JPS6335006A

JPS6335006A - 自動調整フイルタ

Info

Publication number: JPS6335006A
Application number: JP61179102A
Authority: JP
Inventors: Juichi Hitomi; 寿一人見
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-07-30
Filing date: 1986-07-30
Publication date: 1988-02-15
Also published as: US4851719A; JPH0243365B2; DE3725339A1; GB8717917D0; GB2194405A; GB2194405B

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）この発明は、クロック周波数によってフィルタの時定数
を制御できるようにした自動調整フィルタに関する。

（従来の技術）従来フィルタの時定数を制御するには、抵抗若しくはコ
ンデンサの値を調整する方法が一般的である。第３図、
第４図は従来のフィルタ回路の例である。

第３図において、入力信号ｖｉは、電界効果型トランジ
スタ（以下ＭＯＳトランジスタと略記する）Ｍｌ、Ｍｌ
を直列に介して演算増幅器１に入力され、その出力端２
にはフィルタ作用を受けた出力信号Ｖ。とじてあられれ
る。

ＭＯＳ　トランジスタＭ１とコンデンサＣ１、ＭＯＳト
ランジスタＭ２とコンデンサＣ２とはそれぞれ時定数回
路を形成するもので、その時定数は、ＭＯＳトランジス
タＭｌ、Ｍｌのゲートに供給される調整電圧Ｖ、によっ
て可変できる。つま９、調量電圧ｖｃの値を変えると、
ＭＯＳトランジスタＭＪ。

Ｍｌの抵抗値が変る。

上記フィルタの伝達関数は、ＭＯＳトランジスタＭｌ、
Ｍｌの抵抗値をＲＭＪ　、　ＲＭｚとし、ＲＭ１＝ＲＭ
２　＝　ＲＭ、また演算増幅器１の増幅率Ｋｔ−に＝１
とすると、となる。ｓｈ定数である。

ここで、フィルタの時定数をＴ　Ｉ　＝　（ＲＭ）・ＣＩ　、　Ｔ２＝（ＲＭ）・Ｃ
２・・・（２）とすると、上記のフィルタを集積化した場合、コンデンサＣＩ、Ｃ
２の絶対値は大きくばらつく（±３０％程度）が、相対
精度は良い。たとえばＣ１が＋１０％大きくなると０２
も＋１０％大きくなる。したがって、このばらつきに対
しては、ＭＯＳトランジスタ１ｌｄＪ、Ｍｌのゲート電
圧、つまりｘｉ電圧ｖｃを調量し、ＲＭも１０％小さく
なるようにすれば、フィルタの時定数ＴＩ、Ｔ２ｆ一定
に保つことができる。

次に第４図のフィルタ回路について説明する。

このフィルタは、特開昭５８−１６１４１３号公報にも
記載されている。このフィルタ回路の入力信号ｖ１はト
ランジスタＱ１．Ｑ２に有した差動増幅器で増幅され、
非反転１反転値号となり、トランジスタＱ５．Ｑ６を有
する差動増幅器の差動人力として用いられる。この差動
増幅器の出力は、トランジスタＱ　’　ｓ　Ｑ　８で構
成されるカレントミラー回路を介して、出力トランジス
タＱ９のベースに供給される。トランジスタＱ１２．Ｑ
１３は、トランジスタＱＪ４とともにカレントミラー回
路を構成する。以上のトランジスタ回路は可変電流源を
有した一種の可変抵抗として機能する。また、トランジ
スタＱ９のベースと接地電位端間にはコンデンサＣＩＯ
が設けられる。なお、トランジスタＱ　Ｂ　＝　Ｑ　４
　＃バイアス電源１０は、初段の差動増幅器の負荷回路
、トランジスタＱＩＯ，Ｑｌｌ。

抵抗Ｒ１ｎは電流源回路として戦能する。また、抵抗Ｒ
１１，Ｒ１２はトランジスタＱ　’　ｍ　Ｑ　ｘのエミ
ッタ抵抗である。

上記のフィルタ回路において、時定数を調整する場合に
は、抵抗Ｒ＠Ｘ　’に調整し、トランジスタＱＪ２．Ｑ
１３の電流量を可変してやれば良い。

入力信号Ｖ、と出力信号ｖ０との関係を求めると、とな
る。ここで、Ｒａ＝Ｒ１＋Ｒ２とし、但し、ｖ　　　、
ｖ　　　は、トランジｘ　タＱＪＪ、ＱＪ４ＭＥＮ　　
　　　ｌ鵞１４のベース・エミッタ間電圧であり、Ｖ□１１＝ｖｌｌ１
１４である。

とすると、・・・（７）となる。よって、このフィルタの時定数Ｔ１は、となる
。

上記のフィルタ回路を集積化した場合、亡１ｏ。

Ｒｅは独立にばらつくが、Ｒｅ、Ｒｌｎは、集積回路゛
内の抵抗であり、同方向にばらつくため、時定数で１に
は影響しない。従って、Ｃ１ｏのばらつきの分を、外付
けの抵抗Ｒｅｘにより調整し、フィルタの時定数Ｔ１を
所望の値にすることができる。

（発明が解決しようとする問題点）上記した第３図、第４図のフィルタ回路において時定数
を調命しようとした場合、いずれも集積化した外部から
調整を行なわなければならない。

このため、時定数調整用のピンが１つ余分に必要となる
。

そこでこの発明は、所望の時定数となるように自動的九
時定数を自己調整し、かつ外付部品を不要とする自動調
整フィルタを提供すること全目的とする。

［発明の構成コ（問題点を解決するための手段）この発明は、フィルタ部の時定数を調整するための制御
信号発生部として、積分回路を設け、この積分回路の入
出力関係が予じめ定められ九一定の関係となるように制
御する制御ループを形成する。そしてこの制御ループが
安定化する目標値を決定する手段として上記積分回路の
コンデンサにスイッチの並列回路を接続し、このスイッ
チをクロックによりオンオフ制御することで上記コンデ
ンサの端子電圧振幅を決めるものである。

（作用）上記の手段によれば上記クロック周波数により制御ルー
プの目標値が決まる。よって、前記積分回路の出力をフ
ィルタ部の時定数制御信号として用いれは、クロックの
みで時定数を所望の値にすることのできる自動調整フィ
ルタを得ることができる。

（芙施しＩＩ　）以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。第１
図はこの発明の一実施例であり、５゜はフィルタ部であ
シ、５１は積分回路を有した制御部である。フィルタ部
５０の構成は、時定数制御用の調整電圧供給手段を除く
と、第３図で説明した従来のフィルタ回路と同じである
。従って、第３図の回路に対応する部分には、同じ符号
を付している。

上記フィルタ部５０に対する調整電圧Ｖ、は、制御部５
１から供給される。制御部５ノは積分回路５２を有する
。この積分回路５２ｉｉ、所定電圧Ｖｌを演算増幅器５
３の逆相入力端に供給するＭＯＳトランジスタＭ３と、
演算増幅器５３の出力と逆相入力端間に接続されたコン
デンサＣ３とスイッチＳＷＪの並列回路と、演算増幅器
５３の正相入力端に供給される所定電圧■２諒とからな
る。

ここで、スイッチＳＷＪは、飼えばデユーティ５゜チの
クロックでオンオフ制御される。

次に演算増幅器５３の出力は、例えばピークホールド回
路よりなる振幅検出回路５４に供給される。ここで検出
された出力電圧は、比較＃＆５５に供給され、基準電圧
ｖ３と比較される。そして、その誤差出力が調整電圧ｖ
ｃとして前記フィルタ部５０に供給されるとともに、Ｍ
ＯＳトランジスタＭ３のダートにも供給される。

即ち、振幅検出回路５４、比較器５５、ＭＯＳトランジ
スタＭ３のダートに至るループは、積分回路５２０入出
力関係が所定の開極となるように制御する制御ループを
形成していることになる。

更に動作を説明する。演算増幅器５３の入力端５３ｈ、
’５３ｂに対して、所定電圧ｖノは、逆極性で印加され
ている。従って、ＭＯＳトランジスタＭ３には、電流ｉ
３が流れる。この電流１３は、Ｊｉｊ＝−・・・（９）Ｍ３であられされる。ＲＭ３はＭＯＳ　トランジスタＭ３の
抵抗値である。

ここで、スイッチＳＷＪがオンした場合と、オフした場
合金力えてみる。スイッチＳＷＩがオンした場合、演算
増幅器５３の出力端５３ｅの電位は、ｖ２に上昇する。

また、スイッチＳＷ２がオフしたときは、電流１３が演
算増幅器５３の逆相入力端に流れ込むため、出力端５３
ｃの電位は下降する。

スイッチＥＭＩは、周波数１０のクロックで制御されて
お９、このクロックのデユーティを５０チとすると、ス
イッチＳＷＪがオンオフする期間ｔ０は、である。スイ
ッチＳＷＪがオンしてから、コンデンサＣ３に加れる電
圧ヲｖ、とすると、となる。

今、ｖＰ＝ｖＰ、のとき、回路が制御目標値状態になり
安定化するとした場合、（９）　ｔαす、αυ式から、
ＭＯＳ　トランジスタＭ３の抵抗値ＲＭＪは、となる。

このときのＲＭＪは、比較器５５の出力電圧、つまり調
整電圧ｖ０により決定されているが、この調整電圧Ｖ。

は同時にＭＯＳトランジスタＭ１．Ｍ２のダート電圧と
しても供給され、このＭＯＳ　トランジスタＭｌ、Ｍ２
の抵抗値ＲＭＪ　、　’ＢＭ２も決定している。このこ
とは、フィルタ部５０の時定数を設定したこと全意味す
る。

従って、このときのフィルタ部５０の時定数’ｆｌ、Ｔ
２は、（２）式、ＣＬ１式から、と表わされる。

ここで、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３は、同一チップ上
であれば相対精度は極めて良く、Ｃ１／ｃ３゜Ｃ２／ｃ
３は一定と１）、マタ、Ｖ　ｌ　、　Ｖ、；。バ一定テ
あるため、この結果、コンデンサの絶対値がばらついり場合でも、
ＭＯＳトランジスタによる可変抵抗素子が時定敷金自動
的に補正することができる。そして、フィルタ部の時定
数は、クロック周波数ｆ、に依存し、ｆ、が一定であれ
ば精度良く維持される。このように、本回路は、コンデ
ンサのばらつきにかかわらず、自動的に所望のフィルタ
特性を維持することができる。従って、従来の如く、外
付の調整抵抗を設は友、ｂ、ｔたコンデンサのばらつき
に応じて調整抵抗１−操作する必要もない。同時に集積
回路に調整抵抗のためのピンを設ける必要もなくなる。

更にフィルタ部の特性自体を変更しようとする場合には
、クロック周波数を変えるだけで自由に変更することが
でき、使用範１／ｌ拡大できる。

なお、フィルタ部５０は、−例としてＭＯＳトランジス
タ、すなわち可変抵抗素子を用いてフ４）レタ特性を可
変とするものを示したが、フィルタ全構成するコンデン
サの方を可変としてもよい。この場合には、例えばダイ
オードを可変コンデンサ素子として用い、その両端電圧
を調整することにより、フィルタ特性を可変とし得る。

第２図はこの発明の他の実施列である。図において、１
００はフィルタ部であシ、１０１は積分回路を有した制
御部である。フィルタ部１００の構成は、時定数調整手
段を除くと、第４図の回路とほぼ同じ構成である。従っ
て、第４図の回路に対応する部分には、同じ符号を付し
ている。なお、１１．１３は電流源であり、■２は可変
電流源である。

上記フィルタ部１００に対する時定数調整の九めの調整
電圧ｖｃは、制御部１０１が供給する。この制御部１０
１は、積分回路１０２を有する。この積分回路１０２で
は、所定電圧ｖ１が、差動増幅器を構成するトランジス
タＱ２１．Ｑ２：１（１）ベース間に接続される。トラ
ンジスタＱ２１．Ｑ２１のエミッタは、それぞれ抵抗Ｒ
２１，ｎ２２ｔ−介したのち、定電流（ｊ）Ｂｏ３ｔｌ
Ｃ接続される。トランジスタＱ２Ｊ、Ｑ２２のコレクタ
は、負荷回路を形成するトランジスタＱ２３．Ｑ２４を
介して電源ｖｃｃラインに接続される。トランジスタＱ
２３゜Ｑｊ４のベースには、バイアス電圧源２ｏが接続
されている。

トランジスタＱ２Ｊ、Ｑ２２のコレクタより得られる差
動出力は、トランジスタＱ２５．Ｑ２６のベースに供給
される。トランジスタＱ２５゜Ｑ２６も差動増幅器を構
成し、各々のエミッタは、可変電流源１０４に接続され
る。トランジスタＱ２６のコレクタは、′電源ｖｃｃラ
インに接続され、トランジスタＱ２５のコレクタは、ト
ランジスタＱ２１．Ｑ２Ｂで構成されるカレントミラー
回路の入力部に接続される。カレントミラー回路の出力
部、つまりトランジスタＱ２Ｂのコレクタは、定電流源
１０５に接続されるとともに、出力トランジスタＱ２９
のベースに接続される。そして、トランジスタＱ２９の
ベースと接地電位端間には、コンデンサＣ２０とスイッ
チＳｗ２の並列回路が設けられる。スイッチＳＷｊは、
クロックによりオン・オフされる。

トランジスタＱ２９のエミッタは、抵抗Ｒ２３′ｔ−介
して接地電位端に接続され、このエミ、りＩＩｃあられ
れる出力は、例えばピークホールド回路による電圧検出
回路ｘｏｇＶｃ供給される。ここで検出された電圧は、
比較器１０７１において基準電圧ｖ３と比較され、その
誤差電圧は、調整電圧ｖｃとして前記フィルタ部１００
に供給されるとともに、可変電流源Ｊ０４の電圧制御入
力端にフィードバックされる。

上記制御部１０１は、そのフィードパ、クループにより
、入出力関係が所定の関係に維持される。

今トランジスタ９２Ｂのコレクタに得られる出力電流に
２８ｆｔ求めると、但し、Ｒ鳶−Ｒ２１＋Ｒ２２，ｉＪは定電流源１０３に
流れる電流、１２は可変電流源１０４に流れる電流であ
る。

ここで、コンデンサＣ２０の端子電圧Ｖ２０は、スイッ
チＥｉＷ２がオンのときは接地電位（零）となシ、オフ
のときは電流１２Ｂが流れ込むので次第に上昇する。

スイッチｓｗ２は、クロックにより制御されるからその
周波数をｆ、、デユーティｔ−５０チとすると、スイッ
チｓｗ２がオフする期間ｔ、は、期間ｔ６の間にコンデ
ンサＣ２０に加わる電圧をＶ、とすると、となる。ここで、ｖＰは、比較器１０７における所定電
圧ｖ３と等しくなるように帰還がかかっている。このた
め、回路が安定状態になりたときは、という関係が成立
する。

よってフィルタの時定数Ｔ　Ｉ　＝　（ＪＯ−Ｒ，も、
１　）　　ＣＩＯＶＪＴＪ　＝＝　Ｃ１０，Ｒ，、−＝＝−・−ａ　ｊ。

１２　　　Ｃ２０ＶＪと表わされる。

ここで、コンデンサＣＩＯ、Ｃ２０は、同一テップ上の
コンデンサであるから、Ｃ１０／ｃ２゜は一定であり、
ｖＪ／ｖ３も同様に一定となる。従って、となり、フィ
ルタの時定数は、クロック周波数へが一定であれば、素
子の絶対値がばらついても、自動的に調整されて一定と
なる。

［発明の効果コ以上説明したようにこの発明は、フィルタ部の時定数を
クロックの周波数のみで決定できる。

従って、クロック周波数さえ一定にすれば、本発明の回
路を集積化したとしても外付部品により時定数調整を行
なう必要がない。また素子の絶対値のばらつきがあって
も、自動的な調整が得られ精度の良いフィルタとするこ
とができる。更にクロックの周波数を変更すればフィル
タ特性を変えることもでき、使用面で自由度の高いフィ
ルタを得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図はそれぞれこの発明の実施例を示す回路
図、第３図、第４図はそれぞれ従来のフィルタを示す回
路図である。５０．１００・・・フィルタ部、瀾Ｊ　、　ＳＷ２・・
・スイッチ、５１，１０１・・・制御部、５２，１０２
・・・擬似フィルタ部、５３・・・演算増幅器、５４・
・・振幅構出回路、５５・・・１０７・・・比較器、Ｍ
２〜Ｍ３・・・ＭＯＳ　トランジスタ、Ｃ１〜Ｃ３，Ｃ
ＩＯ，Ｃ２０、・・コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ９．Ｑ２１〜
Ｑ２９・・・トランジスタ。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）調整電圧により可変となる可変コンデンサ手段も
しくは可変抵抗手段を用いたフィルタ部と、上記コンデ
ンサ手段に対応して設けられるコンデンサとこのコンデ
ンサに直列接続される可変抵抗回路と前記コンデンサに
並列に接続されクロックによりオンオフされるスイッチ
とを有し、所定の入力電圧を入力とする積分回路と、上記積分回路の出力のピーク電圧値と基準電圧とを比較
し、その誤差電圧を前記可変抵抗回路に制御電圧として
帰還して前記積分回路の出力を前記基準電圧に等しくな
るように制御する制御ループと、この制御ループより得
られた前記誤差電圧を前記フィルタ部の可変コンデンサ
手段もしくは可変抵抗手段に前記調整電圧として供給す
る手段とを具備したことを特徴とする自動調整フィルタ
。
（２）前記フィルタ部は、可変抵抗手段としてゲートに
前記調整電圧が供給される第１、第２のＭＯＳトランジ
スタを具備したことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の自動調整フィルタ。
（３）前記積分回路は、前記所定電圧を生じる第１の電
圧源の正側が第３のＭＯＳトランジスタを介して反転入
力端に接続される演算増幅器と、前記演算増幅器の非反
転入力端に前記電源の負側とともに接続される第２の電
圧源と、前記演算増幅器の反転入力端と出力端間に接続
される第２のコンデンサとからなり、前記制御ループは
、前記演算増幅器の出力のピークをホールドする振幅検
出回路と、この振幅検出回路の出力と所定基準電圧とを
比較して前記誤差電圧を得る比較器とからなることを特
徴とする特許請求の範囲第２項記載の自動調整フィルタ
。
（４）前記フィルタ部は、入力信号を増幅しその差動出
力を得る第１の差動増幅器と、前記差動出力を入力とし
、可変電流源の電流量が前記調整電圧により制御される
第２の差動増幅器と、前記第２の差動増幅器の出力を第
３のコンデンサに供給するとともに出力トランジスタの
ベースに供給する第１のカレントミラー回路からなる可
変抵抗手段を有することを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の自動調整フィルタ。
（５）前記積分回路は、差動入力として前記所定電圧が
供給される第３の差動増幅器と、この第３の差動増幅器
の差動出力を差動入力とし、可変電流源の電流量が前記
調整電圧により制御される第４の差動増幅器と、前記第
２の差動増幅器の出力を第４のコンデンサに供給すると
ともに出力トランジスタのベースに供給する第２のカレ
ントミラー回路と、前記出力トランジスタからの出力電
圧を検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路の検出
電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記誤差電圧を得る
比較器とを具備したことを特徴とする特許請求の範囲第
４項記載の自動調整フィルタ。