JPS63254807A - Ｆｍ復調装置 - Google Patents
Ｆｍ復調装置Info
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- JPS63254807A JPS63254807A JP62089421A JP8942187A JPS63254807A JP S63254807 A JPS63254807 A JP S63254807A JP 62089421 A JP62089421 A JP 62089421A JP 8942187 A JP8942187 A JP 8942187A JP S63254807 A JPS63254807 A JP S63254807A
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- output
- circuits
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、ビデオテープレコーダの再生回路やＳＥＣＡ
Ｍ方式の色信号復調に用いられるＦＭ復調装置に関する
ものである。
Ｍ方式の色信号復調に用いられるＦＭ復調装置に関する
ものである。
従来の技術
近年ビデオテープレコーダに於て信号処理をディジタル
化する要望が高まり、再生回路においてはＦＭ復３ＪＩ
装置をディジタル化する必要が生じている。ＦＭ復調装
置をディジタル化する時には各種の方式が考えられるが
、たとえばアナログ方式でよく用いられる零交叉検出方
式をディジタル化すると、復調時に生じる高調波がサン
プリングに依って折り返し妨害となる欠点がある。また
ＰＬＬ （位相同期ループ）による復調を行う場合にも
位相比較回路に用いた乗算回路によってＦＭ変調信号の
２倍の高調波が生し、折り返し歪の出る欠点があった。
化する要望が高まり、再生回路においてはＦＭ復３ＪＩ
装置をディジタル化する必要が生じている。ＦＭ復調装
置をディジタル化する時には各種の方式が考えられるが
、たとえばアナログ方式でよく用いられる零交叉検出方
式をディジタル化すると、復調時に生じる高調波がサン
プリングに依って折り返し妨害となる欠点がある。また
ＰＬＬ （位相同期ループ）による復調を行う場合にも
位相比較回路に用いた乗算回路によってＦＭ変調信号の
２倍の高調波が生し、折り返し歪の出る欠点があった。
以下図面を参照しながら従来のＰＬＬを用いたＦＭ復調
装置について説明する。第５図は従来のＦＭ復ｇｌｉ装
置の構成を示したブロック図である。
装置について説明する。第５図は従来のＦＭ復ｇｌｉ装
置の構成を示したブロック図である。
第５図において入力端子８１から人力されたＦＭ復調信
号は乗算回路８２でＶＣＯ（可変周波数発振回路）８４
から発生する正弦波が乗しられる。
号は乗算回路８２でＶＣＯ（可変周波数発振回路）８４
から発生する正弦波が乗しられる。
乗算回路８２の出力はローパスフィルタ８３で不要成分
が濾波されＶＣＯ８４を制御する。このように帰還ルー
プを構成することにより、出力端子８５には入力端子８
１に入力されたＦＭ変調信号の周波数に比例した出力が
得られ、ＦＭ′４Ｓ１３Ｊ１回路として作用する。
が濾波されＶＣＯ８４を制御する。このように帰還ルー
プを構成することにより、出力端子８５には入力端子８
１に入力されたＦＭ変調信号の周波数に比例した出力が
得られ、ＦＭ′４Ｓ１３Ｊ１回路として作用する。
このような例はたとえば、電子通信学会論文誌８２／７
Ｖｏｌ、Ｊ６５−Ｂ 隘７ １）Ｉ）８３６〜８
４２に示されている。
Ｖｏｌ、Ｊ６５−Ｂ 隘７ １）Ｉ）８３６〜８
４２に示されている。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら上記のような構成のＦＭ復調装置では、乗
算回路８２の出力には人力されたＦＭ信号の２倍の高調
波が生じる。この高調波はローパスフィルタ８３で充分
減衰させなければならない。
算回路８２の出力には人力されたＦＭ信号の２倍の高調
波が生じる。この高調波はローパスフィルタ８３で充分
減衰させなければならない。
しかしローパスフィルタの時定数はＰＬＬの応答を決定
するものであり、ＰＬＬの応答は復調信号の帯域を決定
するので任意に設定することができない。またディジタ
ル処理ではサンプリング周波数は信号帯域の２倍以上必
要であり、乗算により生した高調波の折り返しが生じな
いようにするためにはサンプリング周波数は必然的に高
くならざるをえない。したがってビデオテープレコーダ
の再生信号のような広帯域のＦＭ変調信号の復調には適
さなかった。
するものであり、ＰＬＬの応答は復調信号の帯域を決定
するので任意に設定することができない。またディジタ
ル処理ではサンプリング周波数は信号帯域の２倍以上必
要であり、乗算により生した高調波の折り返しが生じな
いようにするためにはサンプリング周波数は必然的に高
くならざるをえない。したがってビデオテープレコーダ
の再生信号のような広帯域のＦＭ変調信号の復調には適
さなかった。
本発明は上記問題点に鑑み、９０度移相回路を有する位
相比較回路と位相の９０度異なる２つの正弦波を発生す
る可変周波数発振回路を用い、ＦＭ変調信号の２倍の高
調波が発生せずサンプリング周波数を低（設定できるＦ
Ｍ復調装置を提供できるものである。
相比較回路と位相の９０度異なる２つの正弦波を発生す
る可変周波数発振回路を用い、ＦＭ変調信号の２倍の高
調波が発生せずサンプリング周波数を低（設定できるＦ
Ｍ復調装置を提供できるものである。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために本発明のＦＭ復調装置は、
入力信号から位相が９０度相異なる２つの信号を得る９
０度移相回路と、この９０度移相回路の２つの出力にそ
れぞれ正弦波を乗じる第１と第２の乗算回路と、前記第
１と第２の乗算回路の出力を加算または減算する演算回
路と、この演算回路の出力に一定の係数を掛ける係数回
路と、この係数回路の出力に周波数が比例し且つ位相が
互いに９０度異なる２つの正弦波を発生し、この２つの
正弦波を前記第１と第２の乗算回路へ送る可変周波数発
振回路から構成されるものである。
入力信号から位相が９０度相異なる２つの信号を得る９
０度移相回路と、この９０度移相回路の２つの出力にそ
れぞれ正弦波を乗じる第１と第２の乗算回路と、前記第
１と第２の乗算回路の出力を加算または減算する演算回
路と、この演算回路の出力に一定の係数を掛ける係数回
路と、この係数回路の出力に周波数が比例し且つ位相が
互いに９０度異なる２つの正弦波を発生し、この２つの
正弦波を前記第１と第２の乗算回路へ送る可変周波数発
振回路から構成されるものである。
作用
本発明は上記の構成により、入力ＦＭ信号の２倍の高調
波を生じること無く位相比較できるので、ループ内にロ
ーパスフィルタが無くてもＰ、ＬＬが安定に動作し、広
帯域のＦＭ復調が実現できる。
波を生じること無く位相比較できるので、ループ内にロ
ーパスフィルタが無くてもＰ、ＬＬが安定に動作し、広
帯域のＦＭ復調が実現できる。
実施例
本発明の第１の実施例について図面を参照しながら説明
する。第１図は本発明はＦＭ復調装置の第１の実施例の
構成を示したブロック図であり、第３図は第１図の実施
例に用いられている９０度移相回路の構成を示したブロ
ック図である。また第４図は第３図に示した９０度移相
回路の周波数特性を示す特性図である。
する。第１図は本発明はＦＭ復調装置の第１の実施例の
構成を示したブロック図であり、第３図は第１図の実施
例に用いられている９０度移相回路の構成を示したブロ
ック図である。また第４図は第３図に示した９０度移相
回路の周波数特性を示す特性図である。
入力端子１から入力されたアナログＦＭ変調信号はＡ／
Ｄ変換器２でディジタル信号に変換されて９０度移相回
路３に入力される。９０度移相回路３は入力されたディ
ジタルＦＭ変調信号を９０度移相して互いに位相が９０
度相異なるＦＭ変調信号を得て、これを乗算回路４と５
へ送る。乗算回路４と５は９０度移相回路３の出力にＶ
ＣＯ１４の出力をそれぞれ乗しる。乗算回路４と５の出
力は加算回路６で加算され係数回路７で３倍される。９
０度移相回路の出力に得られた９０度位相の相異なる２
つのＦＭ変調信号の内、乗算回路４に入力される信号を
ｓｉｎω。ｔ２乗算回路５に入力される信号をＣｏＳω
。ｔとし、ＶＣ０１４の出力の内、乗算回路４に入力さ
れる信号をｓｉｎω、ｔ、乗算回路５に入力される信号
をｃｏｓωｖｔとすると加算回路６の出力は、ｓｉｎω
Ｌ−ｓｉｎωｙｉ＋ｃＯ３ω。１−ｃｏｓωｖｔ ＝
ｃｏｓ （ωＣ−ωｖ）ｔ ・・・・・・（１）とな
る。（１）式から判るように加算回路６の出力はＦＭ変
調信号とＶＣＯ１４の出力信号の差の周波数だけが得ら
れ、したがって高調波は生じない。
Ｄ変換器２でディジタル信号に変換されて９０度移相回
路３に入力される。９０度移相回路３は入力されたディ
ジタルＦＭ変調信号を９０度移相して互いに位相が９０
度相異なるＦＭ変調信号を得て、これを乗算回路４と５
へ送る。乗算回路４と５は９０度移相回路３の出力にＶ
ＣＯ１４の出力をそれぞれ乗しる。乗算回路４と５の出
力は加算回路６で加算され係数回路７で３倍される。９
０度移相回路の出力に得られた９０度位相の相異なる２
つのＦＭ変調信号の内、乗算回路４に入力される信号を
ｓｉｎω。ｔ２乗算回路５に入力される信号をＣｏＳω
。ｔとし、ＶＣ０１４の出力の内、乗算回路４に入力さ
れる信号をｓｉｎω、ｔ、乗算回路５に入力される信号
をｃｏｓωｖｔとすると加算回路６の出力は、ｓｉｎω
Ｌ−ｓｉｎωｙｉ＋ｃＯ３ω。１−ｃｏｓωｖｔ ＝
ｃｏｓ （ωＣ−ωｖ）ｔ ・・・・・・（１）とな
る。（１）式から判るように加算回路６の出力はＦＭ変
調信号とＶＣＯ１４の出力信号の差の周波数だけが得ら
れ、したがって高調波は生じない。
ところで乗算回路４に入力される信号をｃｏｓω。ｔ、
乗算回路５に入力される信号をｓｉｎωｃｔとし、加算
回路６の代りに減算回路を用いても同様の結果が得られ
る。
乗算回路５に入力される信号をｓｉｎωｃｔとし、加算
回路６の代りに減算回路を用いても同様の結果が得られ
る。
９０度移相回路３の１例を第３図に示した。こ−のよう
な回路はヒルベルトフィルタは呼ばれており、第３図に
は遅延素子が２段の例を示す、第３図において、入力端
子４０に入力されたＦＭ変調信号は遅延回路として用い
たＤタイプのフリップフロップ回路（以下Ｄ−ＦＦと記
す。）４１と４２で遅延される。Ｄ−ＦＦ４２の出力は
減算回路４３で入力端子４０か□ら入力された入力信号
が減算され、出力端子４５に出力され、またＤ−ＦＦ４
１の出力は出力端子４４に出力される。このような構成
を用いると出力端子４５には、出力端子４４に得られた
出力信号に対し９０度位相の進んだ信号が得られる。出
力端子４５に得られた出力信号は入力端子４０に入力さ
れた信号に対し周波数特性を持つ。その特性を第４図に
示す、縦軸は利得を、横軸は周波数を示す。ｆｓはＤ−
ＦＦ４１．４２のクロック周波数である。利得は平坦で
はないが、入力信号帯域がｆｓ／４付近に存在するとき
は問題はない。また入力信号の帯域が広い時は遅延回路
（Ｄ−ＦＦ）をさらに増やし、それぞれの出力に係数を
掛けて足し合せることでいくらでも広帯域にできる。
な回路はヒルベルトフィルタは呼ばれており、第３図に
は遅延素子が２段の例を示す、第３図において、入力端
子４０に入力されたＦＭ変調信号は遅延回路として用い
たＤタイプのフリップフロップ回路（以下Ｄ−ＦＦと記
す。）４１と４２で遅延される。Ｄ−ＦＦ４２の出力は
減算回路４３で入力端子４０か□ら入力された入力信号
が減算され、出力端子４５に出力され、またＤ−ＦＦ４
１の出力は出力端子４４に出力される。このような構成
を用いると出力端子４５には、出力端子４４に得られた
出力信号に対し９０度位相の進んだ信号が得られる。出
力端子４５に得られた出力信号は入力端子４０に入力さ
れた信号に対し周波数特性を持つ。その特性を第４図に
示す、縦軸は利得を、横軸は周波数を示す。ｆｓはＤ−
ＦＦ４１．４２のクロック周波数である。利得は平坦で
はないが、入力信号帯域がｆｓ／４付近に存在するとき
は問題はない。また入力信号の帯域が広い時は遅延回路
（Ｄ−ＦＦ）をさらに増やし、それぞれの出力に係数を
掛けて足し合せることでいくらでも広帯域にできる。
つぎに係数回路７の出力はＶＣＯ１４に入力される。Ｖ
ＣＯ１４は加算回路１０と１２、Ｄ−ＦＦ１３、ＲＯＭ
Ｂと９から構成される。加算回路１０はＶＣＯ１４に入
力された信号に入力端子１）から入力された中心周波数
に相当する値を加算する。加算回路１２はＤ−ＦＦ１３
で遅延された１クロツク前の出力を次々に加算する。し
たがって加算回路１２の出力は加算回路１０の入力に比
例した増加率で増加しやがてオーバーフローし、それを
繰り返すので鋸波となる。加算回路１０の入力が大きい
程加算回路１２は早くオーバーフローするので、鋸波の
周波数高くなりＶＣＯとして動作することが判る。この
鋸波をサインのデータテーブルが書かれたＲＯＭ８とコ
サインのデータテーブルが書かれたＲＯＭ９で正弦波に
変換すれば、互いに９０度位相の異なる２つの正弦波を
得ることができる。この２つの正弦波は乗算回路４と５
へ送られＰＬＬが構成される。その結果係数回路７の出
力には入力端子１に入力された信号の周波数に比例した
信号即ちＦＭ復調された信号が得られる。
ＣＯ１４は加算回路１０と１２、Ｄ−ＦＦ１３、ＲＯＭ
Ｂと９から構成される。加算回路１０はＶＣＯ１４に入
力された信号に入力端子１）から入力された中心周波数
に相当する値を加算する。加算回路１２はＤ−ＦＦ１３
で遅延された１クロツク前の出力を次々に加算する。し
たがって加算回路１２の出力は加算回路１０の入力に比
例した増加率で増加しやがてオーバーフローし、それを
繰り返すので鋸波となる。加算回路１０の入力が大きい
程加算回路１２は早くオーバーフローするので、鋸波の
周波数高くなりＶＣＯとして動作することが判る。この
鋸波をサインのデータテーブルが書かれたＲＯＭ８とコ
サインのデータテーブルが書かれたＲＯＭ９で正弦波に
変換すれば、互いに９０度位相の異なる２つの正弦波を
得ることができる。この２つの正弦波は乗算回路４と５
へ送られＰＬＬが構成される。その結果係数回路７の出
力には入力端子１に入力された信号の周波数に比例した
信号即ちＦＭ復調された信号が得られる。
つぎに以上述べた回路を伝達関数から考える。
正規化して考えるために９０度移相回路３、乗算回路４
と５、加算回路６から成る位相比較回路の利得を１、Ｖ
ＣＯ１４の利得を、 Ｚ” ／ （１−Ｚ（’） とすると、開ループ伝達関数Ｈ（Ｚ）は、Ｈ（Ｚ） ＝
ａ −Ｚ” ／ （１−Ｚ′ｌ）したがって、閉ループ
を伝達関数Ｇ （Ｚ）は、Ｇ （Ｚ） ＝ａ−Ｚ”／
（１−Ｚ’ ＋ａ−Ｚ′ｌ）となる。特にａが１のとき
はＧ （Ｚ）＝Ｚ’即ち周波数特性はフラットとなる。
と５、加算回路６から成る位相比較回路の利得を１、Ｖ
ＣＯ１４の利得を、 Ｚ” ／ （１−Ｚ（’） とすると、開ループ伝達関数Ｈ（Ｚ）は、Ｈ（Ｚ） ＝
ａ −Ｚ” ／ （１−Ｚ′ｌ）したがって、閉ループ
を伝達関数Ｇ （Ｚ）は、Ｇ （Ｚ） ＝ａ−Ｚ”／
（１−Ｚ’ ＋ａ−Ｚ′ｌ）となる。特にａが１のとき
はＧ （Ｚ）＝Ｚ’即ち周波数特性はフラットとなる。
またａが１でない場合も、閉ループ伝達関数Ｇ （Ｚ）
の逆特性即ち、伝達関数１−Ｚ’ ＋ａ −Ｚ’を持つ
等化回路を用いれば周波数特性をフラットにできる。
の逆特性即ち、伝達関数１−Ｚ’ ＋ａ −Ｚ’を持つ
等化回路を用いれば周波数特性をフラットにできる。
その例が等化回路１５である。等化回路１５はＤ−ＦＦ
１６と加算回路１８、係数回路１７と１９から構成され
るトランスバーサルフィルタである。
１６と加算回路１８、係数回路１７と１９から構成され
るトランスバーサルフィルタである。
最後に等化回路１５の出力をＤ／Ａ変換器２０でアナロ
グ信号に変換すると出力端子２）にはＦＭ復調された信
号が得られる。
グ信号に変換すると出力端子２）にはＦＭ復調された信
号が得られる。
次に本発明の第２の実施例について第２図を参照しなが
ら説明する。本実施例は第１の実施例で係数回路７の後
にＤ−ＦＦを一つ挿入した例であり、第１の実施例と同
一箇所には同一番号を付した。実際のディジタル回路で
は動作速度が有限であるために１クロック以内にできる
処理が限定される。したがって適当にＤ−ＦＦを用いて
動作のタイミングを合せ、誤動作を防ぐ必要がある。し
かし本発明のような帰還回路の場合にはループ内の遅延
量が変ると周波数特性も変化する。本実施例はこのよう
な場合の例でありＤ−ＦＦ３７はＰＬＬループ内の何処
に置いても基本動作は変わらない。
ら説明する。本実施例は第１の実施例で係数回路７の後
にＤ−ＦＦを一つ挿入した例であり、第１の実施例と同
一箇所には同一番号を付した。実際のディジタル回路で
は動作速度が有限であるために１クロック以内にできる
処理が限定される。したがって適当にＤ−ＦＦを用いて
動作のタイミングを合せ、誤動作を防ぐ必要がある。し
かし本発明のような帰還回路の場合にはループ内の遅延
量が変ると周波数特性も変化する。本実施例はこのよう
な場合の例でありＤ−ＦＦ３７はＰＬＬループ内の何処
に置いても基本動作は変わらない。
第１の実施例と全く同様にして本実施例の閉ループ伝達
関数を求めると、 Ｇ、（Ｚ）＝ａ−Ｚ２／ （１−Ｚ’ ＋ａ−Ｚ２）と
なる。したがって等化回路は伝達関数、１−Ｚ′Ｉ＋ａ
、 Ｚ、２を持てば周波数特性を等化できる。このよ
うな回路は２次のトランスバーサルフィルタで実現でき
る。その例が第２図の減算回路３３、加算回路３４、係
数回路３５と３６、Ｄ−ＦＦ３１と３２で構成される等
化回路３８である。この等化回路３８を用いることによ
り、本実施例においてもフラットな周波数特性を得るこ
とができる。
関数を求めると、 Ｇ、（Ｚ）＝ａ−Ｚ２／ （１−Ｚ’ ＋ａ−Ｚ２）と
なる。したがって等化回路は伝達関数、１−Ｚ′Ｉ＋ａ
、 Ｚ、２を持てば周波数特性を等化できる。このよ
うな回路は２次のトランスバーサルフィルタで実現でき
る。その例が第２図の減算回路３３、加算回路３４、係
数回路３５と３６、Ｄ−ＦＦ３１と３２で構成される等
化回路３８である。この等化回路３８を用いることによ
り、本実施例においてもフラットな周波数特性を得るこ
とができる。
以上第１と第２の実施例ではディジクル回路を用いて説
明したが、本発明はディジタル回路に限定されるもので
はなく、それぞれの構成要素をアナログ回路で実現する
ことも可能である。
明したが、本発明はディジタル回路に限定されるもので
はなく、それぞれの構成要素をアナログ回路で実現する
ことも可能である。
発明の効果
以上のように本発明は９０度移相回路と、互いに位相が
９０度相異なる２つの正弦波を発生するＶＣＯを用いて
位相比較回路の出力にＦＭ変調信号の２倍の高調波が生
しないようにしてＰＬＬ回路を構成することにより、ル
ープフィルタを用いることなくＰＬＬ回路が実現でき、
またループ内の係数を適当に選択することによって、Ｆ
Ｍ復調された信号の周波数特性をフラットにできる。
９０度相異なる２つの正弦波を発生するＶＣＯを用いて
位相比較回路の出力にＦＭ変調信号の２倍の高調波が生
しないようにしてＰＬＬ回路を構成することにより、ル
ープフィルタを用いることなくＰＬＬ回路が実現でき、
またループ内の係数を適当に選択することによって、Ｆ
Ｍ復調された信号の周波数特性をフラットにできる。
また本発明はループ内の係数によってＦＭ復調された信
号の周波数特性がフラットでないときでもトランスバー
サルフィルタで構成した等化回路を用いて周波数特性を
フラットにできる。
号の周波数特性がフラットでないときでもトランスバー
サルフィルタで構成した等化回路を用いて周波数特性を
フラットにできる。
また本発明はループ内にＤ−ＦＦを挿入したことでＦＭ
復調信号の周波数特性がフラットでなくなった時でも、
トランスバーサルフィルタで構成した等化回路を用いて
周波数特性をフラットにできる。
復調信号の周波数特性がフラットでなくなった時でも、
トランスバーサルフィルタで構成した等化回路を用いて
周波数特性をフラットにできる。
第１回は本発明の第１の実施例におけるＦＭ復調装置の
構成を示したブロック図、第２図は本発明の第２の実施
例におけるＦＭ復調装置の構成を示したブロック図、第
３図は第１と第２の実施例における９０度移相回路の構
成を示したブロック図、第４図は第３図に示した９０度
移相回路の周波数特性を示した特性図、第５図は従来の
実施例の構成を示したブロック図である。 ２・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、１４・・・・・・ＶＣＯ
１）５・・・・・・等化回路、２０・・・・・・Ｄ／Ａ
変換器、３７・・・・・・Ｄタイプフリップフロップ、
３８・・・・・・等化回路。 第３図 寧 第４図
構成を示したブロック図、第２図は本発明の第２の実施
例におけるＦＭ復調装置の構成を示したブロック図、第
３図は第１と第２の実施例における９０度移相回路の構
成を示したブロック図、第４図は第３図に示した９０度
移相回路の周波数特性を示した特性図、第５図は従来の
実施例の構成を示したブロック図である。 ２・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、１４・・・・・・ＶＣＯ
１）５・・・・・・等化回路、２０・・・・・・Ｄ／Ａ
変換器、３７・・・・・・Ｄタイプフリップフロップ、
３８・・・・・・等化回路。 第３図 寧 第４図
Claims (4)
- （１）入力信号から位相が９０度相異なる２つの信号を
得る９０度移相回路と、この９０度移相回路の２つの出
力にそれぞれ正弦波を乗じる第１と第２の乗算回路と、
前記第１と第２の乗算回路の出力を加算または減算する
演算回路と、この演算回路の出力に一定の係数を掛ける
係数回路と、この係数回路の出力に周波数が比例し且つ
位相が互いに９０度異なる２つの正弦波を発生し、この
２つの正弦波を前記第１と第２の乗算回路へ送る可変周
波数発振回路を具備してなるＦＭ復調装置。 - （２）９０度移相回路は、入力信号を遅延するｎ個（ｎ
は自然数）の縦続接続された遅延回路と、前記ｎ個の遅
延回路の内、ｍ個（ｍは自然数でｍ≦ｎ）の出力に一定
の係数を掛けるｍ個の係数回路と、前記ｍ個の係数回路
の出力を足し合せる第１の加算回路を具備するトランス
バーサルフィルタであることを特徴とする特許請求の範
囲第（１）項記載のＦＭ復調装置。 - （３）可変周波数発振回路は入力信号に一定の値を加算
する第２の加算回路と、前記第２の加算回路の出力に接
続される第３の加算回路と、前記第３の加算回路の出力
を遅延させ、その出力を前記第３の加算回路の入力に帰
還する遅延回路を具備することを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載のＦＭ復調装置。 - （４）９０度移相回路に入力する入力信号はサンプリグ
されたＦＭ変調信号であることを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載のＦＭ復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62089421A JPS63254807A (ja) | 1987-04-10 | 1987-04-10 | Ｆｍ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62089421A JPS63254807A (ja) | 1987-04-10 | 1987-04-10 | Ｆｍ復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63254807A true JPS63254807A (ja) | 1988-10-21 |
Family
ID=13970193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62089421A Pending JPS63254807A (ja) | 1987-04-10 | 1987-04-10 | Ｆｍ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63254807A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04367130A (ja) * | 1991-02-18 | 1992-12-18 | Blaupunkt Werke Gmbh | 中間周波信号のａ／ｄ変換回路装置付カーラジオ |
-
1987
- 1987-04-10 JP JP62089421A patent/JPS63254807A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04367130A (ja) * | 1991-02-18 | 1992-12-18 | Blaupunkt Werke Gmbh | 中間周波信号のａ／ｄ変換回路装置付カーラジオ |
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