JPS6330086A - 記録再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、カラー映像信号を記録、再生するための、例
えばＶＴＲ等の記録再生装置に用いて好適な記録再生回
路に関する。

〔従来の技術〕

現在、例えば家庭用のＶＴＲにおいては、カラー映像信
号中の輝度信号をＦＭ変調し、クロマ信号をＦＭ輝度信
号よりも低い低域周波数に帯域変換して記録再生する方
式が主流となっている。このような記録再生回路ｆこお
いては、クロマ信号を低域周波数に変換するとき、一般
に不要な周波数成分が発生する。すなわち、上記クロマ
信号の周波数変換は、通常、所望の低域変換クロマ信号
周波数をｆＬｓｃ　、元のクロマ信号周波数をｆｓｃと
すると、入力クロマ信号ｆｓｃに対してｆｓｃ　”ｆｔ
、ｓｃなる周波数の信号を掛算してその差周波数ｆＬ８
ｃを発生させることにより行われるが、このさき同時に
和周波数である２　ｆＳＣ＋ｆＬＳＣなる周波数を有す
る信号成分も生じてしまう。このため、クロマ信号の周
波数変換手段の後段ｔどは、通常、ローパスフィルタ（
以下これそＬＰＦと略す）を設けて上記不要周波数成分
を除去し、同時に所望周波数帯域外のノイズも除去する
ようにしている。

再生時においては、磁気ヘッドによって再生された低域
変換クロマ信号とＦＭｊｉＥ度信号との周波数多重信号
のうちから、低域変換クロマ信号を分離して取出し、し
かる後、これを元の高域クロマ信号に戻す処理を行うた
め、やはりクロマ信号処理系の最初にＬＰＦが必要であ
る。このようなＬＰＦを用いたカラー映像信号の記録再
生装置の例としては、特開昭５３−１９７１７号公報、
実公昭５４−１５５５０号公報等に記載されたものを挙
げることができる。

また、上記のごときカラー映像信号の記録再生方式にお
いて、更に音声信号をＦＭ化し、これを低域変換クロマ
信号とＦＭ輝度信号との間の周波数帯域に多重化して記
録再生するようにした方式のものもある。この場合には
、低域変換クロマ信号とＦＭ音声信号との周波数帯域は
極めて近接したものとなるため、上記したＬＰＦは、こ
れら各信号の相互妨害を防ぐため、ＦＭ音声帯域におけ
る深い減衰特性を有したものでなければならない。

このような減ｆｆ！性が不十分であると、記録時にクロ
マ信号帯域からＦＭ音声信号帯域へ信号がもれてしまい
、音声へのバズ妨害が発生したり、再生時にＦＭ音声信
号がクロマ信号帯域にもれて再生画像へのビート妨害を
発生したりする不都合が生ずる。

上記のごときＦＭ音声信号帯域に深い減衰特性をもつＬ
ＰＦとしては、一般に第３図１こ示すような特性のもの
が必要となる。すなわち、低域変換りＯマ信号帯域（図
の例では２４０　ｋ、　Ｈｚ　〜１２４０ｋＨｚ）では
、はぼ平坦な通過帯域特性を確保するため（こ、その高
域側の減衰２７がｉ　ｄＢ以内、ＦＭ音声信号帯域の中
心（図の例では１５００ｋＨｚ）では、その減衰２８が
２０ｄＢ以上でなければならない。

このような所要特性を満すため、従来では、上記ＬＰＦ
としてＬＣ受動フィルタが用いられており、該ＬＣ受動
フィルタは、ＩＣ化が困難であることから、記録再生回
路用ＩＣとは別途の外付は部品として構成されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以上説明した従来技術においては、上記Ｌ　Ｐ　）−と
して外付けの受動フィルタが用いられていることから、
記録再生回路系の全体的占有スペースが大きくなり、ま
た部品点数も多く、それだけコスト高になるという問題
があった。

本発明の目的は、上記のごとき特性を有するＬＰＦを記
録再生回路用ＩＣ内に一体的に集積化し得るようにして
上記問題点を解決することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、低域変換クロマ信号用のＬＰＦとして、従
来のごときＬＣＣ受動フシシタ用いるのに代えて、集積
化に適した正帰還型２次ＬＰＦとフィードバックループ
を有するツインＴ型トラップフィルタとを縦列接続した
ＲＣアクティブフィルタを用いることにより達成される
。

〔作用〕

上記ＬＰＦの構成要素のうち、正帰還型２次ＬＰＦは、
特性パラメータとしてコーナ周波数ω０遮断特性を示す
Ｑを有するが、Ｑは回路要素きなる複鎖抵抗の抵抗比と
複数容量の容量比のみで決まり、これらの比は、ＩＣｌ
こおいては高精度で管理でき、ばらつきがほとんど生じ
ない。一方上記ω０は、回路要素となる抵抗と容量の積
（ＣＲ積）によって決まるので、その値に応じたばらつ
きが生じてしまうが、上記容量としてＩＣの接合容量を
用いてその両端電圧を調整し得るようになせば、これに
より容量値を可変できるから、上記ω０のばらつきを調
整することができ、所望の特性が得られる。

また、フィードバックループを有するツインＴ型トラッ
プフィルタは、ＣＲ積でトラップ周波数ωＮがばらつく
が、このばらつきは、上記ω０の場合と同ａｔこして調
整可能である。更ｔこ上記トラップフィルタのＱは、フ
ィードバック係数ｋによって決まるが、ｋは抵抗比のみ
によって決まりほとんどばらつきがない。したがって、
上記ツインＴ型トランプフィルタについても所望の特性
のものを容易に得ることができる。

なお、上記ω０．ωＮの調整は、正帰還型２次ＬＰＦと
ツインＴ型トラップフィルタとが向−ＩＣチップ上に形
成される限り、それらのＣＲ積のばらつきの方向、程度
がそろっているので、同一の調整電圧によって同時）こ
調整することができる０〔実施例〕 以下、本発明の実施例を図面について説明する。

第１図は、本発明による記録再生回路を８ミリビデオ方
式のＶＴＲに適用した場合の全体的系統図であり、同図
において、１は記録ビデオ信号の入力端子、２はＹ／Ｃ
分難くし形フィルタ、３と１１は記録再生切換スイッチ
、４はトラッキング制御用のパイロット信号を除去する
ためのノくイロットトラップ回路、５はクロマ信号帯域
のノ（ンドノくスフイルタ（ＢＰＦ）、６は記録用ＡＣ
Ｃ回路。

７はバーストエンファシス回路、８は低レベルのクロマ
信号のサイドバンド成分を強調するクロマエンファシス
回路、９はキャリア発生回路、１０はクロマ信号を低域
に変換するコンバータ、１２はＬＰＦ、１ｓはオーディ
オトラップ回路で、ＢＰＦ１２とオーディオトラップ回
路１６とは、それぞれ前記した正帰還型２次ＬＰＦとフ
ィードバックループを有するツインＴ型トラップフィル
タより成るＲＣアクティブフィルタとして構成されてお
り、これらは縦列接続されて、全体として第６図で説明
したごとき特性を有する低域変換クロマ信号用のＬＰＦ
を構成している。１４は記録クロマ信号の出力端子、１
５は再生信号の入力端子、１６は再生信号中に含まれる
ＦＭＳ度信号を除去するＹ−Ｆ”Ｍトラップ、１７は再
生用ＡＣＣ回路、１８はバーストディエンファシス回路
、１９は低域変換クロマ信号を元の帯域にもどすコンバ
ータ、２０は再生クロマ信号に含まれる隣接記録トラッ
クからのクロストーク成分を除去するくし形フィルタ、
２１は低レベルのクロマ信号のサイドバンド成分を抑圧
するクロツグ・イエンファシス回路、２２は再生クロマ
信号の出力端子である。

なお、第１図の各回路要素は、ＢＰＦ１２．オーディオ
トラップ回路１３を含めて記録再生回路用ＩＣとして集
積化されている。

以下、第１図の回路例の動作について説明すると、記録
時にはスイッチ３．１１が図示位置に切換えられている
ので、端子１から入力されたビデオ信号中からＹ／Ｃ分
離くし形フィルタ２によって取出されたクロマ信号は、
スイッチ３を経てパイロットトラップ回路４に導かれる
。このパイロットトランプ回路４は、再生時Ｉこ、再生
クロマ信号蕾域近傍に混入するトラッキング制御用のパ
イロット信号成分を除去するのが主たる役割であるが、
第１図の例では、記録時に、このパイロットトラップ回
路４のトラップ特性を利用して記録クロマ信号の上、下
側波帯レベルのバランスをとるようにしている。すなわ
ち、前記出力端子１４から出力される記録クロマ信号は
、オーディオトラップ回路１３の影響でその下側波帯（
記録クロマ信号が低域変換処理を受けているので、その
高塚側帯域にある）が多少減衰される（＃ｃ３図参照）
こととなるので、これとつり合いをとるため、パイロッ
トトラップ回路４の４．２２Ｍｆｌｚのトラップ特性に
よって該トラップ回路４に入力されるクロマ信号の上側
波帯を予めわずかに減衰させている。パイロットトラッ
プ回路４から出力されたクロマａｔ号は、ＢＰＦ５を経
て記録用ＡＣＣ回路６に供給され、＃ＡＣＣ回路６はク
ロマ信号レベルを一定にする。

次いでバーストエンファシス回路７でバースト信号のみ
、そのレベルが６　ｄＢ強調され、更にクロマエンファ
シス回路８による非線形処理でサイドバンド成分の低レ
ベル部分が強調された後、クロマ信号は、コンバータ１
０により低域変換される。

なお、このような低域変換処理のために、キャリア発生
回路９から所定周波数のキャリア信号がコンバータ１０
に供給されている。コンバータ１０の出力は、スイッチ
１１を経てＢＰＦ１２．オーディオトラップ回路１３に
供給され、前述したようＪこ、低域変換されたクロマ信
号の不要周波数成分が除去される。本発明の特徴となる
ＢＰＦ１２とオーディオトラップ回路１３の具体的構成
例については後述する。このようにして出力端子１４か
らは低域変換された記録クロマ信号が得られるが、この
記録クロマ信号は、この後、ＦＭ音声信号、ＦＭ４度信
号およびトラッキング制御用のパイロット信号等と多重
されて磁気テープｉこ記録される。なお、周知のごとく
、ＦＭ音声信号は、低域変換クロマ信号よりも高い近接
周波数帯域を有し、ＦＭｊｉ１度信号は、ＦＭ音声信号
よりも更に高い周波数帯域を有するものであり、またパ
イロット信号は、１００１Ｊｚ程度の、低域変換クロマ
信号よりも低い周波数域に設定されている、再生時には
、スイッチ３．１１は図示位置とは反対側に切換えられ
る。したがって、端子１５から入力され、Ｙ−ＦＭ　ト
ラップ回路１６によってＦＭ輝度信号成分が除去された
再生信号は、スイッチ１１を経て、ＬＰＦ１２．オーデ
ィオトラップ回路１３に頴次供給されて低域変換クロマ
信号が取出される。ここでＬ　Ｐ　Ｆ１２．オーディオ
トラップ回路１３は、回路素子数を低減するため、記録
時と兼用されている。次に再生用ＡＣＣ回路１７で再生
クロマ信号のレベル差、例えば磁気テープを交互にヘリ
カルスキャンする２個の回転磁気ヘッドの再生感度差に
よるレベル差等を補正した後、バーストディエンファシ
ス回路１８でバースト信号を約６　ｄＢ抑圧する。その
後、コンノ（−夕１９で低域変換クロマ信号を元の高域
クロマ信号帯域ｌこもどし、スイッチ３を経てパイロッ
トトラップ回路４に導く。パイロットトラップ回路４で
は、前記したように、クロマ信号の周波数帯域近傍に混
入するトラッキング制御用のパイロット信号が除去され
る。ここで、クロマ信号等と多重記録されているパイロ
ット信号の周波数は前記したごとく、１００ｋ　ｈ程度
であるが、コンバータ１９でクロマ信号と共に高域に変
換される結果、４．２２ＭＨｚ程度となるためパイロッ
トトラップ回路４は、この周波数域にトラップ特性をも
つようｌこなっている。パイロットトラップ回路４から
出力されるクロマ信号は、次いでＢＰＦ５に供給されて
その不要周波数成分が除去される。ＢＰＦ５はコスト減
のため記録用のものと兼用されている。更に、くシ形フ
ィルタ２０で隣接記録トラックからのクロストーク成分
を除去し、クロマディエンファシス回路２１でサイドバ
ンドの低レベル部分を抑圧してＳ／Ｎ比を改善した後、
再生クロマ信号は、端子２２から出力される０該端子２
２から出力された再生クロマ信号は、その後再生輝度信
号と加算されて再生ビデオ信号となる。

次ｌこ、上記第１図の回路例で用いられているＬ　Ｐ　
Ｆ１２およびオーディオトラップ回路１３の基本構成例
を第２図を用いて説明する。同図ｆこおいて、２５．２
４は増幅回路、２５は入力端子、２６は出力端子。

Ｒ＋〜Ｒ１３は抵抗、　Ｃｓ〜Ｃ）は容量＋　Ｑｘ”’
−Ｑａはトランジスタであり、これらの各回路素子は図
示のごとく接続されて、点線枠で示すＬ　Ｐ　Ｆ１２部
分とオーディオトラップ回路部分１３を構成している。

ＬＰＦ１２部分は、図の例では、正帰還型２次ＬＰＦの
２段回路より成るもので、Ｒｌｒ　Ｒ２＋　Ｃｔ　＋　
Ｃ２＋増幅回路２３．およびＲｓ　＋　Ｒ４＋　Ｃｓ　
＊　Ｃ４ｓ増幅回路２４がそれぞれ正帰還型２次ＬＰＦ
を構成している。各正帰還型２次ＬＰＦの伝達関数は、
例えば前段のものを例にとると、よく知られているよう
に、次式で表わされる。

ま ただし、ωａ＝−− ＪＲＩＣＩＲｚ　Ｃ２ 上式かられかるように、遮断特性を示すＱは、抵抗比、
容量比のみで決まり、これらの比は、前記したように、
ＩＣ内部ではほぼ一定であること　　□から、上記Ｑに
はほとんどばらつきがない。一方、コーナ周波数ω０は
、ＣＲ積で決まるため、多少ばらつくが、前記したよう
に、容量としてＩＣ内部の接合容量を用い、その両端電
圧を可変して容量値の調整を行うようになせば、上記ω
０のばらつきを吸収することができる。なお、第６図１
こ示す所要低域変換クロマ信号帯域の関係からコーナ周
波数ωＧをｔ２〜ｔ４ＭＥ［ｚに設定し、Ｑを１谷度と
すれば、正帰還型２次ＬＰＦ１段あたりの周波数特性は
、ω０までほぼフラット、００以上で一１２ｄＢ１０ａ
ｔとなり、２段合わせて４〜５１ＶＩＨｚ帯域で一４０
ｄＢ程度の減衰度を実現できる。

一方、オーディオトラップ回路部分１３は、ツインＴ型
トラップ回路を構成するＣ５〜Ｃｙ　＊　Ｒ９〜Ｒ１ｘ
と、フィードバックループを構成するＱｓ、Ｑｇ、Ｒｔ
□〜Ｒ１４とから成り、これら（こよってツインＴ型ト
ラップフィルタが構成されている。ツインＴ型トラップ
回路の伝達関数は、Ｃｓ　＝　Ｃｓ　＝　１／２　Ｃ７
＝　Ｃ。

Ｒｅ＝　Ｒｈｏ　＝　２　Ｒ＋ｔ　＝　Ｒとして、とな
る。したがって唯一のパラメータであるトラップ周波数
ωＮは、ＣＲ積によってばらつくことになるが、前記し
たように、容量としてＩＣ内部の接合容量を用い、その
両端電圧を調整することによりばらつきを吸収できる。

なお、トラップ周波数ωＮは、第３図に示したＦＭ音声
信号の帯域に合わせて１５ＭＨｚに設定される。

さて、上記したツインＴ型トラップ回路では、ＱＮ＝α
２５と決まっており、Ｑ％性が低く、第６図の低域変換
クロマ信号帯域の上限、１２４ＭＨ２で約−１６ｄＢ、
−７ωＮでも約−５ｄＢの減衰を生じてしまう。

したがって、このままではＦＭ音声信号帯域を除去する
ためのトラップフィルタとしては不適当である。そこで
、ツインＴ型トラップ回路の出力をＱｓを介してＲ１２
ｔ　Ｒ１３で分圧してに倍にしく０くｋ＜１）、Ｑｓを
介してツインＴ型トラップ回路のＣ７＋　Ｒ１１の結合
点にフィードバックするようにしている。このようなフ
ィードバックによれば、第４図１こ示すように、上記ｋ
（フィードバック係数）が１に近ずくｔこしたがい、徐
々にＱが上がり、ｋ＝１で、理論的にはωＮのみのトラ
ップ回路となる。

したがって、ｋを１に近い適当な大きさにすることによ
って、第６図に示すように、ＦＭ音声信号帯域の中心周
波数１５ＭＨｚで一２０ｄＢ以上の減衰特性を有し、か
つ低域変換クロマ信号の帯域内では、最大１　ｄＢ以内
の減衰しか生じさせないツインＴ型トラップフィルタを
構成することができる。

第５図に、以上説明した第２図のＬＰＦ１２とオーディ
オトラップ回路１３の具体的回路例を示す。

同図において、２９は入力端子、６０は出力端子＋Ｊ１
〜Ｊ２ｏは定電流源＋　Ｒｓ　１〜Ｒ７２は抵抗＋０５
１〜Ｃ５７は、第２図の容量０１〜Ｃ７に相当する可変
容量ダイオード（ＩＣ内部の接合容量）であり、これら
は図示のごとく接続されて点線枠で示すＬＰＦ１２とオ
ーディオトラップ回路１３とを構成し、第２図で説明し
たのと同等の作用をなす。５１はリファレンス電圧発生
回路で、該回路の発生電圧Ｖｒｅｆを調整することによ
り可変容量ダイオードＣＳｔ〜ＣＳｔの両端電圧を調整
して前記したＬＰＦ１２のコーナ周波数ω０およびオー
ディオトラップ回路１５のトラップ周波数ωＮのばらつ
きが調整され得るようになっている。すなわち、可変容
量ダイオードＣｓｉ　＋　　Ｃ５２のカソード側にはＶ
ｒ　ｅ　ｆがＲ５１＋　Ｑｓ１１Ｑ５２１　Ｒ５２＋　
Ｒｓａを介して加わっており、トランジスタＱｓｌ＋　
Ｑ５２のベース電流を無視すれば、その値はＶｒｅｆそ
のものである。更にこのＶｒｅｆはＱｓ８゜Ｑｓ９１　
Ｒｓｓ　＋　Ｒｓｏを介して可変容量ダイオードＣ５３
＋　Ｃ５４のカソード側ζこ、またＱｓｓ　ｒ　Ｑ６６
、Ｒ６６Ｒ６７を介して可変容量ダイオードＣｓｓ〜Ｃ
５７のカソード側にも加っている。一方、各可変容量ダ
イオードＣｓ　ｒ　−Ｃｓ　７のアノード側は、図から
明らかなように、すべてトランジスタのエミッタに接続
されて詔り、そのＤＣ１１ｔ圧はＶｒｅｆに無関係に一
定値である。したがって、すべての可変容量ダイオード
Ｃ５１〜Ｃ５７の両端電圧はＶｒｅｆによって同一に調
整され、その結果、各ダイオードの容量値が等しく変化
してＬＰＦ１２のコーナ周波数ω０とオーディオトラッ
プ回路１３のトラップ周波数ωＮのばらつきが調整され
る。ここで、各可変容量ダイオードＣ３ｌ−Ｃ５７の容
量値を等しく変化させることで上記ω０．ωＮのばらつ
きを調整できるのは、前記したごとく、これらω０．ω
Ｎを決める各ダイオードＣ５１〜Ｃｓｙの容量値（厳密
にはＣＲ＆）自体のばらつきの方向および程度が同−Ｉ
Ｃチップ内ではほぼ等しいためである。

なお、第５図の回路例では、およそＲｓ　ｓ　／　Ｒｓ
　４１Ｒ６２／Ｒ６１がそれぞれ第２図の増幅回路２３
．２４の増幅度にとなり、また、およそＲ２Ｏ／　Ｒ２
Ｏがオーディオトラップ回路１３を構成するツインＴ型
トラップフィルタのフィードバック係数にとなる。

第６図は、上記リファレンス電圧発生回路５１の−具体
例である。同図において、ＲＩＯＩ　＋　Ｒ２Ｏ３は抵
抗＋　Ｃｌ０Ｉは容量で、この例ではＲＩＯＩ　Ｔ　Ｒ
１０２をトリミングしてその抵抗値を調整し、これらに
よる電源電圧■。Ｃの分圧比を変えて所望のリファレン
ス電圧Ｖｒｅｆを得るようにしている。

第７図は、リファレンス電圧発生回路３１の他の具体例
を示すもので、同図において、３２は基準周波数（図の
例では色副搬送波周波数ｆｓｃ）信号を出力するＶＣＯ
あるいは発振回路、３３は位相検波回路、５４は、ＩＣ
内に形成された接合容量５６．５７を発振定数とするＶ
Ｃｏ、３５はＬＰＦである。この例では、ＶＣＯ３４の
発振出力とｖｃｏｃまたは０８Ｃ）３２の基準周波数信
号出力とが位相検波回路５５１こよって比較検波され、
両者の周波数差に基ずく誤差電圧がＬＰＦｓｓを介して
ＶＣＯ３４に制御電圧として帰還され、ＶＣＯ３４の発
振周波数を制御してこれを基準周波数ｆｓｃに一致させ
るようになっている。この場合、上記制御電圧は、ｖＣ
Ｏ３４の発振周波数誤差、すなわち、接合容量３６．５
７の容量値のばらつきに対応したものとなっている。

したがって、接合容量３６．５７を第５図のＬＰＦ１２
゜オーディオトラップ回Ｗ＆１３における接合容ｊｋｃ
ｓ】〜Ｃ５７と同−ＩＣチップ内に作っておけば、これ
らの接合容量の容量値のばらつきが皆等しいことから、
上記ＶＣＯ５４への制御電圧をそのま才上記接合容量Ｃ
ｓ　１　＝　Ｃ５？に対するリファレンス電圧Ｖｒｅｆ
として用いることができる。

第８図は、す７アレンスミ圧発生回路３１の更に他の具
体例を示すもので、同図において、ろ８は基準発振回路
、４１．４５は振幅検波回路、４２は比較回路、４６は
ＬＰＦ、ａａはＩＣ内の接合容量、　３９．４０゜４３
は抵抗である。

この例では、基準発振回路３８の発振出力を振幅検波回
路４１で検波した出力と、同じく基準発振回路３８の発
振出力を振幅検波回路４５で検波した出力とが比較器４
２で比較されるが、振幅検波回路４５の検波出力は、そ
の入力側に接続されている接合容量４４の容量値のばら
つきに応じてレベルが変るので、比較器４２からはこの
レベル変化に応じた誤差電圧が得られる。この誤差電圧
は、ＬＰＦ４６を介して接合容量４４（可変容量ダイオ
ード）のカソード電圧として帰還されてその容量値を可
変し、検波回路４５の出力レベルを検波回路４１の出力
レベル（こほば一致させるように制御する。このような
制御状態では、上記接合容（ｔ４４への帰還カソード電
圧（比較器４２から出力される誤差電圧をＬＰＦ４６に
より平均化したもの）は、接合容量４４の容量値のばら
つきに対応した値となっている。したがって、第７図の
例と同様に、接合容量４４をＬＰＦ１２゜オーディオト
ラップ回路１３等と同−ＩＣチップ内に作っておくこと
で、上記帰還カソード電圧をＶｒｅｆとして用いること
ができる。

￥９図は、′ｆＦＪ１図で説明した本発明による記録再
生回路の全体的構成の変形例である。この変形例の８１
図のものとの相違は、パイロットトラップ回路４の挿入
接続位置をオーディオトラップ回路１３の出力側ｌこ変
更した点で、その他の点では第９図の変形例は、ｗｃ１
図のものと何等変りがない。

このような構成でも効果は第１図のものとまったく同様
である。なお、パイロットトラップ回路４は外ずけのデ
ィスクリート回路でも、オーディオトラップ回路１５と
同様のＩＣ内フィルタでもよい。

また、ＬＰＦ１２．オーディオトラップ回路１３．ハイ
ロットトラップ回路４の接続順序は、第９図の例に限ら
ず任意でよい。

以上、本発明の実施例を８ミリビデオ方式のＶＴＲにつ
いて説明してきたが、本発明はこのような方式のＶＴＲ
にのみ適用されるものではなく、要は、低域変換クロマ
信号と、その近接上帯域側にあるＰ″Ｍ音声信号と、更
にその上帯域側にあるＦＭ輝度信号とを多ゴして記録し
再生するための記録再生回路であれば、どのようなもの
にでも適用し得ることは明らかであろう。

〔発明の効果〕

本発明によれば、低域変換クロマ信号用のＬＰＦを記録
再生回路用のＩＣ内に一体的に集積化できるので、記録
再生回路系の全体的占有スペースを節減でき、また部品
点数の削減、製造コストの低減等を達成できるという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による記録再生回路を８ミリビデオ方式
のＶＴＲに適用した場合の全体的系統図、は本発明に用
いる低域変換クロマ信号用ＬＰＦの図〜第８図はそれぞ
れ本発明の低域変換クロマ信１０・・・クロマ信号を低
域変換するコンバータ１２・・・ローパスフィルタ（正
帰還Ｗ２次ローパスフィルタ）１３・・・オーディオト
ラップ回路（フィードバックループを有するツインＴ型
トラップフィルタ）。 第６Ｍ 宅７図　　　　　　　　　　第８図 Ｖヒｅｆ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、低周波数帯域に周波数変換された低域変換クロマ信
   号を、該低域変換クロマ信号よりも高い近接周波数帯域
   を有するＦＭ音声信号および該ＦＭ音声信号よりも更に
   高い周波数帯域を有するＦＭ輝度信号等と周波数多重し
   て記録しかつ分離再生するためのローパスフィルタを有
   する記録再生回路において、上記ローパスフィルタを、
   正帰還型２次ローパスフィルタとフィードバックループ
   を有するツインＴ型トラップフィルタとを縦列接続した
   ＲＣアクティブフィルタとして集積化したことを特徴と
   する記録再生回路。