JPS63274367A - スイツチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、安定化電源として使用されるスイッチング
電源回路に関し、特にスイッチングコンバータの出力電
圧を磁気増幅器とその制御回路の作用によって安定化す
るようにしたスイッチング電源回路に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、スイッチングコンバータの２次側とそのパ
ルス状出力電圧を整流して出方する整流回路との間に磁
気増幅器を介挿し、該磁気増幅器に上記整流回路の出力
電圧に応じた制御電流を流して出力電圧を安定化する制
御回路を備えたスイッチング電源回路において、その制
御回路を上記出力電圧の基準電圧に対する誤差を検出す
る誤差増幅部と、該誤差増幅部によって検出される誤差
に応じて制御電流を出力する制御電流出力部とによって
構成し、誤差増幅部に帰還利得を決定する抵抗を、制御
電流出力部に出力電流を制限する抵抗をそれぞれ設けた
ことにより、磁気増幅器の優れた制御特性を充分に引き
出して、小型で安定度のよい高性能な安定化電源を提供
するものである。

〔従来の技術〕

一般に、スイッチング電源回路は、′ドロッパ方式の安
定化電源回路と比べて小型軽量で高効率であり、広範囲
な入力電圧及び負荷の変動に対応できる点等で優れてい
る。

しかしながら１回路が複雑で価格が高い等の問題があり
、部品の集積化及びスイッチング周波数の高周波化によ
る部品の小型化により、コスト低減を計ることが要求さ
れている。

ところで、広範囲な入力電圧及び負荷の変動に対応でき
る電圧制御機能を有するスイッチング電源の回路方式と
しては、従来より他励式パルス幅制御（ＰＷＭ）方式の
スイッチングコンバータを用いた回路と、自励式リンギ
ング・チョーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式の回路とが
主に用いられている。

特に、一般の電子機器に組み込まれる小容量の電源には
、比較的回路構成が簡単で部品点数が少なく、安価な自
励式ＲＣＣ方式のスイッチング電源回路が多用されてい
る。

このような方式のスイッチング電源回路の一例を第６図
によって簡単に説明すると、メイントランス１に帰還巻
線Ｌｂ、、Ｌｂ、を設け、抵抗Ｒ１とダイオードＤ□、
〜Ｄ１４とツェナダイオードＺＤによってスイッチング
素子２のオン・オフを制御する自励発振の帰還回路（リ
ンギング・チョーク回路）を形成し、メイントランス１
の１次巻線り、に流れる電流を断続することにより２次
巻線Ｌ２に発生する電圧をダイオードＤ１とコンデンサ
Ｃ１によって整流・平滑して、略安定化した出力電圧Ｖ
ｏｕｔを負荷に供給するようになっている。なお、Ｒｓ
は入力電圧Ｖｉｎが印加された時に起動パルスを与える
ための抵抗である。

この回路は、スイッチング素子２がＯＮの時にメイント
ランス１に貯えたエネルギをＯＦＦの時に負荷側へ伝送
するｒＯＮ−ＯＦＦ方式」（フライバック方式）であり
、スイッチング素子２が発振回路の一部となっており、
その中に出力制御のための帰還ループが形成されている
ので、他励式ＰＷＭ方式に比べて回路が簡単であるが、
起動及び発振の安定化が難しい。

そこで、第７図に示すようにメイン・トランス１の２次
側に磁気増幅器を設けて出力電圧の安定化を図ることに
より、スイッチングコンバータの負担を軽減することが
考えられている。

そのスイッチング電源回路は、メイントランス１の２次
巻線Ｌ２に発生するパルス状の出力電圧を磁気増幅器（
マグアンプ素子）ＭＡを介してからダイオードＤ１によ
って整流し、コンデンサＣ１によって平滑して直流出力
電圧Ｖ　ｏｕｔを得る。

そして、メイントランス１が２次巻線Ｌ２に起電圧を発
生しない時に、制御回路３によって直流出力電圧Ｖｏｕ
ｔに応じた制御電流Ｉｓを磁気増幅器ＭＡに矢示方向に
流して制御磁束を発生させ、次にメイントランス１が２
次巻線Ｌ２に起電圧を発生した時、磁気増幅器ＭＡのＢ
−Ｈループ特性により出力側で電圧が立上るタイミング
を遅らせて、パルス状出力電圧をパルス幅制御する。

すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなると、磁気増幅器
ＭＡを通したパルス電圧のパルス幅を第８図（ｂ）に示
すように小さくするように制御して実効値を低下させ、
出力電圧Ｖｏｕｔが低くなると、そのパルス幅を同図（
ａ）に示すように大きくするように制御して実効値を高
め、直流化した出力電圧Ｖ　ｏｕｔが常に一定になるよ
うにする。

このようにすると、入力電圧及び負荷の変動に対するＲ
ＣＣ回路の負担を軽減し、比較的簡単な回路で安定した
出力電圧が得られるが、特にコアをアモルファス合金等
の非晶質金属材料によって形成した高性能な磁気増幅器
を使用すれば、スイッチング周波数の高周波化により一
部の小型化も可能になる。

〔発明が解決しようとする問題点〕 しかしながら、このようなスイッチングコンバータと磁
気増幅器を組合せたスイッチング電源回路において、ｌ
ｉｌを気増幅器は単なる制御素子にすぎず、その特性を
充分に発揮させるためには、良好な特性を有する制御回
路を必要とする。また、電源の低価格化のためには制御
回路自体の低廉化も強く要求されている。

ところが、従来は高性能を得るためにこの制御回路に高
価なＩＣ（集積回路）を使用したり、低置な帰還増幅器
を用いたものでは、磁気増幅器の制御電流−制御磁束量
特性の直線部分を有効に使用することができず、磁気増
幅器に過大な制御電流を流して発熱させたり効率を低下
させてしまったりするという問題点があった。

この発明は、このような問題を解決して、安価でしかも
磁気増幅器の優れた特性を充分に引出し。

高効率で高性能なスイッチング電源回路を提供すること
を目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明は上記の目的を達成するため、上述のようなス
イッチング電源回路において、磁気増幅器に制御電流を
流す制御回路を、直流出力電圧の基準電圧に対する誤差
を検出する誤差増幅部と。

該誤差増幅部によって検出される誤差に応じた制御電流
を出力する制御電流出力部とによって携成し、その誤差
増幅部に帰還利得を決定する抵抗を。

制御電流出力部に出力電流を制限する抵抗をそれぞれ設
けたものである。

〔作　用〕

このように構成したスイッチング電源回路によれば、制
御回路による帰還利得を最も効率よく磁気増幅器を動作
させ得る範囲で制御電流を可変できるようにし、制御電
流出力部によって出力される制御電流の上限を磁気増幅
器が飽和しない最大値以内に制限することができる。

それによって、磁気増幅器の優れた特性を充分に引出し
て効率よく出力電圧を安定化することができ、さらにス
イッチング周波数を高周波化することも可能になる。

【実施例〕

以下、この発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図はこの発明の一実施例を示し、第７図のスイッチ
ング電源回路におけるスイッチングコンバータの２次側
に相当する部分のみの回路図であり、第７図と対応する
部分には同一の符号を付しである。なお、１次側は第７
図と同じＲＣＣ回路であるので、図示及びその説明を省
略する。

この実施例における制御回路１０１よ、誤差増幅部１１
と制御電流出力部１２とからなる。

誤差増幅部１１において、Ｒ１，Ｒ２は出力電圧検出用
の分圧抵抗であり、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の値の時に
Ａ点の電圧ＶａがツェナダイオードＺＤ１によって一定
にされたＢ点の基準電圧ｖｂとトランジスタＴｒ１のベ
ース・エミッタ間電圧との和より所定値だけ高くなるよ
うに、ＲｏとＲ２の抵抗比を決定している。

そして、出力電圧Ｖ　ｏｕｔの基準電圧に対する誤差に
相当するＶａ−Ｖｂによって、トランジスタＴｒＬが制
御電流出力部１２のトランジスタＴｒ。

のベース電流を制御する。

ツェナダイオードＺＤよけ、抵抗Ｒ１によって所定の動
作電流が設定される。Ｒ６は帰還利得を決定する抵抗、
Ｃ２は系の周波数特性を改善するために接続したコンデ
ンサである。

制御電流出力部１２は、ベースをトランジスタＴｒ、の
コレクタ・エミッタ間及びツェナダイオードＺＤ□を介
して接地したトランジスタＴｒ２と、そのエミッタと出
力電圧Ｖ　ｏｕｔの正側（ダイオードＤ２による整流回
路の出力側）のＦ点との間に接続した出力電流制限用の
抵抗Ｒ４と、コレクタと磁気増幅器ＭＡの出力側のＥ点
との間に接続したダイオードＤ３とによって構成されて
いる。

そして、誤差増幅器１１のトランジスタＴｒ工によって
この制御電流出力部１２のトランジスタＴｒ、のベース
電流が制御され、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた制御電流Ｉ
ｓを出力して、ダイオードＤ、を介して磁気増幅器ＭＡ
に矢示方向にその制御電流を流す（メイントランス１の
２次巻線Ｌ２に起電力が発生しない時）。

そのため、所望の出力電圧Ｖｏｕｔが得られている状態
でもこの制御回路１０によって磁気増幅器ＭＡに所定の
制御電流Ｉｓを流して、制御範囲の中心付近で動作する
ようにし、それより出力電圧Ｖ　ｏ　ｕ　ｔが高くなっ
た時には制＊ｇ流Ｉｓが増加して磁気増幅器ＭＡのりア
クタンスを増し、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなった時には
制御電流Ｉｓが減少して磁気増幅器ＭＡのりアクタンス
を減少させるように動作する。

一般に、負帰還制御の場合、帰還利得を増すに従って制
御の精度は向上するが系が不安定になりがちであること
が知られており、帰還利得は出力電圧精度に対して適切
に設定する必要がある。

この実施例では、抵抗Ｒ６が誤差増幅部１１の帰還利得
を決定し、抵抗Ｒ４が制御電流出力部１２の帰還利得を
決定する役目をなし、両者によって帰還系全体の利得を
適切な値に決定する。

また、種々の実験の結果、磁気増幅器の使用に際して、
大きな制御電流を流して磁気増幅器の制御能力の最大状
態で使用することは、磁気増幅器の発熱が多くなり、磁
束量の低下を招いて制御力を失なう結果となることが判
った。

そのため、磁気増幅器の動作点を第２図に示す制御電流
−制御磁束量特性曲線における最大制御電流Ｉ　ｓｍａ
ｘの１／２位の制御電流位置で使用するのが望ましく、
制御電流Ｉｓがある適当な値、例えばＩ　ｓｍａｘを越
えないように設定すべきである。

そこで、この実施例では制御電流出力部１２のトランジ
スタＴｒ、のエミッタ回路に挿入した抵抗Ｒ４によって
、出力電流すなわち制御電流Ｉｓを制限する機能を有し
ており、制御電流Ｉｓは実際には断続的に流れ、第２図
のＩ　ｓｍａｘは直流値であることを考慮しても、制御
電流Ｉｓが（’ＩＩ　ｓ　ｍ　ａ　ｘを越えないように
、抵抗Ｒ４の最小値が規定される。

一方、この抵抗Ｒ４の最大値は自由に設定可能であるが
、制御機能を考慮すれば制御電流値が（１／　２）　Ｉ
　ｓｍａｘ程度までとなるように規制する必要がある。

したがって、Ｒ１の設定範囲は（２Ｖｏｕｔ／　Ｉ　ｓ
ｍａｘ）≧Ｒ４≧（Ｖｏｕｔ／　ｆＴｒ　ｓｍａｘ）と
するのが望ましい。

ここで、Ｉ　ｓｍａｘが約３０ｍＡであり、所望の出力
電圧Ｖｏｕｔが１６Ｖである場合、抵抗Ｒ４の抵抗値を
例えば１にΩとする。

さらに、上記設定範囲では抵抗Ｒ４の抵抗値を通常数百
オーム以上の値に設定することが可能であるから、制御
電流出力部１２の入力インピーダンスは数十キロオーム
以上と高くなり、帰還系の利得は抵抗Ｒ６に殆ど依存す
ることになる。

この実施例では、抵抗Ｒｓの抵抗値を例えば１．５にΩ
とし、その場合の誤差増幅部１１の利得は約１００とな
る。

また、制御電流出力部１２の入力インピーダンスが高い
ことを利用して、コンデンサＣの容量により帰還の周波
数特性を自由に設定することができる。

次に、第３図によってこの発明の他の実施例を説明する
。この実施例もスイッチングコンバータの２次側は第１
図の実施例と略同様であるのでその説明を省略が、平滑
回路にチョークコイルＣＨを介挿するとともに、そのオ
フ時のサージ電流を吸収するためのダイオードＤ２を接
続している。

このスイッチング電源回路は、スイッチングコンバータ
を非晶質金属材料からなるコアを使用した可飽和リアク
トルを用いて自励発振させるように構成している。

すなわち、メイントランス１′の１次巻線Ｌ□の一端を
ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子５のソース・ド
レイン間を介して接地し、ＡＣ３０〜２７０■の商用電
源からの交流を全波整流回路４で整流し、コンデンサＣ
７により平滑した入力電圧Ｖｉｎに応じて１次巻線Ｌ□
に流れる電流をスイッチング素子５によって断続するこ
とにより、２次巻ＩＩ　ＬｚにＯＮ−〇Ｎ方式で起電圧
を発生させるようにしている。

そして、このメイントランス１′には帰還巻線Ｌｂを設
けており、それをダイオードＤ４と結合コンデンサＣ，
，Ｃ４及び結合抵抗Ｒ１を介して（電流の向きにより定
数を変えてＯＮ時間変化のリニアリティをよくする）可
飽和トランス６の１次巻線に接続してループ回路とし、
その可飽和トランス６の２次巻線の一端を接地し、他端
を結合コンデンサＣ９を介してスイッチング素子５のゲ
ートに接続して、自励発振の帰還回路を形成している。

また、スイッチング素子５のゲートとアース間にツェナ
ダイオードＺＤ、を、プラス側電源線との間に起動パル
スを得るための抵抗Ｒｓを接続し。

メイントランス１′の１次巻線Ｌ１に並列に残留エネル
ギ放出用のコンデンサＣ１を接続している。

第４図はこの可飽和トランス６のＢ　−Ｈループ特性の
模式図（ヒステリシス特性）を示す。

この可飽和トランス６の１次側電流工、により励磁磁界
Ｈが発生し、その磁束φの変化によって２次側に電圧■
２が発生する（Ｖ、ｃｃｄφ／ｄｔ）。

そして、その可飽和コアが飽和状態になると、磁束φの
変化がなくなるので２次側の電圧ｖ２はＯになる。

そこで、第３図の実施例において入力電圧Ｖｉｎが印加
されると、抵抗Ｒｓを通じてスイッチング素子５のゲー
トに起動トリガが与えられ、このスイッチング素子５が
ＯＮ状態になり、メイントランス１′の１大巻＃ＩＬ１
に電流が流れて２次巻線Ｌ２に起電圧が発生する。

同時に、このメイントランス１′の帰還巻線Ｌｂにも起
電圧が発生し、結合コンデンサＣ３゜Ｃ４及びダイオー
ドＤ４と結合抵抗Ｒ１を通して可飽和トランス６の１次
側にその起電圧に応じた電流が流れる。それにより、前
述のように２次側に電圧ｖ２が発生し、それが結合コン
デンサＣ９を通してスイッチング素子５のゲートに印加
されるので、スイッチング素子５はＯＮ状態を維持する
。

その後、可飽和トランス６のコアが飽和状態になると、
その２次側電圧が０になり、コンデンサＣ６の電荷が放
出されてスイッチング素子５のゲート電位が低下し、こ
れをＯＦＦ状態にする。

すると、メイントランス１′の残留エネルギによりその
帰還巻線Ｌｂには逆電圧が発生し、結合コンデンサＣ１
を通して可飽和トランス６の可飽和コアを逆方向に磁化
し、それによって２次側に発生する電圧でコンデンサＣ
６を前と逆方向にチャージする。この間スイッチング素
子５はＯＦＦ状態のままになっている。

コンデンサＣ８にチャージされた電圧がツェナダイオー
ドＺＤ１のツェナ電圧を越えると、その瞬間に電流が流
れ、これをトリガとして帰還ループ内のインダクタンス
、キャパシタンス及び抵抗分による共振のリンギング電
圧が発生し゛、それが、スイッチング素子５を再点弧す
るトリガパルスとなって、スイッチング素子５が再びＯ
Ｎ状態になる。　以後、同様な発振動作が繰り返えされ
る。

この時の発振のＯＮ時間（スイッチング素子５がＯＮに
なってメイントランス１′の１次巻線Ｌ１に電流を流す
時間）は、可飽和トランス６のコアを飽和に至らしめる
までの時間であるから、結合抵抗Ｒ１，結合コンデンサ
Ｃ，，Ｃ４を適当な値に設定すると、メイントランス１
′の帰還巻線Ｌｂの起電圧の大きさにより変化する。

すなわち、入力電圧が上昇するか又は負荷が軽減すると
、この帰還巻線Ｌｂの起電圧が上昇し、可飽和トランス
６の励磁電流も増大して可飽和コアの飽和が早まり、Ｏ
Ｎ時間が短縮されてメイントランス１′の２次側に伝送
されるエネルギが減少する。

逆に、入力電圧が低下するか又は負荷が増大すると、メ
イントランス１′の帰還巻線Ｌｂの起電圧が低下し、Ｏ
Ｎ時間が延びでメイントランス１′の２次側に伝送され
るエネルギが増大する。

ＯＦＦ時間（スイッチング素子５がＯＦＦになっている
時間）の方は、入力電圧や負荷の変動も幾分影響するが
、主としてメイントランス１′の残留エネルギの放出ル
ートにより決まるため、略一定である。

したがって、このＯＮ時間とＯＦＦ時間は、入力電圧が
高く負荷が軽い時には第５図（ａ）に示すようにＯＮデ
ユーティが小さくなり、入力電圧が低く負荷が重い時に
は同図（ｂ）に示すようにＯＮデユーティが大きくなる
。なお、この図から判るようにＯＮデユーティが大きく
なると発振周波数が低くなる。

このように、この実施例によれば、メイントランス１′
の１次側コンバータ部で大きな入力変動及び負荷変動を
吸収し、２次側においてはさらに、その出力電圧を磁気
増幅器ＭＡの作用によって安走化している。

また、この実施例では、可飽和トランス６及びマグアン
プ素子ＭＡに高周波特性の優れた非晶質合金コアを用い
、スイッチング素子５に高速動作が可能なＭＯＳ−ＦＥ
Ｔを用いることにより、スイッチング周波数の高周波化
が可能で、３００ＫＨｚ以上でも安定に動作する。

なお、それほどスイッチング周波数を高くする必要がな
い場合には、スイッチング素子としてバイポーラトラン
ジスタ等を使用することもできる。

以上、この発明をＲＣＣ方式及び可飽和トランスを用い
た自励式スイッチングコンバータによるスイッチング電
源回路に適用した実施例について説明したが、これに限
るものではなく、他の自励式あるいは他励式スイッチン
グコンバータを使用するスイッチング電源回路にも同様
に適用し得ることは勿論である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によるスイッチング電源
回路は、スイッチングコンバータの２次側出力電圧を安
定化する磁気増幅器の制御回路に高価な集積回路を用い
ることなく、簡単な回路で帰還利得及び最大制御電流を
自由に設定することができ、磁気増幅器の優れた制御特
性を充分に引出して、負荷変動等による出力電圧の変動
に効率よく対処して安定化することができ、性能及び信
頼性を高めることができる。

さらに、スイッチング周波数の高周波化も容易であり、
それによって一層の小型化、低価格を計ることも可能に
なる。

【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例を示すスイッチング電源回
路の要部回路図、 第２図は磁気増幅器の制御電流−制御磁束量の特性曲線
図。 第３図はこの発明の他の実施例を示す回路図。 第４図は可飽和トランスのＢ−Ｈループの特性の模式図
、 第５図は第３図の実施例におけるスイッチング動作の説
明図、 第６図及び第７図はそれぞれ従来の自励式リンギング・
チョーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電
源回路の異なる例を示す回路図、 第８図は第７図における磁気増幅器ＭＡの作用を説明す
るための波形図である。 １．１′・・・メイントランス ２．５・・・スイッチング素子 ４・・・全波整流回路　　　６・・・可飽和ト□ランス
１０・・・制御回路　　　　１１・・・誤差増幅部１２
・・・制御電流出力部 ＭＡ・・・磁気増幅器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　スイッチングコンバータの２次側とそのパルス状出
   力電圧を整流して出力する整流回路との間に磁気増幅器
   を介挿し、該磁気増幅器に前記整流回路の出力電圧に応
   じた制御電流を流して出力電圧を安定化する制御回路を
   備えたスイッチング電源回路において、 前記制御回路が、前記出力電圧の基準電圧に対する誤差
   を検出する誤差増幅部と、該誤差増幅部によつて検出さ
   れる誤差に応じた制御電流を出力する制御電流出力部と
   からなり、前記誤差増幅部に帰還利得を決定する抵抗を
   、前記制御電流出力部に出力電流を制限する抵抗をそれ
   ぞれ設けたことを特徴とするスイッチング電源回路。