JPS63310376A - 電流形ｐｗｍコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は交流電力を直流電力に変換するコンバータ装置
、特にコンバータの主要部を自己消弧形スイッチング素
子で構成し、コンバータの交流側に電源と並列にコンデ
ンサを、直流側にリアクトルを接続した電流形ＰＷＭコ
ンバータの制御方法に関する。

（従来の技術） 電流形ＰＷＭコンバータの構成を第４図に示す。

第４図において、１は交流電源、２はコンデンサで交流
電源１のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれコンデンサＣ１、
Ｃ２、Ｃ３の一端が接続されている。

コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の他端は共通に接続されて
いる。３は各々のアームがトランジスタＴＲ１−ＴＲ６
とダイオードＤ１〜Ｄ６のうち対応するトランジスタと
ダイオードの直列回路となった６アームのコンバータで
ある。４はリアクトル、５は負荷である。６は電流検出
器であり、負荷に流れる電流Ｉｄを検出する。電流検出
器６の出力は、減算器８にて電流基準Ｉｄ”から減算さ
れる。

減算器８の出力は電流・制御回路１０にて制御増幅され
電圧指令Ｖｄ”として電圧制御回路１２に入力される。

ｆｆｉ圧制御回路１２には電源電圧の電圧ベクトルの角
度を示す電気角信号θＳが入力されている。

電気角信号θＳはｆｉｔ源１の出力電圧から角度検出回
路１４にて得られる。電圧＠脚回路１２紘暑気自信号Ｏ
８と、１１圧指令Ｖｄ’に基づいて、コンバータ３のト
ランジスタＴＲＹ〜ＴＲ６のオンオフを制御するＰＷＭ
信号を出力する。これによりコンバータ３の出力電圧は
電圧指令Ｖｄ”に比例して変化する。電圧指令Ｖｄ町よ
電流制御回路１０の出力であるから、電流基準Ｉｄ”に
電流Ｉｄが等しくなるように制御される。

このような構成のコンバータ回路では、入力力率を１に
制御することが可能であ、る、コンバータが電流形であ
るから、電圧制御回路１２の出力するＰＷＭ信号によっ
て、コンバータ３に流入する電流の位相は決まる。その
位相を電源電圧位相に等しく制御することによって入力
力率を１に制御できる。この制御法は、「誘導機駆動用
電流形インバータのＰＷＭ制御法」　（大山和伸、大上
正勝。

吉日太部、常広譲、電気学会論文ＤＢ　　論文６〇−８
１０４昭６０−１．１　　、ｐ　１〜ｐ８）で述べられ
ている。

第５図はそのＰＷＭ′制御方法の一例の説明図である。

第５゜図において、（ａ）は電源電圧波形である。

（ｂ）はＰＷＭ基準パターンと微送波の比較の様子を示
す０図が煩雑になるのを避けるため、搬送波は一部のみ
描いている。電流形であるから、６つのアームのうち何
れか二つのアームが必ず導通しなければならない、その
うちの一つのアームは。

電気角６０度の間連続して導通させられる。′Ｗ１圧が
他の二つの相よりも大きい相の、その相電圧が正であれ
ば正側の、負であれば負側のアームが導通せしめられる
。他方は、ＰＷＭ基準パターンと搬送波との比較により
、どのアームを導通させるかが決められる。ＰＷＭ基準
パターンは電源電圧波形（ａ）の線間電圧Ｒ−３，Ｓ−
Ｔ、　Ｔ−Ｒと同位相で、振Ｉｎｋ　（０≦に≦１）の
正弦波形である。

ＰＷＭ基準パターンの正弦波や直線で囲まれた領域に付
した記号は搬送波がその領域内にあるときに導通させら
れるコンバータ３の構成素子を示す。

１−４はＴＲＩとＴＲ４が、１−５はＴＲＩとＴＲ５が
導通することを示している。（ｃｌ）〜（ｃ６）は（ｂ
）の比較により得られるＰＷＭ信号で、それぞれＴＲ１
〜ＴＲ６の点弧信号である。（ｄ）には電流波形を示す
、コンバータのＲ相に流入する電流ｉｃＲはパルス波形
であるが、電源１のＲ相電流１ｓｐｔはコンデンサ２に
より図のように正弦波となる。（ｅ）は直流電圧Ｖｄで
ある。（ａ）と（ｄ）かられかるようにＲ相電圧に対し
てＲ相電流ｉｓｉの位相が等しく制御されている。コン
バータのＲ相電流ｉ。８の位相はＰＷＭ！準パターンの
位相によって定まる。直流電圧Ｖｄの大きさは、ＰＷＭ
基準パターンの振幅ｋによって定まる。第５図（ｂ）で
は、に＝−２／３”Ｃ”描イテイる。直流電圧Ｖｄ（ａ
）には、ＰＷＭ信号（ｃｌ）〜（ｃ６）によりＴＲ１〜
ＴＲ６のどの素子とどの素子が通電するかによって、そ
のときの電源電圧（ａ）の線間電圧のいずれか、あるい
は零電圧が発生する０例えば、素子ＴＲＩとＴＲ５が通
電していれば、直流部には線間電圧（Ｒ−３）が発生す
る。″ｉ４子ＴＲ３とＴＲ５が通電していれば、線間電
圧（Ｔ−８）が発生する。そしＴＲ２とＴＲ５が通電し
ていれば。

直流部の正側、負側ともＳ相に等しい電圧となるから、
線間電圧（Ｓ　−Ｓ）すなわち零電圧が発生する。零電
圧のときには、電源側からコンバータ３に流入する電流
も零である。この期間は直流電流ＩｄはダイオードＤ５
、トランジスタＴＲ５、トランジスタＴＲ２、ダイオー
ドＤ２を介して流れる。これらの線間電圧（Ｒ−３）、
（Ｔ−Ｓ）、及び零電圧が直流部に生じる時間を変える
ことによって、直流電圧Ｖｄを制御することができる。

これを第６図を用いて詳しく説明する。第６図は、第４
図の一部を拡大したものである。（ａ）において電源電
圧のＲ相とＴ相とが交わる点を電気角の基準として０＝
０とする。（ｂ）において、時間ｔ０からｔ４までの搬
送波の１周期Ｔにおけろ直流電圧Ｖｄの平均値を求める
。　　ＰＷＭ基準パターン波形をｆｍ３．　ｆＳＴ、　
ｆＴＲとするとｆ　、Ｒ３＝に一５ｉｎ　（θ＋ｗ　／
　３　）　　　　　　　　　■ｆ　ＳＴ＝　１ｃ−ｓｉ
ｎ　（θ−π／３）　　　　　　　　　■ｆ　ｒ＊＝　
ｋ−ｓｉｎ　（θ−π）■また、電源電圧は ■Ｒ＝ｖ−ｃｏｓ（θ−ｘ　／　３　）　　　　　　　
　　＜４＞ｖｓ＝ｖ−ｃｏｓ（θ＋π）　　　　　　　
　　　■ｖＴ＝ｖ−ｃｏｓ（θ＋π／３）　　　　　　
　　　ＯＥＩである。いま、−殺性を持たせるため、Ｐ
ＷＭ基準パターンと電源電圧との間に更に位相差φを持
たせる。すなわち、 ｆ　Ｒ３＝　ｋ−ｓｉｌｌ（θ＋φ十π／３）　　　　
　　　　■ｆｓｒ＝に一５ｉｎ　（θ＋φ−ｇ／３）　
　　　　　　（ａｆ　？Ｒ＝　ｋ−ｓｉｎ　（θ＋φ−
π）■とする。計算を簡単にするため、ｔ０〜ｔ９間に
おいてｖ、、ＶＳ、ｖτが一定であるとして平均電圧を
求めると ＝（１／Ｔ）［（ＶＰ−Ｖ３）　ｔｒｓ＋（ＶｙＶ５）
　ｉｔｓ］＝（ＶＫ−Ｖｓ）・（ｔｒｓ／Ｔ）＋（Ｖｒ
Ｖｓ）・（ｔｔｓ／Ｔ）＝Ｖ＊・（ｔｒｉ／Ｔ）−Ｖｓ
（（ｔｒｓ／Ｔ）＋（ｔｔｓ／Ｔ）コ＋Ｖｔ・（ｔ　ｔ
ｓ／Ｔ）　　　　　　　　（１０）である、ここで、ｆ
ｍ８．　ｆｓＴ、　ｆＴＲについても同、　　様にｔ０
〜ｔ４間では一定であるとみなすと（ｔｒｓ／Ｔ）＝（
ｆＲｓｆＪ／２ ＝（ｖ’３／　２）ｋ−ｃｏｓ（θ＋φ−ｇ／３）　　
　　（１１）（ｔｔｓ／Ｔ）＝（ｆｍ　ｆｓｔ）／２＝
（Ｊ３／２）ｋ−ｃｏｓ（θ＋φ十ｇ／３）　　　　（
１２）（ｔｒｓ／Ｔ）＋（ｒｔｓ／Ｔ）＝（４Ｉ３／２
）ｋ・ｃｏｓ（θ＋φ）　　　（１３）これらを（ｌＯ
）式に代入して整理するとＶｄ＝（Ｊ３／２）ｋ・［Ｖ
Ｒ−ｃｏｓ（θ＋φ−π／３）＋ｖｓ−ｃｏｓ（０＋φ
＋π） ＋Ｖ７・ｃｏｓ（θ＋φ＋ｇ／３）］　　　　（１４）
さらに、に）、■、０一式を代入するとＶｄ＝（４／３
／　２）　ｋ−Ｖ−［ｃｏｓ（θ−ｇ／３）ｃｏｓ（θ
＋φ＋π／３）＋α糧（θ＋π）ｃｏ８（θ＋φ＋π）
＋ｃｏｓ（θ十ｇ／３）ｃｏｓ（θ＋φ十ｇ／３）］＝
（１３／２）ｋ−Ｖ・（３／２）ｃｏｓφ＝（３１３／
４）ｋ−Ｖ’ｃｏｓφ　　　　　　　　　　（１５）と
なる、第６図においてはφ＝ＯだからＶｄ＝（：Ｍ３／
４）−に−Ｖ　　　　　　　　　　　（１６）となり、
直流電圧Ｖｄの大きさはＰＷＭ基準パターンの振幅ｋに
比例する。したがって第４図において電流制御回路１０
の出力Ｖｄ”に応じてＰＷＭ基準パターンの振幅ｋを変
えることにより出力電圧Ｖｄを制御することができる。

（発明が解決しようとする問題点） さて、このようなコンバータの制御装置において、微小
な直流電圧Ｖｄを出力する場合を考える。

このとき、ＰＷＭ基準パターンの振幅ｋが小さくなるか
ら、第６図におけるτｒｓ、τｔ８はごく短時間となり
、変調周波数の１周期のうちの大半の時間は零電圧期間
となってしまう。具体的にこれを考えてみる。変調周波
数が４ｋＨｚであり、直流電圧Ｖｄを最大電圧の１００
分の１にしたいとする。このとき、ＰＷＭ基準パターン
が最も大きくなる波形のピーク点における零電圧でない
パルスの幅は、（１３）式において、θ＝０、φ＝０と
してｔｒｓ＋ｖｔｓ＝（Ｊ３／２）ｋ−ｃｏｓ（θ＋φ
）−Ｔ＝（１３／２）　（１／１００）　−（１／４０
００）＝２．１７　（μ５ｅｃ） となる、変調周波数の１周期の長さは、１÷４０００＝
２５０　（μｓｅｃ　）であるから零電圧期間は、 ２５０−２．１７　＝２４７．８　（μ５ｅｃ）となる
、他のピーク点以外においては、零電圧期間の比率はこ
れよりも大きくなり、電圧を発生すべきパルス幅はさら
に狭くなる。コンバータ３のスイッチング素子として用
いられるトランジスタはこのように狭いパルス幅を正確
、に出力することはできない、　このため、直流電圧Ｖ
ｄを低く制御したい場合には、電圧を指令値Ｖｄ”に等
しく制御することができなくなってしまう、第４図の場
合電圧指令Ｖｄ町よ電流制御回路１０の出力として与え
られているから、電流制御回路１０によって電圧指令Ｖ
ｄ”が修正され、所望直流電流を流すために必要な直流
電圧に平均的には制御されるが、指令値と出力との間の
直線性が保たれなくなる。また、コンバータに流入する
電流を正弦波的に制御することができなくなり、低次の
高調波を生じてしまう。

本発明は、　このように直流電圧Ｖｄを低く制御したい
場合にも入力力率１を保ったままで直線性よく電圧を制
御でき、電流を正弦波に制御できるコンバータの制御方
法を与えることを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 従来例の動作において説明したようにコンバータの出力
電圧とＰＷＭ基準パターンとの間にはｖｄ＝（３４丁／
４）・ｋ−ｖ−ｃｏｓφ　　　　　　　　（１５）の関
係がある。この式は、ＰＷＭ基準パターンの振幅にのみ
でなく、φを変えることによっても出力電圧Ｖｄを制御
できることを示している。　しかし、φ＝０は力率１を
保つための電源電圧とＰＷＭ基準パターンとの間の条件
である。φを変えることにより確かに電圧を変化させる
ことはできるが、その結果電源の電圧と電流との間に位
相差を生じてしまう。

本発明は、　ここでｃｏｓφが偶関数であることに着目
してなされたものである。電流についてみるとφ＝＋φ
。とすれば、電流は電圧に対してφ、たけ位相が進み、
φ＝−φ。とすれば、電流は電圧に対してφ。たけ位相
が遅れる。　しかし高速に１例えば変調周波数の１周期
ごとに　φ＝＋φ。とφ＝−φ。を切り換えれば電流を
平均的にφ＝Ｏ１つまり力率１とすることができる。こ
のとき、ＣＯＳφが偶関数であるから、　φ＝＋φ。と
じた場合とφ＝−φ。とじた場合のどちらでも出力電圧
Ｖｄの大きさは等しい、すなわちＰＷＭ基準パターンの
振幅には一定のままで、直流電圧Ｖｄの大きさを制御で
き、しかも力率１とすることができる。

（作用） 低電圧を出力するためにＰＷＭ基準パターンの振幅ｋを
小さな値として、ごく短時間のパルスを発生する必要が
ない、したがってトランジスタ等、現在使用されている
スイッチング素子の能力で、ごく低電圧まで電圧指令に
対して直線性より制御することができる。また、この様
な低電圧出力にも入力力率を１に保つことができる。

（実施例） 第１図に本発明の電圧制御回路１２の一実施例の構成を
示す、第１図において第４図と同一番号が付されている
のは同一構成要素である。電圧指令Ｖｄ”（−１≦Ｖｄ
東≦１）は極性検出回路２０ニテ、その符号が検出され
る。極性検出回路２０の出力は切り替え回路２１に切り
替え信号として入力される。

切り替え回路２１には０度と１８０度の位相設定信号２
２、２３が入力されており、電圧指令Ｖｄ”が正であれ
ば０度、負であれば１８０度の位相設定信号を出力する
ように極性検出回路２０から切り替え信号が与えられる
。切り替え回路２１の出力は加算器２４で電源電圧の電
気角信号Ｏ８と加算される。　したがって加算器２４は
電圧指令Ｖｄ”が正の場合は電気角信号Ｏ８をそのまま
出力し、電圧指令Ｖｄ”が負の場合には、電気角信号θ
Ｓに１８０度を加算し出力する。一方、電圧指令ｖｄＮ
ま絶対値回路２５にて絶対値ＩＶｄ”ｌとされ、除算器
２６にてＰＷＭ基準パターンの最小振幅設定値ｋ　、１
ｎ２７で除算される。２８はリミッタであり除算器２６
の出力が１以上であれば、１にリミットして出力する。

したがって、リミッタ２８はｉｖｄ本１≧ｋｍｉｎテあ
れば１、ｌＶｄ京１＜ｋ−ｉｎであればｌ　Ｖｄ”　ｌ
　／　ｋ　ｍｌｎを出力する。２９は逆余弦関数発生器
である。したがって、リミッタ２８の出力が１であれば
位相シフト量φとして０度を、さもなれれば、φ−ｃｏ
ｓ””（Ｉ　Ｖｄ”ｌ／　ｋｍｔｎ）を出力する。この
位相シフト量φ及びこれを極性反転回路３０で反転した
位相シフト量−φは切り替え回路３１に入力される。３
２は搬送波発生器であり、高周波の鋸歯状波を発生する
。フ・リップフロップ３３は搬送波発生器３２の出力す
る鋸歯状波の立ち上がりを入力する毎にその出力を論理
反転する。切り替え回路３１はフリップフロップ３３の
出力により位相シフト量φ、−φを切り換えて出力する
。したがって鋸歯状波の１周期ごとに位相シフト量φと
−φが交互に出力される。３４は加算器であり、加算器
２４の出力と切り替え回路３１の出力を加算してＰＷＭ
基準パターンの位相θ、を出力する。３５ａ、３５ｂ、
３５ｃは変調波発生器であり、加算器３４の出力する位
相信号０．を入力し、　３相のＰＷＭ基準パターンを出
力する。３５ａ、３５ｂ、３５ｃの出力はそれぞれ乗算
器３６ａ、３６ｂ、　３６ｃにてセレクタ３７の出力と
乗算される。セレクタ３７には絶対値回路の出力ｌＶｄ
＊ｌとＰＷＭ基準パターンの最小振幅設定値に、１ｎ２
７とが入力されており、　この二つの入力のうち大きい
方を出力する０乗算器３６ａ、３６ｂ、３６ｃの出力は
比較器３８ａ、３８ｂ、３８ｃにおいて搬送波発生器３
２が出力する鋸歯状波と比較され、その結果が論理信号
で出力される。論理回路３９は比較器３８ａ、３８ｂ、
　３８ｃの出力する論理信号とＰＷＭ基準パターンの位
相θ、を入力し、　これらの値に応じてコンバータの各
スイッチグ素子へのＰＷＭ信号４０を出力する。

第１図の実施例の動作を、入力される電圧指令Ｖｄ”の
大きさく絶対値）がＰＷＭ基準パターンの最小振幅設定
値ｋ　ｗａＬｎより大きい場合と小さい場合とに分けて
説明する。

電圧指令Ｖｄ”の大きさく絶対値）がＰＷＭ基準パター
ンの最小振幅設定値ｋｍｌｎより大きい場合、リミッタ
２８の出力が１となるから、逆余弦関数発生器２９の出
力する位相シフト量φは０度である。

極性反転回路３０の出力するーφも当然０度であり、Ｐ
ＷＭ基準パターンの位相θ、は加算器２４の出力する電
気角信号によって決まる。一方、セレクタ３７は絶対値
回路２５の出力ＩＶｄ”ｌとＰＷＭ基準パターンの最小
振幅設定値に、１ｎ２７どのうち、大きい方を出力する
からこの場合には、絶対値回路２５の出力ＩＶｄ”ｌを
出力する。したがって１乗算器３６ａ、３６ｂ、３６ｃ
の出力する変調波の振幅は電圧指令の大きさｌＶｄ”ｌ
によって決まる。すなわち、ＰＷＭ基準パターンと出力
電圧との関係式％式％（１５） においてｃｏｓφ＝１とし、　ｋ＝１Ｖｄ京１として制
御していることになる。すなわち、　ＩＶｄ”ｌ≧に＋
＋＋ｉｎの範囲では第１図の実施例は従来の制御方法と
全く同様に作用する。

次に、電圧指令７６京が小さくなり、Ｉ　Ｖｉｄ”　Ｉ
　＜ｋ＋ｍｉ。どなった場合について説明する。この時
、セレクタ３７はＰＷＭ基準パターンの最小振幅設定値
ｋｍｉ□を出力する。　したがって、この範囲では電圧
指令Ｖｄ”がどれだけ微小になってもＰＷＭ基準パター
ンの最小設定値に、、ｎからきまるパルス幅よりも狭い
パルスが生じることはない、一方。

リミッタ２８はＩ　Ｖｄ”　ｌ　／　ｋｍｔｎを出力す
るがら逆余弦関数発生器２９はφ＝ｃｏｓ−″（ｌ　Ｖ
ｄ”　Ｉ　／　ｋ　５ｉｎ）なる位相シフト量を出力す
る。切り替え回路３１の出力はφ、−φを交互に出力す
るから、電圧指令Ｖｄ”が正であれば加算器３４が出力
するＰＷＭ基準パターンの位相θ１は搬送波の１周期ご
とにθＳ＋φ、θＳ−φとなる。この位相θ、に応じて
変調波発生１３５ａ、　３５ｂ、３５ｃが出力する関数
に最小振幅設定値ｋｍｉｎを乗算した波形と搬送波とが
比較器３８ａ、３８ｂ、３８ｅにて比較される。この様
子を第２図、第３図の動作説明図、及び第４図の電流形
ＰＷＭコンバータの構成図を参照しつつ説明する。

第２図において、（ｂ）は第４図の電源１の３相電圧波
形である。（ｂ）は第１図の比較器３８ａ、　３８ｂ、
３８ｃにおけるＰＷＭ基準パターンと鋸歯状波との比較
の様子を示している。実際にはＰＷＭ基準パターンの最
小振幅設定値ｋｗａｉｎは１／１０とかあるいはそれ以
下の値になるであろうが、それでは図が分かりにくくな
るので、従来例の第５図の場合とあわせＰＷＭ基準パタ
ーンの最小振１１設定値ｋ　−ｘｎ　＝　２　／　３と
する。また、ｌ　Ｖ　ｄ”　ｌ　／　ｋ　＋＋＋ｉｎ　
＝Ｖ３／２とすると、逆余弦関数発生器２６によって位
相シフト量φは３０度となる。第２図（ｂ）においては
鋸歯状波の１周期ごとにＰＷＭ基準パターンが、第５図
（ｂ）の場合にくらべて、３０度進んだパターンと３０
度遅れたパターンが交互に現れる。この３相のＰＷＭ基
準パターンを第２図（ｂ）では、実線１点線、波線で表
しているが、煩雑でよく第５図との関係が分からないの
で、これを第３図に別の形で示す、第３図において、（
ａ）は３相電源電圧波形、（ｂｌ）はＰＷＭ基準パター
ンが＠５図の場合より３０度進んだ場合の鋸歯状波との
比較の様子、（ｂ２）は３０度遅れた場合の鋸歯状波と
の比較の様子である。第１図の比較器３８ａ、３８ｂ、
３８ｃで比較がおこなわれる期間のみ（ｂｌ）、（ｂ２
）に鋸歯状波を描いている。したがって鋸歯状波は（ｂ
ｌ）、（ｂ２）に交互に現れる。（ｂｌ）、（ｂ２）に
記した１−４，１−５，１−６等の記号の意味は、第５
図の場合と同じである。比較器３８ａ、３８ｂ、３８ｃ
におけるＰＷＭ基準パターンと鋸歯状波との比較及び論
理回路３９における論理合成により、これらの記号に相
当する素子にオン信号が与えられるから第３図（ｃｌ）
〜（Ｃ６）に示すＰＷＭ信号が得られる。（ｃｌ）〜（
Ｃ６）はそれぞれ第４図のＴＲ１〜ＴＲ６（７）ＰＷＭ
ｆＷ号であ６．さて、第２ｖ！４にもどって説明を続け
る。（ｃｌ）〜（Ｃ６）は第３図と同一波形である。第
２図（ｄ）はＲ相の電流波形である。パルス波形ｉｃに
はトランジスタＴＲＩ、ＴＲ４のオンオフ状態によって
定まるコンバータのＲ相への入力電流である８点線で示
した波形ｉ　ＳＲ１は３０度進んだＰＷＭＪ＆準パター
ンによる電源電流成分、　Ｉ　ＳＲｓは３０度遅れたＰ
ＷＭ！準パターンによる電源電流成分である。実線で示
した波形ＩＳＲはＩ　ＳＲＩとＩ　３Ｒｚとの和であり
、電源のＲ相から、コンバータとコンデンサの並列回路
に流れる電流である。（ａ）のＲ相電圧と同位相であり
、力率１に制御できていることが分かる。（ｅ）はこの
ときのコンバータの出力電圧Ｖｄである。各変調周波数
の１周期間の平均電圧はどの１周期をとってもほぼ電圧
指令Ｖｄ”に比例した同じ大きさとなっている。先に述
べたように、ＰＷＭ基準パターンの最小振幅設定値に、
ｌｒｌを従来例第５図とあわせて２／３としているから
、φ＝０すなわち、第１図においてｌＶｄ東１７　ｋ　
＊ｔｎ　＝　１　　の場合に出力電圧Ｖｄは第５図（ｅ
）の電圧と輝しくなる。第２図ではｌＶｄ京ｌ　／　ｋ
−ｔｎ＝４３７２　テＴｏルｆＪ’うＮＳ２図（θ）の
電圧は、第５図の場合の４３７２になっている。すなわ
ち−ｌ　Ｖｄ”　ｌ　＜　ｋ−＋ｎの範囲ではＰＷＭ、
Ｉ！準パターンと出力電圧との関係式％式％（１５） して制御していることになる。

ｌＶｄ恵１≧に−ｉｎ、　　ｌ　Ｖｄ東ｌ　＜　ｋ−ｉ
ｎのどちらの場合においてもに−ｃｏｓφ＝　ｌ　Ｖｄ
”　Ｉであり、出力電圧ＶｄはＶｄ”に比例した大きさ
に制御される。

Ｖｄ”が負の場合には、切り替え回路２１から出力され
る位相設定信号が１８０度となり、　ＰＷＭ基準パター
ンの位相信号θ、が更に１８０度移相されることにより
、負電圧が出力される。

〔発明の効果〕

以上述べてきたように、本発明によれば電圧指令Ｖｄ”
の値が大きい範囲ではＰＷＭ基準パターンの振幅ｋを制
御することにより、電圧指令Ｖｄ’の値が小さい範囲で
はＰＷＭ、１１ＩＩ準パターンの振幅ｋをその最／Ｊ％
値ｋｍｌｎ一定に保ったままでＰＷＭ基準パターンの電
源電圧に対する位相を力率１制御の場合に比べてφだけ
進め、遅らせることを交互におこなうことにより出力電
圧を制御する。どちらの範囲でも出力電圧Ｖｄはその電
圧指令Ｖｄ’に比例した大きさに制御される。微小電圧
出力時にもＰＷＭ基準パターンの振幅にはその最小値ｋ
　ｍＬｎ以下にはならないから、パルス幅が素子の能力
を越えて狭くなることはない、ＰＷＭ基準パターンの最
小振幅ｋ　ＩＭｎによって決まるパルス幅において出力
電圧に現れる線間電圧がφの分ずれた位相の電圧となる
ことにより低くなって低電圧出力が実現される。したが
ってスイッチング素子の能力の範囲内で低電圧まで直線
性良く出力電圧を制御できる。しかも、この様な低電圧
出力時にも力率１を保つことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電圧制御回路の一実施例の回路構成図
、第２図及び第３図は第、１図の実施例の動作説明図、
第４図は本発明の対象である電流形ＰＷＭコンバータの
構成図、第５図、第６図は従来の電圧制御方法の動作説
明図である。 ｌ・・・交流電源　　　　２・・・コンデンサ３・・・
コンバータ　　　４・・・リアクトル５・・・負荷　　
　　　　６・・・電流検出器８・・・減算器　　　　　
１０・・・電流制御回路１２・・・電圧制御回路　　１
４・・・角度検出回路２０・・・極性検出回路　　２１
・・・切り替え回路２２、２３・・・位相設定信号　　
２４・・・加算器２５・・・絶対値回路　　　２６・・
・除算器２７・・・最小振幅設定値　　　２８・・・リ
ミッタ２９・・・逆余弦関数発生器　　３０・・・極性
反転回路３１・・・切り替え回路　　３２・・・搬送波
発生器３３・・・プリップフロップ　　３４・・・加算
量３５ａ、　３５ｂ、　３５ｃ・＝変調波発生器３６ａ
、　３６ｂ、　３６ｃ・・・乗算器　３７・・・セレク
タ：Ｊ３ａ、　３８ｂ、　３８ｃ・・・比較鼎　３９・
・・論理回路＋　　　　＋　　　　　　＋　　　ｊ−＋
＋＋＋＋−１＠１図 第２図 第５図 ｔｅｄｒ　　ｔｔｔＪｌａ −一−Ｔ−−− 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 自己消弧素子によってブリッジ回路の主要部を構成し、
   該ブリッジ回路の交流入力側にコンデンサを接続し、ブ
   リッジ回路の直流出力側にリアクトルを介して負荷を接
   続してなる電流形ＰＷＭコンバータの制御装置の、ブリ
   ッジを構成する自己消弧素子の導通、遮断を決定するＰ
   ＷＭ信号を得るためのＰＷＭ制御回路において、所定電
   圧以上に出力電圧を制御する場合にはＰＷＭ信号を得る
   ため搬送波と比較される電源電圧と関連した所定位相を
   持つＰＷＭ基準パターンの振幅を電圧指令値で制御して
   出力電圧を制御し、前記所定電圧以下に出力電圧を制御
   する場合には前記ＰＷＭ基準パターンの振幅を前記所定
   電圧の指令値による振幅に固定し、前記ＰＷＭ基準パタ
   ーンの位相を前記搬送波の１周期ごとに交互に電圧指令
   値を前記所定電圧の指令値で除した商の逆余弦関数によ
   り定まる角度だけ前記電源電圧と関連した所定位相から
   進み、遅らせることにより出力電圧を制御することを特
   徴とする電流形ＰＷＭコンバータの制御方法。