制御回路の一構成例を示すブロック図、第
３図は上記実施例に用いられるFIR型フィルタの一構成
例を示す図、第４図は該フィルタの特性図、第５図は係
数器の一構成例を示す図、第６図及び第７図は上記実施
例における各ディジタルフィルタ及び遅延回路の出力及
び合成出力の特性図である。 LP1〜LP4……ローパス特性を有するディジタルフィル
タ、BP1〜BP5……バンドパス特性を有するディジタルフ
ィルタ、COE1〜COE5……振幅係数器、AS……加減算回
路、Ｄ……加算回路、DELAY……遅延回路、CONT……ア
ダプティブ制御回路。
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号のサンプリング時間間隔に対し、
そのサンプリング時間間隔をクロックとして動作する複
数のバンドパス特性及びローパス特性のディジタルフィ
ルタ群が設けられ、ローパス特性のディジタルフィルタ
群はそれぞれ直列に接続され、バンドパス特性のディジ
タルフィルタはそれぞれ並列に接続され、これらフィル
タ群に対し並列に遅延回路が接続され、ローパス特性の
それぞれのディジタルフィルタの出力信号がバンドパス
特性の各ディジタルフィルタに与えられかつそれぞれの
出力信号が振幅係数器を介して上記遅延回路の出力信号
に加減算されて取り出されるようになっており、各フィ
ルタ群のそれぞれのフィルタに接続順につけられた番号
のうち、最大番号のディジタルフィルタの単位遅延素子
一段当りの遅延時間が入力信号のサンプリング時間間隔
以上に設定され、それぞれのフィルタ群においてフィル
タの番号が一つ減少する毎に該フィルタの単位遅延素子
一段当りの遅延時間がAB（Ａ＞1,B＞０）倍となり、か
つある番号のローパス特性のディジタルフィルタの単位
遅延素子一段当りの遅延時間がそれと同一番号のバンド
パス特性のディジタルフィルタの単位遅延素子一段当り
の遅延時間の整数倍で動作するようになっており、各バ
ンドパス特性のディジタルフィルタの出力信号に応じて
前記各振幅係数器の振幅係数を制御する制御手段を備え
たことを特徴とするオクターブ多重フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8615087A JPH0795669B2 (ja) | 1987-04-08 | 1987-04-08 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8615087A JPH0795669B2 (ja) | 1987-04-08 | 1987-04-08 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63252010A JPS63252010A (ja) | 1988-10-19 |
| JPH0795669B2 true JPH0795669B2 (ja) | 1995-10-11 |
Family
ID=13878707
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8615087A Expired - Lifetime JPH0795669B2 (ja) | 1987-04-08 | 1987-04-08 | オクタ−ブ多重フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0795669B2 (ja) |
-
1987
- 1987-04-08 JP JP8615087A patent/JPH0795669B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63252010A (ja) | 1988-10-19 |
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