JPS6336595B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は固体撮像素子を用いたテレビカメラに
おける固定パタン雑音抑圧回路に関する。

テレビカメラ等の撮像デバイスとして、従来の
撮像管に代つて、半導体ICで構成した固体撮像
装置が開発されている。第１図は、このような固
体撮像装置を模式的に図示したものであり、第１
図において、１は水平走査回路、２は垂直走査回
路、３，３ｎ，３ｎ＋１，３′ｎ，３′ｎ＋１は平
面状に配置された複数個の受光素子となる光ダイ
オード、４，４ｎ，４ｎ＋１，４′ｎ，４′ｎ＋１
は同様に配置された垂直スイツチ用MOSトラン
ジスタ、５，５ｎ，５ｎ＋１は水平スイツチ用
MOSトランジスタ、６，６，６′は垂直走査線、
７，７ｎ，７ｎ＋１は水平走査線、８，８ｎ，８
ｎ＋１は垂直信号線、９は水平信号線、である。
なお、ここで添字のｎ，（ｎ＋１）などは、ｎ番
目、（ｎ＋１）番目の意味である。

まず、このような固体撮像装置の信号読取法の
概要を説明する。

平面状に配置された光ダイオード３が光を受け
それぞれの受光量に応じた光電子をそれぞれの接
合容量に蓄える。垂直走査回路２により垂直走査
線６に正の走査パルスを発生するとこれにつなが
る横一列に並んだ垂直スイツチ用MOSトランジ
スタ４ｎ，４ｎ＋１，…がオン状態になる。引き
続き、水平走査回路１により、水平走査線７ｎ，
７ｎ＋１，…に順次正の走査パルスを発生する
と、これに対応して、水平スイツチ用MOSトラ
ンジスタ５ｎ，５ｎ＋１，…が順次オン状態にな
り、光ダイオード３ｎ，３ｎ＋１，…に蓄えた光
電子が順次出力端子１４に引き出され、画像信号
となる。３ｎ，３ｎ＋１，…の光ダイオードの読
み出しが終ると前記の垂直走査パルスが、垂直走
査線６から６′に移り前記と同様の水平走査によ
り、３′ｎ，３′ｎ＋１，…の光ダイオードの光電
子が読み出される。以上のような垂直走査と水平
走査を順次くり返すことにより全部の光ダイオー
ドの光電子を読みとり画像信号を得る。

第２図イは、ｎ番目の水平スイツチ用MOSト
ランジスタのゲートに印加される水平走査パルス
波形、１５ｎ、同様にロは（ｎ＋１）番目の水平
走査パルス波形１５ｎ＋１を示す。同図ハは、出
力端子１４（第１図）に得られる信号波形を示
す。スパイク状の電圧変動１７ｎ，１７ｎ＋１お
よび１８ｎ，１８＋１はスパイク雑音と呼ばれ、
第１図に示したMOSトランジスタ５ｎ（５ｎ＋
１）のゲートあるいは水平走査線７ｎ（７ｎ＋１）
と水平信号線９との間に存在する寄生容量１０ｎ
（１０ｎ＋１）等によつて水平走査パルスの立ち
下り部で生じたものである。破線１９ｎ（１９ｎ
＋１）は、信号電荷のある場合を示す。

上記スパイク雑音は、これがどの走査点におい
ても常に一定の形状をしていれば、この波形の持
つ周波数成分はそのくり返し周波数とその整数倍
の周波数成分ばかりであり本来の信号の周波数成
分に比べて周波数が高いから低域フイルタで容易
に除去でき、画像信号への害は少ない。しかし、
実際には、この波形の形状・大きさは水平走査パ
ルス波形１５ｎ，１５ｎ＋１の変化、寄生容量１
０ｎ，１０ｎ＋１の変化などにより大きく変化
し、たとえば第３図に示すように丁度振幅変調波
に似た波形になる。しかし、普通の振幅変調波の
場合とちがつて、キヤリア周波数（スパイクのく
り返し周波数に相当）と変調周波数（スパイク波
形の変化する周波数）とが近接しているため、第
３図でみるように正極性スパイクの包絡線２０と
負極性スパイクの包絡線２１とに時間のずれが認
められ、したがつて全体としては、破線２２のよ
うにスパイクのくり返し周波数よりも低い周波数
成分が含まれることになる。この成分は、本来の
信号と周波数帯が同じであり、もはや、低域フイ
ルタで除去することはできず、疑似信号となつて
画像信号に妨害を与える。とくに、この疑似信号
は、垂直信号線８ｎ，８ｎ＋１を共有する縦に並
んだ光ダイオード３ｎ，３′ｎの信号に共通して
重なつて生ずるため、再生画面上では縦縞の固定
パタン雑音として現われ、非常に目立ち易く、画
質を大きく損なう。このような固定パタン雑音を
除去する従来の技術として、第４図に示すような
信号処理回路方式がある。（実願昭53−52105（実
開昭54−155426））本図において、２３は、先に
第１図で説明したような固体撮像装置のセンサ
部、２４は増幅器、２７は積分コンデンサ、２８
は積分リセツトスイツチ用MOSトランジスタ、
２９は負荷抵抗、３０は電源、３１はリセツトパ
ルス印加端子、３２は信号出力端子などである。
トランジスタ２５とエミツタ抵抗２６はエミツタ
接地増幅回路を構成している。第５図は、第４図
の回路の要部の動作電圧波形又は、電流波形図で
あり、これを用いて、回路の動作を説明する。ト
ランジスタ２５のベースに第５図イの波形の信号
が印加される。このスパイク雑音は、正確には、
第３図で説明したように正極性スパイクとそれに
続く負極性スパイクを一対として１対１対が大き
さ形状のちがうものであるが、ここでは煩雑さを
避けるために一様の波形で描いてある。またトラ
ンジスタ２５が直線性よく動作するようにイの波
形には適当な直流バイアス電圧が重畳されてい
る。第５図ロはリセツトパルス波形であり、その
ハイレベル時に積分リセツトスイツチ用MOSト
ランジスタ２８がオンし、ローレベル時にオフす
る。

今、時刻tn以前にスイツチがオンしていたとす
ると、積分コンデンサ２７は負荷抵抗２９による
電圧降下を無視するとほぼ電源Ａ３０の電圧V_A
まで充電されている。時刻tnでスイツチがオフす
ると積分コンデンサ２７に蓄えられた電荷はトラ
ンジスタ２５を通して放電され、（このときの放
電電流は第５図イの波形で制御された電流である
が）積分コンデンサの電圧（トランジスタ２５の
コレクタ電圧）は第５図ハに示す波形に従つて降
下する。その電圧降下量は、トランジスタ２５の
コレクタ電流を時刻tnからt′nまでの間で積分し
た値、すなわち、その間の放電電荷の総和に比例
し積分コンデンサ２７の容量値に反比例してい
る。正極性スパイク雑音１７ｎと負極性スパイク
雑音１８ｎの両方を完全に含むように積分期間の
始まりtnと終りt′nを定めると、積分により隣り
合つた正負両極性のスパイクは等レベルであるか
らこれは互いに打ち消し合い積分値、すなわち、
放電電荷の総和は何らスパイクの影響を受けない
ことになる。積分値は、トランジスタ２５の直流
バイアス電流によるものと、本来の信号電流分１
９ｎとによるものの和となる。

次いで、時刻t′nにおいて積分リセツトスイツ
チがオンすると、積分コンデンサ２７は負荷抵抗
２９を通じて電源３０の電圧V_Aまで再び充電さ
れるが、このときの充電電荷量は前述のtnから
t′nまでの期間に放電した電荷にほぼ等しいから、
（正確には、t′nからtn＋１までの間にトランジス
タ２５を流れた電荷も加わる。）この充電電流波
形（第５図ニ）を負荷抵抗２９の電圧降下として
信号出力端子３２から取り出すことにより、スパ
イク雑音分が除去された信号分を得ることが可能
となる。実際には、第５図ニの波形を低域フイル
タに通して得られる低域分（破線３７の平均値）
が画像信号となる。

以上は、この信号処理回路の動作原理の説明で
あるが、実際の使用に当つてはいくつかの留意す
べき事項がある。その第１点は、スパイク雑音の
打消し効果を良くするためには、積分期間の終り
t′nをできるだけ遅らせることであり、第２点は、
t′nを遅らせたことによつて次の積分開始点（tn
＋１）までの期間が短かくなるが、このために積
分のリセツト（積分コンデンサの充電）が十分に
行なわれなくなつて隣り同志の光ダイオードの信
号分が混ざり合つて解像度が劣化することを避け
なければならない。そのためには負荷抵抗を適当
に低い値に選び、また積分リセツトスイツチ用
MOSトランジスタのオン抵抗も十分に低い値の
ものが必要である。またスイツチング時間も十分
に小さいものでなければならない。ところで、こ
のような従来の信号処理回路には、次のような欠
点がある。

第１の欠点は、出力端子３２から取り出される
信号波形は第５図ニに示すようにデユーテイレシ
オの小さいパルス波形状であり、しかもこのパル
ス波形は本来の信号分（パルスの大きさの変化）
の量に比べて直流バイアス電流分によつて生じた
定常成分の量が大きい。したがつてここから、信
号分のみを抽出するには、減衰特性のすぐれた低
域ろ波器が必要なことである。さらに、この低域
ろ波器は、出力端子３２の直後に挿入されなけれ
ばならない。なぜなら、低域ろ波器を介さず、次
段の増幅段に信号を供給すると、パルスの定常成
分によつてその増幅段はたちまち飽和してしまう
からである。このような制約は回路のIC化を実
施するうえで重大な障害となる。

第２の欠点は、リセツトパルス３２に含まれる
雑音電圧が、積分リセツトスイツチ用MOSトラ
ンジスタ２８の電極間寄生容量を通じて、あるい
はMOSトランジスタの相互コンダクタンスによ
つて信号ラインに伝達され、画像信号Ｓ／Ｎが低
下することである。このような雑音電圧の伝達メ
カニズムは、極めて複雑なため、定量解析は容易
でないが、信号分の大きさが100ｍVp−ｐ程度の
場合には、この雑音によるＳ／Ｎ低下は決して無
視できないレベルであることが実験によりわかつ
ている。この種の雑音は、積分リセツトパルス３
３に含まれる雑音を排除することにより原理的に
は改善されるものであるが、実際問題として、リ
セツトパルス中の雑音を皆無にすることは無理で
あり、とくにパルスの立下りトランジシヨン部に
は、かなりの量の雑音が含まれることを覚悟しな
ければならない。

本発明の目的は、上記した従来技術の二つの欠
点をなくし、余分なパルス成分が少なく、かつ、
Ｓ／Ｎの低下が起きない固定パタン雑音除去回路
を提供することである。

本発明では、スパイク雑音を含んだ被処理信号
をまず、互いに逆相関係にある差動信号ＡとＢに
変換し、次にこの二つの信号ＡとＢを二つのたと
えば前述の従来回路のような積分および積分リセ
ツトを行なう回路にそれぞれ加え、この二つの回
路の出力信号として、スパイク雑音が除去されて
おり、かつ信号分が互いに逆相の関係にあるパル
ス状の信号波形をそれぞれ得、次にこれらの二つ
の信号を差動増幅器の二入力端子に加え、ここ
で、二つのパルス状信号波形のパルス定常分（同
相分）を除去し、同時に、リセツトパルス中の雑
音によつて前記二つのパルス状信号に等しく生じ
た雑音を相殺し、この差動増幅器の出力に信号分
（差動分）のみを得る。

以下、本発明を実施例によつて説明する。

第６図は本発明の第１の実施例を示す。ここ
で、記号２３，２４，３１，３２は従来回路を説
明した時と同じく、それぞれ、固体撮像装置のセ
ンサ部、増幅器、リセツトパルス印加端子および
信号出力端子等である。３８は被処理信号を互い
に逆相関係にある差動信号ＡとＢに変換する差動
変換回路、３９Ａと３９Ｂは、上記の差動信号Ａ
とＢをそれぞれ積分および積分リセツトしてスパ
イク雑音を除去する積分および積分リセツト回
路、４０は上記積分および積分リセツト回路３９
Ａと３９Ｂの出力信号を２入力とする差動増幅器
である。３９Ａと３９Ｂの入力は信号分のみが逆
相で、バイアス電流分は等しいからそれらの出力
に得るパルス状信号波形はやはり信号分（パルス
の大きさの変化）だけが互いに逆相で、パルス定
常分およびリセツトパルス中の雑音によつて生じ
た雑音分は相等しい。このような関係にある二つ
のパルス状信号波形が差動増幅器４０で増幅され
ると、相等しいパルス定常分および雑音分は相殺
され、互に逆相関係にある信号分のみが増幅され
出力端子３２に取り出される。

第７図は、第１の実施例をさらに具体化した第
２の実施例を示す。第７図において、点線枠３
８，３９，４０は第１の実施例で説明したそれぞ
れの部分に対応する。

トランジスタ２５Ａ，２５Ｂ、抵抗２６Ａ，２
６Ｂ、定電流源４２および電圧源４１により差動
変換回路３８を構成する。積分コンデンサ２７
Ａ、MOSトランジスタ２８Ａ、負荷抵抗２９Ａ
および電圧源３０により積分および積分リセツト
回路３９Ａを構成し、積分コンデンサ２７Ｂ、
MOSトランジスタ２８Ｂ、負荷抵抗２９Ｂおよ
び電圧源３０によりもうひとつの積分および積分
リセツト回路３９Ｂを構成する。トランジスタ４
５Ａ，４５Ｂ、抵抗４６Ａ，４６Ｂ、定電流源４
３、電圧源４４および負荷抵抗４７により差動増
幅器４０を構成する。積分および積分リセツト回
路３９Ａ，３９Ｂの構成は、先に第４図を用いて
説明した従来回路と同じであり、また、この回路
によりスパイク雑音が積分されて固定パタン雑音
が除去されるメカニズムも同じである。トランジ
スタ２５Ａと２５Ｂのコレクタ電流は、バイアス
電流分は等しく、信号分のみが逆相であり、また
積分リセツトスイツチ用MOSトランジスタ２８
Ａと２８Ｂは同一のリセツトパルスによつて開閉
されるから、負荷抵抗２９Ａと２９Ｂに発生する
パルス状信号波形は、パルス定常分は相等しく信
号分（パルスの大きさの変化分）のみが互いに逆
相である。またリセツトパルス中の雑音によつて
負荷抵抗２９Ａと２９Ｂに生じた雑音分も相等し
い。このような信号波形を差動増幅器４０に加え
るから、相等しいパルス定常分と雑音分は消去さ
れ、信号分のみが増幅されて、出力端子３２に取
り出される。

第８図は本発明の第３の実施例を示す。第８図
において、点線枠３８，３９および４０は第２の
実施例の場合と同様にそれぞれ差動変換回路、積
分および積分リセツト回路、差動増幅器の部分で
ある。３８と４０の内部の構成は第２の実施例と
同一である。ここでまず、積分および積分リセツ
ト回路３９の部分の動作メカニズムを説明する。
積分コンデンサ２７Ａ、積分リセツトスイツチ用
ダイオード４８Ａ、負荷抵抗２９Ａ、および電圧
源３０により積分および積分リセツト回路３９Ａ
を構成し、積分コンデンサ２７Ｂ、積分リセツト
スイツチ用ダイオード４８Ｂ、負荷抵抗２９Ｂ、
および電源３０によりもう一方の積分および積分
リセツト回路３９Ｂを構成する。尚、ダイオード
４８Ａ，４８ＢはIC回路でよく見られるような、
ベース、コレクタが導電接続されたダイオード接
続型トランジスタであつてもよい。第９図にこの
回路の動作を説明するための波形図を示す。第９
図でイはトランジスタ２５Ａのベースに加わる被
処理信号電圧波形で、実線がスパイク雑音分、点
線が信号分が重畳された場合を示す。ロはリセツ
トパルス印加端子３１に印加するリセツトパルス
波形、ハはトランジスタ２５Ａと２５Ｂのコレク
タ電圧波形であり、実線が被処理信号に信号分を
含まない場合（上記イの実線の場合）を示し（２
５Ａと２５Ｂのコレクタ電圧は等しい）、点線と
一点鎖線が被処理信号に信号分を含む場合（上記
イの点線の場合）のそれぞれ２５Ａと２５Ｂのコ
レクタ電圧波形を示す。ニは、負荷抵抗２９Ａと
２９Ｂを流れる電流波形で、実線、点線一点鎖線
はそれぞれハの場合のそれらに対応する。ホは、
出力端子３２に得る信号電圧波形で、点約部分が
信号分によつて生じた波形である。

今、時刻tnの直前においてリセツトパルスがロ
ーレベルにあつて積分コンデンサ２７Ａ，２７Ｂ
の充電がすでに完了し、したがつてトランジスタ
２５Ａ，２５Ｂのコレクタ電位が電源３０の電圧
V_Aにあつたとする。（正確にはトランジスタ２５
Ａ，２５Ｂのコレクタ電流が負荷抵抗２９Ａ，２
９Ｂを流れることによる電圧降下分とダイオード
による電圧降下分をV_Aから差引かねばならない
が、この降下分は小さいので無視して説明する。
また、ダイオードはオフセツト電圧のない理想ダ
イオードとして説明する。）次いで時刻tnにおい
てリセツトパルスがローレベルからハイレベルに
電圧Vpだけ変化すると、積分コンデンサの両端
間電圧は急激には変化しえないから、トランジス
タ２５Ａ，２５Ｂのコレクタ電位はハに示すよう
にリセツトパルス電圧Vpの分だけ上昇し、（V_A
＋Vp）に達する。この状態においては積分リセ
ツトスイツチ用ダイオード３８Ａ，３８Ｂは逆バ
イアス状態となり、カツトオフする。そして、時
刻tnからt′nまでの間、トランジスタ２５Ａ，２
５Ｂのコレクタ電流は直流分を含めて全部積分コ
ンデンサ２７Ａ，２７Ｂを流れ、これによつてコ
ンデンサ２７Ａ，２７Ｂに充電されていた電荷は
時間の経過と伴に減少し、その両端電圧が下るか
ら、トランジスタ２５Ａ，２５Ｂのコレクタ電圧
波形はハの点線と一点鎖線に示すように低下す
る。tnからt′nまでの間の電圧低下量Vcは、この
間のコレクタ電流の積分値すなわち放電した電荷
をコンデンサの容量値で割つた値に等しいから、
Vc≦Vpの条件を満たすようにコンデンサ容量
値、コレクタサ電流、リセツトパルス振幅、パル
ス幅等の関係を定めることにより、tn〜t′nの間
でダイオード３８Ａ，３８Ｂのカセツトオフ状態
を維持できる。

次いで時刻t′nにおいてリセツトパルスがハイ
レベルからローレベルに電圧Vpだけ変化すると、
コレクタ電位はハに示すように（V_A−Vc）まで
低下し、（実際にはパルスの立ち下り時間のため
ハの波形先端がなまり（V_A−Vc）まで低下しな
いが、ここでは原理説明につきこのようにした。）
ダイオード３８Ａ，３８Ｂが順バイアス状態とな
つてオンする。同時に電源３０によるコンデンサ
２７Ａ，２７Ｂの充電が開始される。充電の時定
数Ｔは積分コンデンサの容量値と負荷抵抗２９
Ａ，２９Ｂの抵抗値の積で与えられることは自明
であるが、これをリセツトパルスのパルス幅tpに
比べて十分小さくなるように設定することによ
り、コンデンサ２７Ａ，２７Ｂの充電を急速に進
行させることが可能であり、したがつてコレクタ
電位の波形はハに示すように（V_A−Vc）からV_A
に向つて急速に上昇し、パルス期間の終了時（tn
＋１）までにはほぼ充電を完了し、最初のtn時点
と同じ状態にもどる。この間の充電電流波形はニ
に示すようになる。なお、積分コンデンサの状態
を積分前の状態にもどすことを積分リセツトと呼
び、その役割を果すパルスとダイオードをリセツ
トパルス、リセツトスイツチ用ダイオードと呼
ぶ。このようなtnからtn＋１までの期間の動作を
１サイクルとして、これを次々とくり返えして動
作する。ところで、トランジスタ２５Ａと２５Ｂ
のコレクタ電流は、そのバイアス電流分（固定
分）は両者等しく、スパイク雑音分と信号分電流
は両者逆相関係であるから、時刻tnからt′nの電
流の積分値すなわち放電荷量は（スパイク雑音分
はどちらも積分値は零であるから）信号分だけ両
者に差が生じる。この差が第９図ハの波形の点線
と一点鎖線の差となつて表われている。

さて、t′nからtn＋１までの期間の充電電荷量
はtnからt′nまでの期間にトランジスタ２５Ａ，
２５Ｂのコレクタ電流となつて放電した電荷量に
一致する。そして、これは、tnかt′nまでのコレ
クタ電流の積分値に比例しているものであるか
ら、t′nからtn＋１までの期間に負荷抵抗２９Ａ，
２９Ｂに流れる第９図ニに示す波形の充電電流に
よつて両端に生ずる電圧波形を信号分として取り
出せば正負両極性のスパイク雑音が相殺され、し
たがつて固定パタン雑音が除去された信号を得る
ことができる。しかし、この電圧波形には従来回
路の欠点として指摘したパルス定常分を含むので
この電圧波形を差動増幅器４０のトランジスタ４
６Ａと４６Ｂに入力し、ここでパルス定常分を相
殺し、出力端子３２に信号分電圧（波形第９図ホ
点線）を得る。この回路において、リセツトパル
スに含まれる雑音によつて生じた雑音分も差動増
幅器において相殺されるのは前述の第１の実施例
の場合と同じである。

この第３の実施例において、留意すべき点は、
積分コンデンサと負荷抵抗とによつて定まる充電
時定数をパルス幅tpよりも小さく設定することで
ある。その設計例は、140nSec周期で光ダイオー
ドを水平走査する固体撮像装置に対してパルス幅
τp：50nSec、積分コンデンサ容量：40pF、負荷
抵抗：150Ω、充電時定数6nSecである。コンデ
ンサ容量値をあまり小さくするとハに示したVc
が大きくなり、それに見合つてパルス振幅の増大
が必要となり、また、負荷抵抗をあまり小さくす
るとその両端に取り出しうる信号電圧が小さくな
るので同じ時定数でもコンデンサと負荷抵抗値の
選定には慎重を要す。

次に上記した、負荷抵抗選定に関する束縛を排
し、したがつて、十分な信号電圧を取り出しうる
ように改善した第４の実施例を第１０図によつて
説明する。

第１０図において、４９Ａ，４９Ｂは積分リセ
ツトスイツチ用トランジスタ、５０Ａ，５０Ｂは
充電時定数設定用抵抗、５１は電圧V_Aの電源、
３０はV_Aより高い電圧V_Bの電源であり、その他
は第３の実施例のものと同じかまたは同じ機能を
果すものである。

本実施例を説明するに当り、前記第９図の波形
図を再び使う。今、時刻tnの直前においてリセツ
トパルスがローレベルにあつて積分コンデンサ２
７Ａ，２７Ｂの充電がすでに完了し、したがつて
トランジスタ２５Ａ，２５Ｂのコレクタ電位が電
源５１の電圧V_Aにあつたとする。（説明を簡略に
するためトランジスタのベース・エミツタ間オフ
セツト電圧Vbeはないものとする。） 次いで時刻tnにおいてリセツトパルスがローレ
ベルからハイレベルに変化すると、トランジスタ
２５Ａ，２５Ｂのコレクタ電位は第９図ハに示す
ようにリセツトパルス電圧Vpの分だけ上昇し、
（V_A＋Vp）に達する。この状態においてトラン
ジスタ４９Ａ，４９Ｂのベース・エミツタ間は逆
バイアス状態となりカツトオフする。そして、時
刻tnからt′nまでの間の動作は第２の実施例の場
合とまつたく同様であり、トランジスタ２５Ａ，
２５Ｂのコレクタ電圧波形は第９図ハに示すよう
にコレクタ電流の積分値に比例して低下する。も
ちろん、tn〜t′nの間はトランジスタ４９Ａ，４
９Ｂはカツトオフ状態を保つ。

次いで時刻t′nにおいて、リセツトパルスがハ
イレベルからローレベルにVpだけ変化すると、
トランジスタ２５Ａ，２５Ｂのコレクタ電位は第
９図ハに示すように（V_A−Vc）まで低下しよう
とし、（パルスの立ち下り時間があるためと、抵
抗５０Ａ，５０Ｂとコンデンサ２７Ａ，２７Ｂの
積で決まる充電時定数が小さいことにより実際に
は（V_A−Vc）までは低下しない。トランジスタ
４９Ａ，４９Ｂのベース・エミツタ間が順バイア
ス状態となつて活性状態に入る。同時に電源３０
から負荷抵抗２９Ａ，２９Ｂ、トランジスタ４９
Ａ，４９Ｂを介してコンデンサ２７Ａ，２７Ｂの
充電が開始される。この時の充電の時定数Ｔは抵
抗５０Ａ，５０Ｂとコンデンサ２７Ａ，２７Ｂの
容量値の積で与えられ、負荷抵抗２９Ａ，２９Ｂ
の抵抗値には依存しない。この点が前述の第３の
実施例と異なるところであり、抵抗値を適当に大
きな値に設計できるので十分な信号電圧を取り出
せるという利点がある。パルス期間の終了時（tn
＋１）までにはほぼ完全に充電が完了し、最初の
tn時点と同じ状態にもどる。このくり返しによつ
てこの回路が動作するのは第３の実施例の場合と
同じであり、これによりスパイク雑音が除去され
る点についても同じである。

本第４の実施例の特徴を要約するとトランジス
タ４９Ａ，４９Ｂを、そのベース・エミツタ接合
の整流特性を利用して積分リセツトスイツチとし
て動作させ、かつ同時にベース接地増幅器として
動作させていることである。これにより、充電時
定数には無関係に負荷抵抗値を選定でき、大きな
信号電圧を得ることが可能となる。なお、抵抗５
０Ａと５０Ｂの設定値の特殊な場合として、これ
を零オームすなわち省略することができる。この
ときの充電時定数はトランジスタ４９のエミツタ
抵抗と積分コンデンサの値によつて定まるこの場
合にも、負荷抵抗２９Ａ，２９Ｂの両端電圧波形
にはパルス定常分と雑音分が含まれているので、
第３の実施例と同様、これを差動増幅器に入れ
て、パルス定常分とリセツトパルス中の雑音によ
つて生じた雑音分を消去する。

以上説明したように、本発明によれば、固体撮
像装置に特有な固定パタン雑音を除去でき、従来
回路で問題であつたリセツトパルス中の雑音の影
響によつて画像信号のＳ／Ｎが低下する現象が排
除でき、さらに、やはり従来回路で問題であつた
処理後の信号中のパルス定常分を抑圧することが
でき、次段増幅回路との接結を低域ろ波器を介す
ることなく行ない、回路システム全体の簡略化と
より合理的なIC回路システムの実現が可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図固体撮像装置の模式図、第２図同上の水
平走査パルスと出力信号の波形図、第３図スパイ
ク雑音波形図、第４図従来技術による雑音除去回
路、第５図同上の動作説明図、第６図本発明の第
１の実施例、第７図本発明の第２の実施例、第８
図本発明の第３の実施例、第９図同上の動作説明
図、第１０図本発明の第４の実施例。 符号の説明、２３…固体撮像装置のセンサ部、
２４…アンプ、３１…リセツトパルス印加端子、
３２…信号出力端子、３８…差動変換回路、３９
…積分および積分リセツト回路、４０…差動アン
プ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 半導体基体の表面領域に設けられた複数の光
   電変換素子に蓄積された光情報を不連続走査パル
   スにより順次に読み出す固体撮像素子から出力さ
   れるビデオ信号に含まれる雑音成分を一檜素ごと
   に積分して除去する雑音除去回路において、被処
   理信号を互いに逆相関係にある差動信号ＡとＢに
   変換する回路と、該差動信号ＡとＢをそれぞれ一
   絵素ごとに積分および積分リセツトする２組の回
   路と、該２組の積分および積分リセツトする回路
   の出力信号を入力信号とする差動増幅器とを備え
   た雑音除去回路。 ２ 前記被処理信号を差動信号ＡとＢに変換する
   回路は入力信号電圧を差動信号電流に変換する差
   動増幅器接続された第１と第２のトランジスタか
   ら成り、前記積分および積分リセツトする２組の
   回路は、上記第１のトランジスタのコレクタに一
   端を結び他端にリセツトパルスが印加された第１
   のコンデンサと、一端を前記第１のトランジスタ
   のコレクタに結び他端を第１の負荷を介して第１
   の電源に結んだ第１の整流素子と、上記第２のト
   ランジスタのコレクタに一端を結び他端に前記リ
   セツトパルスが印加された第２のコンデンサと、
   一端を前記第２のトランジスタのコレクタに結び
   他端を第２の負荷を介して前記第１の電源に結ん
   だ第２の整流素子とから成ることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の雑音除去回路。 ３ 前記第１と第２の整流素子はそれぞれダイオ
   ードまたはダイオード接続されたトランジスタで
   あることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載
   の雑音除去回路。 ４ 前記被処理信号を差動信号ＡとＢに変換する
   回路は、入力信号電圧を作動信号電流に変換する
   作動増幅器接続された第１と第２のトランジスタ
   から成り、前記積分および積分リセツトする回路
   は、第１と第２のトランジスタのコレクタに一端
   がそれぞれ接続され他端にリセツトパルスが印加
   される第１と第２のコンデンサと、第１と第２の
   トランジスタのコレクタにエミツタがそれぞれ接
   続された第３と第４のトランジスタと、第３と第
   ４のトランジスタの各コレクタと第１の電源との
   間に接続された第１と第２の負荷と、第３と第４
   のトランジスタのベースに接続された第２の電源
   とから成ることを特徴とする特許請求第１項記載
   の雑音除去回路。