JPS634435B2

JPS634435B2 -

Info

Publication number: JPS634435B2
Application number: JP56011056A
Authority: JP
Inventors: Takeji Uchida; Hajime Kudo
Original assignee: Yaskawa Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1981-01-28
Filing date: 1981-01-28
Publication date: 1988-01-28
Also published as: JPS57126294A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電動機制御装置に関し、更に詳しくは
チヨツパ式電動機速度制御装置における制御方式
の改良に関するものである。

チヨツパ式電動機速度制御装置は、チヨツパ周
波数を高くすることによつて従来のサイリスタに
よるレオナード制御以上の応答性の良さを実現す
る方式が、パワトランジスタの応用化とも相まつ
て近年盛んに開発される傾向にある。また、電動
機回転速度の帰還方式として、ドリフトレス化の
ためにパルスジエネレータによる周波数帰還方式
が採用される傾向にある。

従来の速度制御装置は、第１図に回路構成を示
すようなタコメータジエネレータ（以下「TG」
と略称する。）フイードバツク方式、あるいは第
２図に示すようなパルスジエネレータ（以下
「PG」と略称する。）を用いた周波数帰還方式が
ある。

まず第１図に示すTGフイードバツク方式につ
いて説明すれば、電動機１１の回転速度をTG１
２にて検出して速度に比例した振幅の交流電圧を
得、この交流電圧をAC／DC変換器１３により速
度に比例した直流アナログ電圧に変換し、この電
圧と速度指令電圧との偏差を偏差増幅器１４に入
力し、その出力と、波形発生回路１５から出力さ
れる一定周波数の基準三角波又は鋸歯状波とを比
較器１６により比較して電動機１１の回転速度に
比例したパルス幅のパルス（即ち回転速度により
パルス幅変調されたパルス信号）を得、このパル
スをトランジスタドライブ回路１７を介してチヨ
ツパ用パワトランジスタ１８のベースに加え、電
動機１１を定速制御するのが本方式である。この
方式の欠点は、TG１２の起電力が温度の影響を
受け易いため、回転数のドリフトが大きくなるこ
とである。このドリフト対策として第２図に示す
ようにPG１２′とＦ／Ｖ変換器１３′を使用した
周波数帰還方式があるが（その他の構成は第１図
に示すものと同じであるので同一符号で表し
た。）、両従来方式とも、パルス幅変調方式のた
め、波形発生回路１５から発振される三角波又は
鋸歯状波の周波数が一定であり、高速時はともか
く低速時におけるパワトランジスタ１８のスイツ
チングロスが不必要に大きくなるという欠点があ
る。

この点について更に詳述すれば、主回路のチヨ
ツパ用パワトランンジスタのパワ損失は次のよう
に与えられる。即ち、パワトランジスタのパワ損
失Pcはコレクタ電流icとコレクタエミツタ間電圧
V_CEの積で与えられ、スイツチング時の動作波形
は第３図に示すようになるから各動作区間におけ
る損失を計算することによりパワ損失を求めるこ
とができる。図中Ic及びIc offはそれぞれトラン
ジスタオン時のコレクタ電流及びオフ時のコレク
タもれ電流、V_CEoff及びV_CEsatはそれぞれトラン
ジスタカツトオフ時のコレクタエミツタ間電圧及
び飽和電圧、Ｔはスイツチングの周期、Tsはス
イツチング時の立上がり及び立下がり時間、
Toffはトランジスタのオフ区間、Tonはオン区
間を表わす。

トランジスタオフ時の１周期当りの損失Pc off
は次式で示される。

Pc off＝Toff・V_CEoff・Ic off … 同じくオン時の１周期当りの損失Pc onは次式
で示される。

Pc on＝Ton・V_CEsat・Ic … 次にスイツチング時の１周期当りのパワ損失
P_CSは、コレクタ電流ｉ（ｔ）及びコレクタエミツ
タ間電圧V_CE（ｔ）が i_CE＝I_c・ｔ／Ｔ， V_CE（ｔ）＝V_CEoff（１−ｔ／T_S） …… で与えられるから P_CS＝∫^Ts _pi_C（ｔ）V_CE（ｔ）dt ＝T_S・V_CEoff・I_C／６ … となる。

従つてトランジスタの全損失は次式によつて与
えられる。

この第６式の各項を検討すると、第１項及び第
２項の損失を小さくするにはトランジスタのV_CE
sat，Ic offを小さくする以外になく、これは使
用するパワトランンジスタの特性により定まる。
第３項の損失を小さくするにはスイツチング時間
T_Sを短かくするか又はスイツチング周波数Ｆ（＝
１／Ｔ）を低くする事が要求される。T_Sを小さ
くする方向としてはパワトランジスタとして高速
スイツチングトランジスタが開発され実用化され
つつある。一方、スイツチング周波数は制御装置
の過渡応答特性との兼ね合いで設定され、応答性
の良い制御装置を実現するためにはスイツチング
周波数を高くする必要性がある。しかし、従来の
チヨツパ式速度制御装置においてその過渡応答を
改善するためにチヨツパ周波数を必要以上に高く
しても、電動機の速度検出の応答速度によつて過
渡特性が制限を受けるため無意味である。

次に単相交流TGによる直流アナログ電圧帰還
方式及びPGによる周波数帰還方式の場合につい
ての回転数検出に於ける応答特性について説明す
る。

単相交流TGの出力電圧V_AC（ｔ）の振幅及び周
波数は次式に示すように電動機の回転数に比例す
る。

V_AC（ｔ）＝K₁Nsin（ω_ot）＝K₁Nsin（K₂Nt） … 但し、K₁，K₂；比例定数 ω_o；角速度（rad／sec）Ｎ；回転数（rps）このTGの出力電圧を第４図ａに示すような全
波整流回路にて整流すると、同図ｂに示す整流波
形が得られ、平均出力電圧₀₁は ₀₁＝2K₁N／π …… となつて、回転数に比例した直流電圧が得られる
が、この全波整流波形のままでは帰還電圧として
不適当であるため、第４図ａに示すような、R₁，
Ｃ，R₂による一次遅れのリツプルフイルタで平
滑化される。このフイルタの時定数をτとすれば
リツプルフアクタは２／３√１＋² ² _oで表わさ
れるから、リツプル電圧を充分小さくするために
は、１／√１＋² ² _o≪１即ち、 τω_o≫１ …… とする必要がある。ここで、ω_o＝2πf_o＝2π／T_o
（但し、f_oはTGの帰還周波数、T_oはその周期）
であるから第９式を満たすにはτ≫T_oの関係が
必要である。従つてリツプル電圧を小さくするた
めに、フイルタの時定数τが帰還周波数の周期よ
りも充分大きく選ばれることになるから、制御系
における帰還信号の遅れもフイルタの時定数に支
配されることになる。

次にPGによる周波数帰還方式について説明す
れば、帰還周波数信号f_fは電動機回転数Ｎに比例
するから、その比例定数K₂とすれば f_f＝K₂N …… で示され、更に帰還周波数f_fの周期をT_fとすれば T_f＝１／K₂N …… となる。即ち周波数／電圧変換は原理的にはT_f
なるアナログ時間をアナログ電圧に変換している
ことになる。従つてＦ／Ｖ変換器にいかなるもの
を使用しても帰還信号には周波数／電圧変換を使
用する限り、T_f＝１／K₂Nなる遅れが原理的に
存在する。

上述したように交流TGによる直流アナログ電
圧帰還方式ではTGの帰還交流信号周期よりも充
分大きな一次遅れ時定数によつて制御系における
帰還信号の遅れが決定され、またPGによる周波
数帰還方式においても帰還周波数の周期によつて
帰還信号の遅れが決定されるため、第１図及び第
２図に示す従来方式における波形発生回路１５の
基準三角波又は鋸歯状波の発振周波数を必要以上
に高くしても無意味であるばかりでなく、かえつ
て前掲第６式第３項の V_CEoff・I_C・T_S／3T＝V_CEoff・I_C・T_S・Ｆ／３なるスイツチング損失を大きくするだけである。

本発明は、かかる従来方式の欠点を解消し、特
に低速回転時におけるチヨツパトランジスタのス
イツチング損失を最小限にして効率の改善を図る
ことを目的とするものである。

以下、本発明を第５図及び第６図に示す構成の
制御装置に基いて説明する。図中１は電動機、２
はTG、２′はPG、３はAC／DC変換器、３′は
Ｆ／Ｖ変換器、４は偏差増幅回路、５はTG２又
はPG２′の周波数で発振周波数を制御される三角
波又は鋸歯状波発振回路、６は比較器、７はチヨ
ツパ用パワトランンジスタドライブ回路、８は
AC／DC変換器３の構成要素である全波整流器の
整流波形を整形する波形整形回路、９は速度指令
電圧を与える設定器、T_r1はチヨツパ用パワトラ
ンジスタである。第５図に示す制御装置では交流
タコメータジエネレータ（TG２）の交流電圧出
力を全波整流し、これを波形整形し、更にその周
波数で発振回路５の発振周波数を制御させること
によりTG２の帰還周波数に同期した三角波又は
鋸歯状波を発生させ、この波形と速度偏差に応じ
たアナログ電圧とを比較して回転数に応じたデユ
ーテイー比のスイツチングパルスを発生させてチ
ヨツパ用パワトランジスタT_r1を駆動するように
したものである。また、第６図に示す制御装置で
は、パルスジエネレータ（PG２′）のパルス出力
を発振回路５に与えて三角波又は鋸歯状波の発振
周波数を帰還周波数に同期させるようにしたもの
である。

このような方式とすることにより、主回路のト
ランジスタT_r1のスイツチング周波数を帰還周波
数と同期させることができ、チヨツパ方式の過渡
応答の良好さを最大限に生かしつつパワトランジ
スタのスイツチング時のパワ損失を最小にするこ
とが可能となる。

第７図〜第９図に示すのは、本発明の大きな構
成要素である発振回路の実施例である。順に説明
すると、第７図のｉに示す回路は演算増幅器を使
用した積分回路とトランジスタを使用したリセツ
ト回路によつて電動機の回転数Ｎに比例した周波
数ｆの鋸歯状波を発生させるものである。波形整
形回路８への入力信号はTG２の全波整流波形
（第７図のａ参照）であり、その繰り返し周波
数をｆとすれば周波数ｆのパルスが波形整形回路
８から出力される（同図ｂ参照）。このパルスは
次段のワンシヨツトマルチバイブレータ５１に入
力され、同図ｃに示すような周期Ｔのスイツチン
グパルスが出力され、トランジスタQ₁のベース
に加えられる。一方、演算増幅器５２の入力とし
ては電動機の回転数Ｎに比例したアナログ電圧―
K₁Nが与えられる。リセツトは、積分用コンデ
ンサＣの両端にトランジスタQ₁のコレクタ及び
エミツタを接続してスイツチングパルスのベース
入力によつてトランジスタQ₁が導通することに
よるコンデンサＣの放電によつて行なわれる。
今、リセツトが解除され、トランジスタQ₁がオ
フになつたとすると、積分回路の出力電圧V_Oは
次式によつて表わされる。

V_O＝K₁Nt／CR …… リセツト時から次にリセツト信号が入る迄の時間
ｔは、リセツト動作時間が周期Ｔに対して充分短
かいものとすると、ｔ＝Ｔ＝１／K₂Nとなるか
らこの時の出力電圧、即ちピーク電圧V_OPは第12
式にｔを代入して V_OP＝K₁N／K₂NCR＝K₁／K₂CR … となつて回転数Ｎには無関係になり、リセツトを
周期Ｔで行なうことにより振幅一定の鋸歯状波が
得られることになる（第７図のｄ参照）。

次に第８図に示す回路について説明すれば、
TG２又はPG２′の帰還周波数信号を波形整形回
路８に入力して電動機１の回転数に比例した周波
数でデユーテイー比50％の矩形波信号（第８図
のａ参照）を得、この信号で電子スイツチS₁をオ
ンオフさせる（同図ｂ参照）。演算増幅器５３に
は回転数Ｎに比例したアナログ電圧―K₁Nと、
インバータ５４によつて反転された電圧＋K₁N
とが、前者は抵抗Ｒを介し、後者は抵抗Ｒ／２及
びスイツチS₁を介してそれぞれ入力される。従つ
てスイツチS₁のオフ時においては、積分出力は V_O＝K₁Nt／RC …… なる直線変化で上昇し、半周期後には V_O1＝K₁NT／2RC …… という値になる。ここでＴ＝１／K₂Nであるか
ら第14式は下式のように置き換えられる。

V_O1＝K₁／2RCK₂ …… 次の半周期にスイツチS₁が閉じると、演算増幅
器５３の加算点には抵抗Ｒを介して流れ込む負の
電流（−ｉ）に加え、抵抗Ｒ／２を介して流れ込
む正の電流（＋2i）により積分器の出力は下式の
ようになる。

V_O＝V_O1−K₁Nt／RC …… 従つて次の半周期の終期にはV_Oは０となる。
即ち、積分器の出力は第８図のｃに示すように
振幅が回転数Ｎとは関係無く一定で周波数が回転
数に比例して同期する三角波となる。

次に、第９図に示す回路について説明すれ
ば、この回路は演算増幅器５５，５６及びトラン
ジスタQ₁，Q₂を使用した電圧／電流変換回路を
使用し、入力電圧V₁＝K₁Nに比例した電流源で
コンデンサＣを充電し、トランジスタQ₃により
入力周波数ｆ＝K₂Nに同期してコンデンサＣに
充電された電荷を放電（リセツト）させる構成で
ある。この回路に於いて、トランジスタQ₂のコ
レクタ電流は次式で与えられる。

I_C＝R₂K₁N／R₁R₃ …… トランジスタQ₃がオフして次にリセツトされ
るまでのコンデンサＣの端子電圧は次式で表わさ
れる。

V_O＝I_Cｔ／Ｃ＝R₂K₁Nt／R₁R₃C …… １周期後の出力電圧はリセツト時間を無視すると
ｔ＝Ｔ＝１／K₂Nであるから、第18式により V_O1＝R₂K₁／R₁R₃CK₂ …… となり、振幅一定で周波数は回転数Ｎに比例して
同期する鋸歯状波を得ることができる。第９図
のａは波形整形回路８の入力であるTGの全波整
数波形、ｂは波形整形回路８の出力波形、ｃはワ
ンシヨツトマルチバイブレータ５７の出力パルス
波形、ｄは出力用OPA５８の出力波形をそれぞ
れ示すものである。

以上述べてきた回路は、本発明の発振回路５の
実施例であつて、従来周知の回路構成により同期
発振回路を構成することもでき、これらの実施例
に限定されるものではない。

また、本発明は上述した直流電動機の制御のみ
ならず直流電動機界磁制御あるいは渦電流接手付
電動機の速度制御など広い範囲での応用が可能で
ある。

上述したように、本発明の電動機制御装置は、
電動機の回転数に比例した電圧信号と速度指令電
圧との偏差を、三角波又は鋸歯状波発振回路出力
と比較して前記偏差に応じたデユーテイ比のスイ
ツチングパルスを出力する比較器を備え、前記ス
イツチングパルスによりチヨツパトランジスタを
駆動して前記電動機を速度制御する電動機制御装
置において、前記発振回路を、前記電動機の回転
数に比例した電圧信号及び前記電動機の回転数に
比例した周波数信号を入力とし、振幅が回転数に
無関係に一定であり、周期が前記周波数信号に同
期した三角波又は鋸歯状波信号を出力とする構成
としたことを特徴としている。このため、従来の
ように基準三角波又は鋸歯状波の発振周波数を一
定としていた方式の制御装置に較べて、主回路の
チヨツパトランジスタのスイツチング損失を最小
とすることができ、チヨツパ方式の過渡応答の良
好さを最大限に生かすことができるという効果を
奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は従来方式の電動機制御装置
の構成を示す回路図、第３図はトランジスタの損
失を説明するための波形図、第４図はタコメータ
ジエネレータによる回転数検出の応答性を説明す
る説明図、第５図及び第６図はそれぞれ本発明の
実施例を示す回路図、第７図〜第９図はそれぞれ
発振回路の各実施例の構成及び動作を示す説明図
である。１：電動機、２：タコメータジエネレータ、
２′：パルスジエネレータ、３：AC／DC変換器、
３′：Ｆ／Ｖ変換器、４：偏差増幅回路、５：発
振回路、６：比較器、７：トランジスタドライブ
回路、８：波形整形回路、９：速度指令電圧設定
器。

Claims

【特許請求の範囲】１電動機の回転数に比例した電圧信号と速度指
令電圧との偏差を、三角波又は鋸歯状波発振回路
出力と比較して前記偏差に応じたデユーテイ比の
スイツチングパルスを出力する比較器を備え、前
記スイツチングパルスによりチヨツパトランジス
タを駆動して前記電動機を速度制御する電動機制
御装置において、前記発振回路を、前記電動機の回転数に比例し
た電圧信号及び前記電動機の回転数に比例した周
波数信号を入力とし、振幅が回転数に無関係に一
定であり、周期が前記周波数信号に同期した三角
波又は鋸歯状波信号を出力とする構成としたこと
を特徴とする電動機制御装置。２電動機の回転数検出器として交流タコメータ
ジエネレータを用いる場合には、三角波又は鋸歯
状波発振回路に対する入力として、当該交流タコ
メータジエネレータの交流出力信号を全波整流及
び波形整形して得られたパルスを用いることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の電動機制御
装置。３電動機の回転数検出器としてパルスジエネレ
ータを使用する場合には、三角波又は鋸歯状波発
振回路に対する入力として、当該パルスジエネレ
ータの出力を用いることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の電動機制御装置。４三角波又は鋸歯状波発振回路は、その発振さ
れる三角波又は鋸歯状波の振幅が電動機の回転数
に関係なく一定となるように当該電動機の回転数
に比例した直流アナログ電圧信号により振幅制御
される構成とした特許請求の範囲第１項、第２項
又は第３項記載の電動機制御装置。