JPS6329453B2 - - Google Patents
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- JPS6329453B2 JPS6329453B2 JP23065883A JP23065883A JPS6329453B2 JP S6329453 B2 JPS6329453 B2 JP S6329453B2 JP 23065883 A JP23065883 A JP 23065883A JP 23065883 A JP23065883 A JP 23065883A JP S6329453 B2 JPS6329453 B2 JP S6329453B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- level adjustment
- differentiating
- power
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- 230000004069 differentiation Effects 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
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- Noise Elimination (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFM復調出力中の歪を低減したFM受
信機に関する。
信機に関する。
FM受信機におけるFM復調出力中の高周波歪
はバンドパスフイルタを含む中間周波数段の周波
数帯域特性に起因して発生する。
はバンドパスフイルタを含む中間周波数段の周波
数帯域特性に起因して発生する。
（発明の目的）
本発明は上記にかんがみなされたもので、中間
周波段の周波数帯域特性に起因して発生する復調
出力中の高周波歪分を打消して低減させたFM受
信機を提供することを目的とする。
周波段の周波数帯域特性に起因して発生する復調
出力中の高周波歪分を打消して低減させたFM受
信機を提供することを目的とする。
（発明の構成）
本発明はFM復調出力をｎ乗（ｎは２以上の自
然数）するｎ乗回路と、入力を１回微分する微分
回路と、入力を２回微分する２回微分回路と、入
出力レベル比を調整する第１および第２のレベル
調整回路と、加算手段とを備えて、前記ｎ乗回路
の出力を前記微分回路および前記２回微分回路に
供給し、前記微分回路の出力および前記２回微分
回路の出力を前記第１のおよび第２のレベル調整
回路にそれぞれ各別に供給しかつ前記第１のレベ
ル調整回路の出力、前記第２のレベル調整回路の
出力および前記FM復調出力を前記加算手段で加
算すること、または前記ｎ乗回路の出力を前記第
１および第２のレベル調整回路に供給し、前記第
１および第２のレベル調整回路の出力をそれぞれ
各別に前記微分回路および前記２回微分回路に供
給しかつ前記前記微分回路の出力、前記２回微分
回路の出力および前記FM復調回路の出力とを前
記加算手段により加算することを特徴とする。
然数）するｎ乗回路と、入力を１回微分する微分
回路と、入力を２回微分する２回微分回路と、入
出力レベル比を調整する第１および第２のレベル
調整回路と、加算手段とを備えて、前記ｎ乗回路
の出力を前記微分回路および前記２回微分回路に
供給し、前記微分回路の出力および前記２回微分
回路の出力を前記第１のおよび第２のレベル調整
回路にそれぞれ各別に供給しかつ前記第１のレベ
ル調整回路の出力、前記第２のレベル調整回路の
出力および前記FM復調出力を前記加算手段で加
算すること、または前記ｎ乗回路の出力を前記第
１および第２のレベル調整回路に供給し、前記第
１および第２のレベル調整回路の出力をそれぞれ
各別に前記微分回路および前記２回微分回路に供
給しかつ前記前記微分回路の出力、前記２回微分
回路の出力および前記FM復調回路の出力とを前
記加算手段により加算することを特徴とする。
以下、本発明を実施例により説明する。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
本発明の一実施例において、１はフロントエン
ドを、２は中間周波段を、３はFM復調器を示し
ている。本実施例においてはFM復調器３の出力
は歪打消回路４Aに介して次段へ供給するように
構成してあり、フロントエンド１、中間周波段２
およびFM復調器３および歪打消回路４AはFMチ
ユーナを構成している。
ドを、２は中間周波段を、３はFM復調器を示し
ている。本実施例においてはFM復調器３の出力
は歪打消回路４Aに介して次段へ供給するように
構成してあり、フロントエンド１、中間周波段２
およびFM復調器３および歪打消回路４AはFMチ
ユーナを構成している。
歪打消回路４AはFM復調出力が供給される加
算器１１、ｎ乗回路１３（ｎは２以上の自然数）
と、ｎ乗回路１３の出力を１回微分する微分回路
１４と、ｎ乗回路１３の出力を２回微分する２回
微分回路１６と、微分回路１４の出力レベルを調
整するレベル調整回路１５と、加算器１１の出力
を入力とする加算器１２と、２回微分回路１６の
出力レベルを調整するレベル調整回路１７とを備
えており、レベル調整回路１５の出力は加算器１
１に供給してFM復調出力と加算し、レベル調整
回路１７の出力は加算器１２に供給して加算器１
１の出力と加算するように構成してある。
算器１１、ｎ乗回路１３（ｎは２以上の自然数）
と、ｎ乗回路１３の出力を１回微分する微分回路
１４と、ｎ乗回路１３の出力を２回微分する２回
微分回路１６と、微分回路１４の出力レベルを調
整するレベル調整回路１５と、加算器１１の出力
を入力とする加算器１２と、２回微分回路１６の
出力レベルを調整するレベル調整回路１７とを備
えており、レベル調整回路１５の出力は加算器１
１に供給してFM復調出力と加算し、レベル調整
回路１７の出力は加算器１２に供給して加算器１
１の出力と加算するように構成してある。
（発明の作用）
以上の如く構成した本発の一実施例の作用を、
ｎ＝２の場合を例に説明する。
ｎ＝２の場合を例に説明する。
FM復調器３から出力されるFM復調出力Ｓは、
変調信号をΔΩcos ptとすれば Ｓ＝ΔΩcos pt＋k1pΔΩ2sin2pt＋l1p2ΔΩ2cos2pt ＋m1pΔΩ3sin3pt＋n1p2ΔΩ3cos3pt………(1) で表わされる。
変調信号をΔΩcos ptとすれば Ｓ＝ΔΩcos pt＋k1pΔΩ2sin2pt＋l1p2ΔΩ2cos2pt ＋m1pΔΩ3sin3pt＋n1p2ΔΩ3cos3pt………(1) で表わされる。
(1)式は第３高調波歪分までを表わしており、ま
た(1)式においてk1、l1、m1、n1は中間周波段２の
周波数帯域特性により定まる定数であつて、｜k1
｜≪１、｜l1｜≪１、｜m1｜≪１、｜n1｜≪１であ
る。ΔΩは変調信号の指幅を、ｐは変調信号の角
周波数を示している。
た(1)式においてk1、l1、m1、n1は中間周波段２の
周波数帯域特性により定まる定数であつて、｜k1
｜≪１、｜l1｜≪１、｜m1｜≪１、｜n1｜≪１であ
る。ΔΩは変調信号の指幅を、ｐは変調信号の角
周波数を示している。
FM復調出力Ｓはｎ乗回路１３に供給されて、
本例では２乗されるが、｜k1｜≪１、｜l1｜≪１、
｜m1｜≪１、｜n1｜≪１であるため、(1)式に示し
た復調出力Ｓは第１項のみが２乗されると見做し
ても差支えない。
本例では２乗されるが、｜k1｜≪１、｜l1｜≪１、
｜m1｜≪１、｜n1｜≪１であるため、(1)式に示し
た復調出力Ｓは第１項のみが２乗されると見做し
ても差支えない。
したがつてｎ乗回路１３の出力S13は
S13＝（ΔΩcos pt）2＝ΔΩ2（１／２＋１／２cos2pt
） ………(2) となる。
） ………(2) となる。
ｎ乗回路１３の出力S13は微分回路１４に供給
されて１回微分される。微分回路１４の出力S14
は S14＝−pΔΩ2sin2pt ………(3) となる。
されて１回微分される。微分回路１４の出力S14
は S14＝−pΔΩ2sin2pt ………(3) となる。
またｎ乗回路１３の出力S13は微分回路１６に
供給されて２回微分される。微分回路１６の出力
S16は S16＝−2p2ΔΩ2cos2pt ………(4) となる。
供給されて２回微分される。微分回路１６の出力
S16は S16＝−2p2ΔΩ2cos2pt ………(4) となる。
いまレベル調整回路１５は入出力レベル比ｋが
k1に、レベル調整回路１７は入出力レベル比ｌが
l1／２になるようにそれぞれ設定してある。
k1に、レベル調整回路１７は入出力レベル比ｌが
l1／２になるようにそれぞれ設定してある。
そこでレベル調整回路１５の出力S15、レベル
調整１７の出力S17は S15＝−pΔΩ2k1sin2pt ………(5) S17＝−p2ΔΩ2l1cos2pt ………(6) となる。
調整１７の出力S17は S15＝−pΔΩ2k1sin2pt ………(5) S17＝−p2ΔΩ2l1cos2pt ………(6) となる。
レベル調整回路１５の出力S15は加算器１１に
おいてFM復調出力S1と加算される。そこで加算
器１１の出力S11は S11＝ΔΩcos pt＋l1p2ΔΩ2cos2ppt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ………(7) となる。
おいてFM復調出力S1と加算される。そこで加算
器１１の出力S11は S11＝ΔΩcos pt＋l1p2ΔΩ2cos2ppt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ………(7) となる。
レベル調整回路１７の出力S17はは加算器１２
において加算器１１の出力S11と加算される。そ
こで加算器１２の出力S12は S12＝ΔΩcos pt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ………(8) となつて、歪打消回路４Aにおいてｎ＝２とした
ときFM復調出力中の第２高調波歪分は打消され
て、歪打消回路４Aからは出力されない。
において加算器１１の出力S11と加算される。そ
こで加算器１２の出力S12は S12＝ΔΩcos pt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ………(8) となつて、歪打消回路４Aにおいてｎ＝２とした
ときFM復調出力中の第２高調波歪分は打消され
て、歪打消回路４Aからは出力されない。
また、ｎ乗回路１３を３乗回路としたときは上
記と同様に第３高調波歪分は打消される。
記と同様に第３高調波歪分は打消される。
すなわち、ｎ乗回路１３か３乗回路のときにお
けるｎ乗回路１３の出力S13′は S13′＝（ΔΩcos pt）3＝ΔΩ3（１／２cos pt＋１／
２cos2pt cos pt） ＝ΔΩ3（３／４cos pt＋１／４cos3pt）≒１／４Δ
Ω3cos3pt………（2′） となる。出力S13′においてcos ptの基本成分は歪
に対しては無関係であるため（2′）式において省
略してある。
けるｎ乗回路１３の出力S13′は S13′＝（ΔΩcos pt）3＝ΔΩ3（１／２cos pt＋１／
２cos2pt cos pt） ＝ΔΩ3（３／４cos pt＋１／４cos3pt）≒１／４Δ
Ω3cos3pt………（2′） となる。出力S13′においてcos ptの基本成分は歪
に対しては無関係であるため（2′）式において省
略してある。
微分回路１４，１６の出力S14′、S16′は
S14′＝−３／４pΔΩ3sin3pt ………（3′）
S16′＝−９／４p2ΔΩ3cos3pt ………（4′）
となる。
いまレベル調整回路１５，１７の入出力レベル
比ｋ、ｌをそれぞれ４／３m1、４／９n1になるように 設定してある。
比ｋ、ｌをそれぞれ４／３m1、４／９n1になるように 設定してある。
そこでレベル調整回路１５，１７の出力S15′、
S17′は S15′＝−m1pΔΩ3sin3pt ………（5′） S17′＝−n1p2ΔΩ3cos3pt ………（6′） となる。
S17′は S15′＝−m1pΔΩ3sin3pt ………（5′） S17′＝−n1p2ΔΩ3cos3pt ………（6′） となる。
出力S15′、S17′は加算器１１，１２においてそ
れぞれFM復調出力Ｓと、加算器１１の出力と加
算される。加算器１１の出力S11′、加算器１２の
出力S12′は S11′＝ΔΩcos pt＋k1ptΔΩ2sin2pt＋l1p2ΔΩ2cos2p
t ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ………（7′） S12′＝ΔΩcos pt＋k1pΔΩ2sin2pt＋l1p2ΔΩ2cos2pt
………（8′） となる。
れぞれFM復調出力Ｓと、加算器１１の出力と加
算される。加算器１１の出力S11′、加算器１２の
出力S12′は S11′＝ΔΩcos pt＋k1ptΔΩ2sin2pt＋l1p2ΔΩ2cos2p
t ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ………（7′） S12′＝ΔΩcos pt＋k1pΔΩ2sin2pt＋l1p2ΔΩ2cos2pt
………（8′） となる。
（8′）式からも明らかな如く３次高調波歪分は
打消されている。
打消されている。
したがつてｎ乗回路１３におけるｎ乗を設定す
ることにより支配的な歪を打消すことができる。
ることにより支配的な歪を打消すことができる。
第２図はｎ乗回路１３を２乗回路とした場合に
おける歪打消回路４Aの具体的回路図を示してい
る。
おける歪打消回路４Aの具体的回路図を示してい
る。
第２図において２０は乗算器であり復調出力S1
と復調出力S1とを乗算し、ｎ＝２の場合のｎ乗回
路１３に対応している。コンデンサ２１および抵
抗２２は微分回路を構成し、微分回路１４に対応
し、コンデンサ２８，３０および抵抗２９，３１
は２回微分回路を構成し、２回微分回路１６に対
応している。可変抵抗２３、抵抗２４〜２６およ
び演算増幅器２７はレベル調整回路１５に対応
し、同様に可変抵抗３２、抵抗３３〜３５および
演算増幅器３６はレベル調整回路１７に対応し可
変抵抗２３，３２の調整により入出力レベル比
ｋ、ｌを設定できる。抵抗３７〜４０および演算
増幅器４１は信号ＳとS15とS17とを加算する加算
回路を構成し、加算器１１および１２に対応して
いる。第２図に示した具体的回路の作用は前記し
た第１図のブロツク図（ｎ＝２）の場合と同様で
ある。
と復調出力S1とを乗算し、ｎ＝２の場合のｎ乗回
路１３に対応している。コンデンサ２１および抵
抗２２は微分回路を構成し、微分回路１４に対応
し、コンデンサ２８，３０および抵抗２９，３１
は２回微分回路を構成し、２回微分回路１６に対
応している。可変抵抗２３、抵抗２４〜２６およ
び演算増幅器２７はレベル調整回路１５に対応
し、同様に可変抵抗３２、抵抗３３〜３５および
演算増幅器３６はレベル調整回路１７に対応し可
変抵抗２３，３２の調整により入出力レベル比
ｋ、ｌを設定できる。抵抗３７〜４０および演算
増幅器４１は信号ＳとS15とS17とを加算する加算
回路を構成し、加算器１１および１２に対応して
いる。第２図に示した具体的回路の作用は前記し
た第１図のブロツク図（ｎ＝２）の場合と同様で
ある。
つぎに本発明の他の実施例について説明する。
第３図は本発明の他の実施例の構成を示すブロ
ツク図である。
ツク図である。
本発明の他の実施例において、本発明の一実施
例の構成要素を同一の構成要素には同一の符号を
付して示してある。
例の構成要素を同一の構成要素には同一の符号を
付して示してある。
本発明の他の実施例においては、第１図に示し
た本発明の一実施例における歪打消回路４Aに代
つて歪打消回路４Bが設けてある。
た本発明の一実施例における歪打消回路４Aに代
つて歪打消回路４Bが設けてある。
歪打消回路４BはFM復調出力を入力とする加
算器１１、ｎ乗回路１３と、ｎ乗回路１３の出力
が供給されてレベルを調整するレベル調整回路１
５Bおよび１７Bと、レベル調整回路１５Bの出力
を１回微分しかつ出力を加算器１１に供給する微
分回路１４Bと、加算器１１の出力を入力とする
加算器１２と、レベル調整回路１７Bの出力を２
回微分しかつ出力を加算器１２に供給する２回微
分回路１６Bとからなつている。すなわち歪打消
回路４Bは歪打消回路４Aにおいて微分回路１４，
１６と、レベル調整回路１５，１７との順序を入
れ替えたものである。
算器１１、ｎ乗回路１３と、ｎ乗回路１３の出力
が供給されてレベルを調整するレベル調整回路１
５Bおよび１７Bと、レベル調整回路１５Bの出力
を１回微分しかつ出力を加算器１１に供給する微
分回路１４Bと、加算器１１の出力を入力とする
加算器１２と、レベル調整回路１７Bの出力を２
回微分しかつ出力を加算器１２に供給する２回微
分回路１６Bとからなつている。すなわち歪打消
回路４Bは歪打消回路４Aにおいて微分回路１４，
１６と、レベル調整回路１５，１７との順序を入
れ替えたものである。
以上の如く構成した本発明の他の実施例の作用
を、ｎ＝２の場合を例に説明する。
を、ｎ＝２の場合を例に説明する。
FM復調出力Ｓは(1)式の如くであり、ｎ乗回路
１３の出力S13は(2)式の如くになる。
１３の出力S13は(2)式の如くになる。
レベル調整回路１５Bは入出力レベル比kBかk1
に、レベル調整回路１７Bは入力レベル比lBがl1／
２になるようにそれぞれ設定してある。
に、レベル調整回路１７Bは入力レベル比lBがl1／
２になるようにそれぞれ設定してある。
そこでレベル調整回路１５B，１７Bの出力
S15B、S17Bはそれぞれ S15B＝ΔΩ2k1（１／２＋１／２cos2pt） ………(9) S17B＝ΔΩ2l1／２（１／２＋１／２cos2pt）………(
10) となる。
S15B、S17Bはそれぞれ S15B＝ΔΩ2k1（１／２＋１／２cos2pt） ………(9) S17B＝ΔΩ2l1／２（１／２＋１／２cos2pt）………(
10) となる。
レベル調整回路１５Bの出力S15Bは微分回路１
４Bで微分され、レベル調整回路１７Bの出力S17B
は２回微分回路１６Bで２回微分される。微分回
路１４Bの出力S14B、２回微分回路１６Bの出力
S16Bはそれぞれ S14B＝−pΔΩ2k1sin2pt ………(11) S16B＝−2p2ΔΩ2l1cos2pt ………(12) となる。
４Bで微分され、レベル調整回路１７Bの出力S17B
は２回微分回路１６Bで２回微分される。微分回
路１４Bの出力S14B、２回微分回路１６Bの出力
S16Bはそれぞれ S14B＝−pΔΩ2k1sin2pt ………(11) S16B＝−2p2ΔΩ2l1cos2pt ………(12) となる。
そこで加算器１１の出力S11は本発明の一実施
例の場合と同様に(7)式の如くになり、加算器１２
の出力S12は本発明の一実施例の場合と同様に(8)
式の如くになり、歪打消回路４Bにおいてｎ＝２
としたときFM復調出力中の第２高調波歪分は打
消されて、歪打消回路４Bからは出力されない。
例の場合と同様に(7)式の如くになり、加算器１２
の出力S12は本発明の一実施例の場合と同様に(8)
式の如くになり、歪打消回路４Bにおいてｎ＝２
としたときFM復調出力中の第２高調波歪分は打
消されて、歪打消回路４Bからは出力されない。
また、ｎ乗回路１３を３乗回路としたときは上
記と同様にFM復調出力中の第３高調波歪分は打
消される。
記と同様にFM復調出力中の第３高調波歪分は打
消される。
したがつてｎ乗回路１３におけるｎ乗を設定す
ることにより支配的な歪を打消すことができる。
ることにより支配的な歪を打消すことができる。
第４図はｎ乗回路１３を２乗回路とした場合に
おける歪打消回路４Bの具体的回路図を示してい
る。
おける歪打消回路４Bの具体的回路図を示してい
る。
第４図に示した具体的回路において、乗算回路
２０はｎ乗回路１３に、コンデンサ２１と抵抗２
２とからなる微分回路は微分回路１４Bに、コン
デンサ２８，３０および抵抗２９，３１からなる
微分回路は２回微分回路１６Bに、抵抗３７〜４
０および演算増幅器４１からなる加算器は加算器
１１および１２に対応している。
２０はｎ乗回路１３に、コンデンサ２１と抵抗２
２とからなる微分回路は微分回路１４Bに、コン
デンサ２８，３０および抵抗２９，３１からなる
微分回路は２回微分回路１６Bに、抵抗３７〜４
０および演算増幅器４１からなる加算器は加算器
１１および１２に対応している。
また、抵抗４２，４３、演算増幅器４４からな
る反転増幅器と、抵抗４５，４６、可変抵抗４７
からなる分圧回路とはレベル調整回路１５Bに対
応し、前記反転増幅器と、抵抗４８，４９、可変
抵抗５０からなる分圧回路とはレベル調整回路１
７Bに対応している。第４図に示した具体的回路
の作用は前記した第３図のブロツク図（ｎ＝２）
の場合と同様である。
る反転増幅器と、抵抗４５，４６、可変抵抗４７
からなる分圧回路とはレベル調整回路１５Bに対
応し、前記反転増幅器と、抵抗４８，４９、可変
抵抗５０からなる分圧回路とはレベル調整回路１
７Bに対応している。第４図に示した具体的回路
の作用は前記した第３図のブロツク図（ｎ＝２）
の場合と同様である。
（発明の効果）
以上説明した如く本発明によれば簡単な構成で
FM復調出力中から、中間周波段の周波数帯域特
性に起因して発生する高調波歪分を打消し、高調
波歪のないFM復調出力を得ることができるた
め、歪の少ない再生が行なえる。
FM復調出力中から、中間周波段の周波数帯域特
性に起因して発生する高調波歪分を打消し、高調
波歪のないFM復調出力を得ることができるた
め、歪の少ない再生が行なえる。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図。第２図は本発明の一実施例における歪打消
回路の具体的回路図。第３図は本発明の他の実施
例の構成を示すブロツク図。第４図は本発明の他
の実施例における歪打消回路の具体的回路図。 １……フロントエンド、２……中間周波段、３
……FM復調器、４Aおよび４B……歪打消回路、
１３……ｎ乗回路、１４および１４B……微分回
路、１６および１６B……２回微分回路、１５，
１５B，１７および１７B……レベル調整回路。
ク図。第２図は本発明の一実施例における歪打消
回路の具体的回路図。第３図は本発明の他の実施
例の構成を示すブロツク図。第４図は本発明の他
の実施例における歪打消回路の具体的回路図。 １……フロントエンド、２……中間周波段、３
……FM復調器、４Aおよび４B……歪打消回路、
１３……ｎ乗回路、１４および１４B……微分回
路、１６および１６B……２回微分回路、１５，
１５B，１７および１７B……レベル調整回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ FM復調出力をｎ乗（ｎは２以上の自然数）
するｎ乗回路と、該ｎ乗回路の出力を１回微分す
る微分回路と、前記ｎ乗回路の出力を２回微分す
る２回微分回路と、前記微分回路の出力および前
記２回微分回路の出力をそれぞれ各別にそれぞれ
入力としかつ出力レベルを調整する第１および第
２のレベル調整回路と、前記FM復調出力と第１
および第２のレベル調整回路の出力とを加算する
加算手段とを備えてなることを特徴とするFM受
信機。 ２ FM復調出力をｎ乗（ｎは２以上の自然数）
するｎ乗回路と、該ｎ乗回路の出力をそれぞれ各
別に入力としかつ出力レベルを調整する第１のお
よび第２のレベル調整回路と、前記第１のレベル
調整回路の出力を１回微分する微分回路と、前記
第２のレベル調整回路の出力を２回微分する２回
微分回路と、前記FM復調出力、前記微分回路の
出力および前記２回微分回路の出力を加算する加
算手段とを備えてなることを特徴とするFM受信
機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23065883A JPS60124128A (ja) | 1983-12-08 | 1983-12-08 | Ｆｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23065883A JPS60124128A (ja) | 1983-12-08 | 1983-12-08 | Ｆｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60124128A JPS60124128A (ja) | 1985-07-03 |
| JPS6329453B2 true JPS6329453B2 (ja) | 1988-06-14 |
Family
ID=16911254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23065883A Granted JPS60124128A (ja) | 1983-12-08 | 1983-12-08 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60124128A (ja) |
-
1983
- 1983-12-08 JP JP23065883A patent/JPS60124128A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60124128A (ja) | 1985-07-03 |
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