JPS6347281B2 - - Google Patents
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- JPS6347281B2 JPS6347281B2 JP57019004A JP1900482A JPS6347281B2 JP S6347281 B2 JPS6347281 B2 JP S6347281B2 JP 57019004 A JP57019004 A JP 57019004A JP 1900482 A JP1900482 A JP 1900482A JP S6347281 B2 JPS6347281 B2 JP S6347281B2
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- JP
- Japan
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- transistor
- emitter
- collector
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- transistors
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 12
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/0014—Structural aspects of oscillators
- H03B2200/0026—Structural aspects of oscillators relating to the pins of integrated circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0062—Bias and operating point
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、２つのトランジスタを有する水晶発
振器であつて、これらトランジスタのコレクタの
各々をコレクタインピーダンスを経て直流電圧源
の一方の極に接続するとともに少くとも１つの半
導体接合を経て他方のトランジスタのベースに結
合し、水晶共振子を有する２端子回路網を第１ト
ランジスタのエミツタに接続した水晶発振器に関
するものである。
振器であつて、これらトランジスタのコレクタの
各々をコレクタインピーダンスを経て直流電圧源
の一方の極に接続するとともに少くとも１つの半
導体接合を経て他方のトランジスタのベースに結
合し、水晶共振子を有する２端子回路網を第１ト
ランジスタのエミツタに接続した水晶発振器に関
するものである。
このような水晶発振器は米国特許第3824491号
明細書に記載されており、この米国特許明細書の
水晶発振器においては、２つのトランジスタのエ
ミツタの各々は直流電流源を経て接地されている
とともに水晶共振子を有する２端子回路網を経て
相互接続されている。またトランジスタはすべて
同一導電型であり、従つて回路は根本的に集積回
路の形態で製造しうる。しかし、水晶共振子を有
する２端子回路網を接続するのに２つの端子が必
要である。
明細書に記載されており、この米国特許明細書の
水晶発振器においては、２つのトランジスタのエ
ミツタの各々は直流電流源を経て接地されている
とともに水晶共振子を有する２端子回路網を経て
相互接続されている。またトランジスタはすべて
同一導電型であり、従つて回路は根本的に集積回
路の形態で製造しうる。しかし、水晶共振子を有
する２端子回路網を接続するのに２つの端子が必
要である。
更に、定期刊行物“Funkschau”1980、Vol.20
には、互いに反対の導電型の２つのトランジスタ
を有する水晶発振器が記載されており、この場合
これらトランジスタの各々はコレクタおよびエミ
ツタインピーダンスを有し、これらトランジスタ
の各々のベース端子は他方のトランジスタのコレ
クタ岐路に直接接続され、共振子を有する２端子
回路網はエミツタ抵抗と並列に配置されている。
しかし、トランジスタは互いに反対の導電型であ
る為、この回路を集積回路の形態で造るのが困難
である。更に、少くとも１つのトランジスタのコ
レクタ―ベースダイオード（接合が導通してしま
い、このトランジスタが飽和状態になつてしまう
おそれがある。これに関連してトランジスタ中の
電荷キヤリアが減少することにより遅延を生ぜし
め、この遅延の為に少くとも5MHz以上の周波数
では発振周波数がもはや水晶結晶のみで決まらな
くなるようになる。
には、互いに反対の導電型の２つのトランジスタ
を有する水晶発振器が記載されており、この場合
これらトランジスタの各々はコレクタおよびエミ
ツタインピーダンスを有し、これらトランジスタ
の各々のベース端子は他方のトランジスタのコレ
クタ岐路に直接接続され、共振子を有する２端子
回路網はエミツタ抵抗と並列に配置されている。
しかし、トランジスタは互いに反対の導電型であ
る為、この回路を集積回路の形態で造るのが困難
である。更に、少くとも１つのトランジスタのコ
レクタ―ベースダイオード（接合が導通してしま
い、このトランジスタが飽和状態になつてしまう
おそれがある。これに関連してトランジスタ中の
電荷キヤリアが減少することにより遅延を生ぜし
め、この遅延の為に少くとも5MHz以上の周波数
では発振周波数がもはや水晶結晶のみで決まらな
くなるようになる。
本発明の目的は、同一導電型のトランジスタを
用いることができる水晶発振器回路であつて、こ
の回路の能動素子および受動素子（水晶共振子を
具える２端子回路網を除く）を集積回路形態で製
造でき、２端子回路網の接続には１つの追加の外
部端子のみしか必要とせず、発振周波数が飽和現
象により著しい悪影響を受けないようにした水晶
発振器回路を提供せんとするにある。
用いることができる水晶発振器回路であつて、こ
の回路の能動素子および受動素子（水晶共振子を
具える２端子回路網を除く）を集積回路形態で製
造でき、２端子回路網の接続には１つの追加の外
部端子のみしか必要とせず、発振周波数が飽和現
象により著しい悪影響を受けないようにした水晶
発振器回路を提供せんとするにある。
本発明は、２つのトランジスタを有する水晶発
振器であつて、これらトランジスタのコレクタの
各々をコレクタインピーダンスを経て直流電圧源
の一方の極に接続するとともに少くとも１つの半
導体接合を経て他方のトランジスタのベースに結
合し、水晶共振子を有する２端子回路網を第１ト
ランジスタのエミツタに接続した水晶発振器にお
いて、第１および第２トランジスタのエミツタの
各々を、直流に対し導電性のエミツタインピーダ
ンスを経て前記の直流電圧源の他方の極に接続
し、前記のエミツタインピーダンスの積をコレク
タインピーダンスの積よりも大きくし、前記の２
端子回路網を１つのトランジスタのエミツタイン
ピーダンスと並列に配置し、前記の直流電圧源の
供給電圧を、第１トランジスタおよび第２トラン
ジスタのコレクタ―ベースダイオードが常に非導
通状態にある程度に低く選択したことを特徴とす
る。
振器であつて、これらトランジスタのコレクタの
各々をコレクタインピーダンスを経て直流電圧源
の一方の極に接続するとともに少くとも１つの半
導体接合を経て他方のトランジスタのベースに結
合し、水晶共振子を有する２端子回路網を第１ト
ランジスタのエミツタに接続した水晶発振器にお
いて、第１および第２トランジスタのエミツタの
各々を、直流に対し導電性のエミツタインピーダ
ンスを経て前記の直流電圧源の他方の極に接続
し、前記のエミツタインピーダンスの積をコレク
タインピーダンスの積よりも大きくし、前記の２
端子回路網を１つのトランジスタのエミツタイン
ピーダンスと並列に配置し、前記の直流電圧源の
供給電圧を、第１トランジスタおよび第２トラン
ジスタのコレクタ―ベースダイオードが常に非導
通状態にある程度に低く選択したことを特徴とす
る。
正弦波状の出力信号を極めて高い周波数で発生
せしめる本発明発振器回路は２つのトランジスタ
を有し、これらトランジスタのコレクタの各々は
少くとも１つの半導体接合により他方のトランジ
スタのベースに結合し、ループを形成している。
このループのループ利得は前記のトランジスタの
利得の積により決定される。各トランジスタの利
得は当該トランジスタのコレクタインピーダンス
とエミツタインピーダンスとの比により決定され
る。これらトランジスタのコレクタインピーダン
スの積をエミツタインピーダンスの積よりも低く
選択することにより、ループ利得は一方のトラン
ジスタの負荷（水晶共振子）の共振周波数以外の
すべての周波数で１よりも低い値に保たれ、これ
により発振器回路がこの負荷の共振周波数以外の
いかなる周波数でも発振しないようになる。この
負荷の共振周波数では、水晶共振子とこの水晶共
振子に対し並列に配置されているエミツタインピ
ーダンスとの並列回路のインピーダンスが、ルー
プ利得が１よりも大きくなる程度に低い為、発振
器回路は水晶共振子の前記の共振周波数で発振す
る。直流電圧源の供給電圧を充分低く選択する
と、発振器回路の各トランジスタのコレクタ―ベ
ースダイオードが発振のあらゆる相において非導
通状態に維持され、各トランジスタが飽和せず、
その動作が早くなる。
せしめる本発明発振器回路は２つのトランジスタ
を有し、これらトランジスタのコレクタの各々は
少くとも１つの半導体接合により他方のトランジ
スタのベースに結合し、ループを形成している。
このループのループ利得は前記のトランジスタの
利得の積により決定される。各トランジスタの利
得は当該トランジスタのコレクタインピーダンス
とエミツタインピーダンスとの比により決定され
る。これらトランジスタのコレクタインピーダン
スの積をエミツタインピーダンスの積よりも低く
選択することにより、ループ利得は一方のトラン
ジスタの負荷（水晶共振子）の共振周波数以外の
すべての周波数で１よりも低い値に保たれ、これ
により発振器回路がこの負荷の共振周波数以外の
いかなる周波数でも発振しないようになる。この
負荷の共振周波数では、水晶共振子とこの水晶共
振子に対し並列に配置されているエミツタインピ
ーダンスとの並列回路のインピーダンスが、ルー
プ利得が１よりも大きくなる程度に低い為、発振
器回路は水晶共振子の前記の共振周波数で発振す
る。直流電圧源の供給電圧を充分低く選択する
と、発振器回路の各トランジスタのコレクタ―ベ
ースダイオードが発振のあらゆる相において非導
通状態に維持され、各トランジスタが飽和せず、
その動作が早くなる。
本発明の他の例においては、コレクタインピー
ダンスとエミツタインピーダンスとの比を双方の
トランジスタに対し同一とし、２つのトランジス
タのコレクタ電極の各々をそれぞれ同数の半導体
接合を経て他方のトランジスタのベースに結合
し、前記の半導体接合はエミツタホロワの形態に
するのが好ましい。このようにすることによりこ
れらのエミツタホロワの出力端に同じ直流電圧が
生じ、従つてこれにより対称的な入力端を有する
次の回路段を駆動せしめることができる。
ダンスとエミツタインピーダンスとの比を双方の
トランジスタに対し同一とし、２つのトランジス
タのコレクタ電極の各々をそれぞれ同数の半導体
接合を経て他方のトランジスタのベースに結合
し、前記の半導体接合はエミツタホロワの形態に
するのが好ましい。このようにすることによりこ
れらのエミツタホロワの出力端に同じ直流電圧が
生じ、従つてこれにより対称的な入力端を有する
次の回路段を駆動せしめることができる。
図面につき本発明を説明する。
第１図は本発明の水晶発振器の一例の回路を示
し、この回路はトランジスタ１を有し、このトラ
ンジスタのエミツタは1KΩの抵抗３を経て接地
する。トランジスタ１のコレクタは500Ωの抵抗
４を経て正の供給電圧の点に接続するとともにト
ランジスタ５のベースに接続し、このトランジス
タ５のエミツタはトランジスタ２のベースに接続
し、トランジスタ５のコレクタは前記の正の供給
電圧の点に接続する。
し、この回路はトランジスタ１を有し、このトラ
ンジスタのエミツタは1KΩの抵抗３を経て接地
する。トランジスタ１のコレクタは500Ωの抵抗
４を経て正の供給電圧の点に接続するとともにト
ランジスタ５のベースに接続し、このトランジス
タ５のエミツタはトランジスタ２のベースに接続
し、トランジスタ５のコレクタは前記の正の供給
電圧の点に接続する。
トランジスタ２のエミツタは1KΩの抵抗６と
2pＦのコンデンサ７とを経て接地し、このコンデ
ンサ７は発振周波数の範囲内の周波数でループ利
得が減少するのを防止する機能を達成する為に上
記の抵抗６と並列に接続する。発振周波数でのト
ランジスタの利得の減少が極めてわずかである場
合にはこのコンデンサを省略することができる。
トランジスタ２のコレクタは500Ωの抵抗８を経
て正の供給電圧の点に接続するとともににトラン
ジスタ９のベースに接続し、このトランジスタ９
のエミツタはトランジスタ１のベースに接続し、
トランジスタ９のコレクタも正の供給電圧の点に
接続する。トランジスタはすべて同一導電型
（npn）とする。
2pＦのコンデンサ７とを経て接地し、このコンデ
ンサ７は発振周波数の範囲内の周波数でループ利
得が減少するのを防止する機能を達成する為に上
記の抵抗６と並列に接続する。発振周波数でのト
ランジスタの利得の減少が極めてわずかである場
合にはこのコンデンサを省略することができる。
トランジスタ２のコレクタは500Ωの抵抗８を経
て正の供給電圧の点に接続するとともににトラン
ジスタ９のベースに接続し、このトランジスタ９
のエミツタはトランジスタ１のベースに接続し、
トランジスタ９のコレクタも正の供給電圧の点に
接続する。トランジスタはすべて同一導電型
（npn）とする。
前記の正の供給電圧はトランジスタ１３のエミ
ツタにより供給し、このトランジスタ１３はエミ
ツタホロワとして接続し、このトランジスタのコ
レクタは一層正の直流電圧、例えば＋10Vの点
UAに接続するとともに抵抗１４を経て、順方向
で直列に接続された６個のダイオードより成るバ
イアス電圧発生器１５に接続する。上記の各ダイ
オードは、ベースをコレクタに接続したトランジ
スタの形態にすることができる。抵抗１４とバイ
アス電圧発生器１５との相互接続点（この相互接
続点にトランジスタ１３のベースを接続する）に
おける電位は、順方向に接続された１個のトラン
ジスタのベース・エミツタ電圧ubeの６倍である。
トランジスタ１３のエミツタにおける電位はこの
トランジスタのベース―エミツタバイアス電位の
値だけ上記の相互接続点の電位より低くなる。す
なわち、発振器回路の供給電圧は１個のトラジス
タのベース―エミツタ電圧の５倍、従つて3V〜
4Vとなる。
ツタにより供給し、このトランジスタ１３はエミ
ツタホロワとして接続し、このトランジスタのコ
レクタは一層正の直流電圧、例えば＋10Vの点
UAに接続するとともに抵抗１４を経て、順方向
で直列に接続された６個のダイオードより成るバ
イアス電圧発生器１５に接続する。上記の各ダイ
オードは、ベースをコレクタに接続したトランジ
スタの形態にすることができる。抵抗１４とバイ
アス電圧発生器１５との相互接続点（この相互接
続点にトランジスタ１３のベースを接続する）に
おける電位は、順方向に接続された１個のトラン
ジスタのベース・エミツタ電圧ubeの６倍である。
トランジスタ１３のエミツタにおける電位はこの
トランジスタのベース―エミツタバイアス電位の
値だけ上記の相互接続点の電位より低くなる。す
なわち、発振器回路の供給電圧は１個のトラジス
タのベース―エミツタ電圧の５倍、従つて3V〜
4Vとなる。
上述した条件の下では、後述するように抵抗４
および８のそれぞれの両端間の電圧降下を1ubeと
なるようにこれら抵抗の値を選択する為、トラン
ジスタ１および２のコレクタ直流電圧は4ubeとな
り、エミツタホロワ５および９のエミツタ電位
は、従つてトランジスタ１および２のベース電位
も3ubeとなる。トランジスタ１のエミツタ抵抗３
にはこれと並列に、22pＦのコンデンサ１０（こ
のコンデンサは所望に応じ省略することができ
る）と、13.8MHzに対する水晶共振子１１との直
列回路より成る２端子回路網を接続する。この２
端子回路網の一方の端子は接地し、他方の端子
は、トランジスタ１のエミツタに直接接続された
端子１２に接続する。
および８のそれぞれの両端間の電圧降下を1ubeと
なるようにこれら抵抗の値を選択する為、トラン
ジスタ１および２のコレクタ直流電圧は4ubeとな
り、エミツタホロワ５および９のエミツタ電位
は、従つてトランジスタ１および２のベース電位
も3ubeとなる。トランジスタ１のエミツタ抵抗３
にはこれと並列に、22pＦのコンデンサ１０（こ
のコンデンサは所望に応じ省略することができ
る）と、13.8MHzに対する水晶共振子１１との直
列回路より成る２端子回路網を接続する。この２
端子回路網の一方の端子は接地し、他方の端子
は、トランジスタ１のエミツタに直接接続された
端子１２に接続する。
２つのトランジスタ１および２の利得は、水晶
共振子の負荷共振周波数を除いたあらゆる周波数
でエミツタ抵抗３，６およびコレクタ抵抗４，８
のみに殆んど依存する（エミツタホロワ５，９の
利得は１とする）。上述した条件の下では利得は
約0.5である為、ループ利得は0.25となり、この
ことは回路がこれらの周波数で発振しえないとい
うことを意味する。しかし負荷共振周波数では２
端子回路網１０，１１がトランジスタ１のエミツ
タ抵抗３よりも本質的に低いインピーダンスを構
成する為、この周波数におけるその利得は可成り
高くなる。水晶共振子１１の直列抵抗が充分に低
い場合（上述した例では100Ω以下である場合）
にはループ利得は１より大きくなり、従つて回路
は負荷共振周波数で発振する。発振器電圧はエミ
ツタホロワとして接続したトランジスタ５および
９のエミツタ間から取出すことができる。
共振子の負荷共振周波数を除いたあらゆる周波数
でエミツタ抵抗３，６およびコレクタ抵抗４，８
のみに殆んど依存する（エミツタホロワ５，９の
利得は１とする）。上述した条件の下では利得は
約0.5である為、ループ利得は0.25となり、この
ことは回路がこれらの周波数で発振しえないとい
うことを意味する。しかし負荷共振周波数では２
端子回路網１０，１１がトランジスタ１のエミツ
タ抵抗３よりも本質的に低いインピーダンスを構
成する為、この周波数におけるその利得は可成り
高くなる。水晶共振子１１の直列抵抗が充分に低
い場合（上述した例では100Ω以下である場合）
にはループ利得は１より大きくなり、従つて回路
は負荷共振周波数で発振する。発振器電圧はエミ
ツタホロワとして接続したトランジスタ５および
９のエミツタ間から取出すことができる。
トランジスタ１のコレクタにおける発振信号の
振幅は、特定の値の供給電圧ではトランジスタの
ベース―エミツタ電圧に等しい抵抗４における直
流電圧降下よりも高くならない。飽和に関して臨
界的な発振の瞬時には、すなわちトランジスタ１
のコレクタ電位がその最低値（3ube：後に詳細に
説明する第２図の波形をも参照のこと）になる
と、トランジスタ２のコレクタ電位は4.5ubeとな
り、トランジスタ１のベース電位は3.5ubeとなる
為、トランジスタ１のベース電位はそのコレクタ
の電位よりもベース―エミツタバイアス電圧の２
分の１だけ正になるだけであり、このことはトラ
ンジスタ１のコレクタ―ベースダイオードを導通
させるのにまたこのトランジスタを飽和させるの
に不充分である。従つて発振器の周波数は飽和現
象により影響を受けない。
振幅は、特定の値の供給電圧ではトランジスタの
ベース―エミツタ電圧に等しい抵抗４における直
流電圧降下よりも高くならない。飽和に関して臨
界的な発振の瞬時には、すなわちトランジスタ１
のコレクタ電位がその最低値（3ube：後に詳細に
説明する第２図の波形をも参照のこと）になる
と、トランジスタ２のコレクタ電位は4.5ubeとな
り、トランジスタ１のベース電位は3.5ubeとなる
為、トランジスタ１のベース電位はそのコレクタ
の電位よりもベース―エミツタバイアス電圧の２
分の１だけ正になるだけであり、このことはトラ
ンジスタ１のコレクタ―ベースダイオードを導通
させるのにまたこのトランジスタを飽和させるの
に不充分である。従つて発振器の周波数は飽和現
象により影響を受けない。
原理的には２つのトランジスタ１および２の
各々のコレクタは１個よりも多いエミツタホロワ
を経て他方のトランジスタのベースに接続するこ
とができる。このようにすると実際に発振器の価
格が増大するも、２つのトランジスタ１および２
の一方が飽和状態に駆動されるおそれがなく、供
給電圧を高く、従つて発振器の振幅を高くするこ
とができる。また、コレクタ抵抗およびエミツタ
抵抗間の比は必ずしも双方のトランジスタに対し
等しくする必要はなく、また0.5にする必要もな
い。しかし、これらの抵抗は、２端子回路網１
０，１１が分離されている際にループ利得が常に
１よりも小さくなるような値にすることが重要で
ある。
各々のコレクタは１個よりも多いエミツタホロワ
を経て他方のトランジスタのベースに接続するこ
とができる。このようにすると実際に発振器の価
格が増大するも、２つのトランジスタ１および２
の一方が飽和状態に駆動されるおそれがなく、供
給電圧を高く、従つて発振器の振幅を高くするこ
とができる。また、コレクタ抵抗およびエミツタ
抵抗間の比は必ずしも双方のトランジスタに対し
等しくする必要はなく、また0.5にする必要もな
い。しかし、これらの抵抗は、２端子回路網１
０，１１が分離されている際にループ利得が常に
１よりも小さくなるような値にすることが重要で
ある。
２つのトランジスタ１および２の利得を互いに
等しく選択し、コレクタを同一個数のエミツタホ
ロワを経て他方のトランジスタのベースに接続す
れば、トランジスタ１および２のコレクタ―ベー
スダイオードは、式 ｍ＜（ｎ＋１）・（ｋ＋１） が満足された際に導通状態とならない。ここにｋ
はトランジスタのエミツタ抵抗とコレクタ抵抗と
の比であり、従つて例えば抵抗３と抵抗４との比
であり、ｎは一方のトランジスタのコレクタを他
方のトランジスタのベースに結合する為の半導体
接合或いはエミツタホロワの個数であり、ｍは１
個のトランジスタのベース―エミツタ電圧に対す
る発振器回路の供給電圧（トランジスタ１３のエ
ミツタ電圧）の倍数を表わす数である。上述した
ことは、発振器回路のすべてのトランジスタのベ
ース―エミツタ電圧が互いに等しいということ、
およびベース電位がベース―エミツタ電圧だけコ
レクタ電位よりも正になつた際に（npnトランジ
スタの場合）、トランジスタのコレクタ―ベース
通路が導通するということの仮定を基にしたもの
である。コレクタ―ベース通路がより低い値です
でに導通する場合には、供給電圧をもより低くす
る必要がある。これとは逆の場合には供給電圧を
更に高くすることができる。
等しく選択し、コレクタを同一個数のエミツタホ
ロワを経て他方のトランジスタのベースに接続す
れば、トランジスタ１および２のコレクタ―ベー
スダイオードは、式 ｍ＜（ｎ＋１）・（ｋ＋１） が満足された際に導通状態とならない。ここにｋ
はトランジスタのエミツタ抵抗とコレクタ抵抗と
の比であり、従つて例えば抵抗３と抵抗４との比
であり、ｎは一方のトランジスタのコレクタを他
方のトランジスタのベースに結合する為の半導体
接合或いはエミツタホロワの個数であり、ｍは１
個のトランジスタのベース―エミツタ電圧に対す
る発振器回路の供給電圧（トランジスタ１３のエ
ミツタ電圧）の倍数を表わす数である。上述した
ことは、発振器回路のすべてのトランジスタのベ
ース―エミツタ電圧が互いに等しいということ、
およびベース電位がベース―エミツタ電圧だけコ
レクタ電位よりも正になつた際に（npnトランジ
スタの場合）、トランジスタのコレクタ―ベース
通路が導通するということの仮定を基にしたもの
である。コレクタ―ベース通路がより低い値です
でに導通する場合には、供給電圧をもより低くす
る必要がある。これとは逆の場合には供給電圧を
更に高くすることができる。
第２図はｍ＝５、ｎ＝１、ｋ＝２とした場合の
波形を示し、第３図はｍ＝10、ｎ＝２、ｋ＝３と
した場合の波形を示す。
波形を示し、第３図はｍ＝10、ｎ＝２、ｋ＝３と
した場合の波形を示す。
これら第２および３図の各々において右側の波
形（トランジスタ１の波形）と左側の波形（トラ
ンジスタ２の波形）とは同時に生じる１サイクル
分を示してあり、右側の瞬時t1およびt2と左側の
瞬時t1およびt2とがそれぞれ対応する。尚、第２
および３図でトランジスタ１のエミツタ波形はト
ランジスタの飽和を論ずる上で関係ないため省略
した。飽和はトランジスタのベース電圧からこれ
と同じトランジスタのコレクタ電圧を引いた値が
1ubeよりも大きくなつた場合に生じる。
形（トランジスタ１の波形）と左側の波形（トラ
ンジスタ２の波形）とは同時に生じる１サイクル
分を示してあり、右側の瞬時t1およびt2と左側の
瞬時t1およびt2とがそれぞれ対応する。尚、第２
および３図でトランジスタ１のエミツタ波形はト
ランジスタの飽和を論ずる上で関係ないため省略
した。飽和はトランジスタのベース電圧からこれ
と同じトランジスタのコレクタ電圧を引いた値が
1ubeよりも大きくなつた場合に生じる。
これら第２および３図の２例において、破線は
各部の電位ｕをトランジスタのベース―エミツタ
電圧ubeで正規化して示している。これらの例の
各々では、簡単の為にトランジスタ１および２の
双方の直流設定電圧を同一に選択している。これ
らの直流電位は以下のようにして得ることができ
る。
各部の電位ｕをトランジスタのベース―エミツタ
電圧ubeで正規化して示している。これらの例の
各々では、簡単の為にトランジスタ１および２の
双方の直流設定電圧を同一に選択している。これ
らの直流電位は以下のようにして得ることができ
る。
前記のｎ個の半導体接合を経る前述した固定結
合の為に、トランジスタ１或いは２の直流コレク
タ電位と他方のトランジスタ２或いは１の直流ベ
ース電位との差はｎ・ubeに等しく、またこれら
双方のトランジスタの直流設定電圧は互いに等し
い為に、トランジスタの直流コレクタ電位と、こ
れと同じトランジスタの直流ベース電位との間の
差もｎ・ubeに等しい。従つて、トランジスタの
直流コレクタ電位と、これと同じトランジスタの
直流エミツタ電位との間の差はこのトランジスタ
のベース・エミツタ電位が1ubeである為（ｎ＋
１）・ubeに等しく、従つて各トランジスタのコレ
クタ抵抗の直流電圧降下およびエミツタ抵抗降下
の和は発振器回路の供給電圧ｍ・ubeから前記の
差（ｎ＋１）・ubeを引いた値〔ｍ−（ｎ＋１）〕・
ubeとなる。トランジスタのエミツタ抵抗の値は
このトランジスタのコレクタ抵抗のｋ倍である
為、トランジスタのエミツタ抵抗の直流電圧降下
は ｋ／ｋ＋１・〔ｍ−（ｎ＋１）〕・ube となり、コレクタ抵抗の直流電圧降下は １／ｋ＋１・〔ｍ−（ｎ＋１）〕・ube となる。ただし、トランジスタのコレクタ抵抗と
エミツタ抵抗とに同じ電流が流れるものとする。
合の為に、トランジスタ１或いは２の直流コレク
タ電位と他方のトランジスタ２或いは１の直流ベ
ース電位との差はｎ・ubeに等しく、またこれら
双方のトランジスタの直流設定電圧は互いに等し
い為に、トランジスタの直流コレクタ電位と、こ
れと同じトランジスタの直流ベース電位との間の
差もｎ・ubeに等しい。従つて、トランジスタの
直流コレクタ電位と、これと同じトランジスタの
直流エミツタ電位との間の差はこのトランジスタ
のベース・エミツタ電位が1ubeである為（ｎ＋
１）・ubeに等しく、従つて各トランジスタのコレ
クタ抵抗の直流電圧降下およびエミツタ抵抗降下
の和は発振器回路の供給電圧ｍ・ubeから前記の
差（ｎ＋１）・ubeを引いた値〔ｍ−（ｎ＋１）〕・
ubeとなる。トランジスタのエミツタ抵抗の値は
このトランジスタのコレクタ抵抗のｋ倍である
為、トランジスタのエミツタ抵抗の直流電圧降下
は ｋ／ｋ＋１・〔ｍ−（ｎ＋１）〕・ube となり、コレクタ抵抗の直流電圧降下は １／ｋ＋１・〔ｍ−（ｎ＋１）〕・ube となる。ただし、トランジスタのコレクタ抵抗と
エミツタ抵抗とに同じ電流が流れるものとする。
上述したところから明らかなように、第３図の
例ではトランジスタ１および２のエミツタの直流
電位は ３／３＋１・〔10−（２＋１）〕・ube＝５ １／４ube
とな り、ベースの直流電位はこれよりも1ubeだけ高
く、従つて ６ １／４ube となり、コレクタの直流電位はこのベース電位よ
りもｎ・ube＝2ubeだけ高く、従つて ８ １／４ube となる。
例ではトランジスタ１および２のエミツタの直流
電位は ３／３＋１・〔10−（２＋１）〕・ube＝５ １／４ube
とな り、ベースの直流電位はこれよりも1ubeだけ高
く、従つて ６ １／４ube となり、コレクタの直流電位はこのベース電位よ
りもｎ・ube＝2ubeだけ高く、従つて ８ １／４ube となる。
一方、第２図の例では、エミツタの直流電位は
２／２＋１・〔５−（１＋１）〕・ube＝2ubeとなり、
従 つてベースの直流電位は 3ube となり、コレクタの直流電位は 4ube となる。
従 つてベースの直流電位は 3ube となり、コレクタの直流電位は 4ube となる。
トランジスタ１および２の直流設定電圧には発
振により交流正弦波電圧が重畳される。各トラン
ジスタの交流ベースおよび交流コレクタ電位は互
いに逆相である。その理由は、ベース電位が低く
なるものとすると、エミツタ電位も低くなり、従
つてエミツタ電流が小さくなり、このことはコレ
クタ電流が小さくなるということを意味し、従つ
てコレクタ抵抗の電圧降下が小さくなり、コレク
タ電位が高くなる為である。直流設定電圧に重畳
されるこれらの交流電圧を第２および３図に実線
波形で示してある。
振により交流正弦波電圧が重畳される。各トラン
ジスタの交流ベースおよび交流コレクタ電位は互
いに逆相である。その理由は、ベース電位が低く
なるものとすると、エミツタ電位も低くなり、従
つてエミツタ電流が小さくなり、このことはコレ
クタ電流が小さくなるということを意味し、従つ
てコレクタ抵抗の電圧降下が小さくなり、コレク
タ電位が高くなる為である。直流設定電圧に重畳
されるこれらの交流電圧を第２および３図に実線
波形で示してある。
発振動作は以下のようにして得られる。
トランジスタ１のエミツタに結合された水晶共
振子はこのエミツタの直流設定電圧に小振幅の波
形を重畳させる。この小振幅波形はループ利得に
より増幅され、この増幅された波形が再びループ
利得により増幅され、以下同様にしてトランジス
タ１の最大コレクタ電位が発振器回路の供給電圧
ｍ・ubeに等しくなるまで増幅される。この飽和
が得られると、トランジスタ１のコレクタ信号振
幅が更に増大できない為、安定状態が生じ、この
安定状態ではトランジスタ１のコレクタ信号振幅
が、ｎ個の半導体接合を経る固定結合の為に、ト
ランジスタ２のコレクタ信号振幅のｋ倍であるト
ランジスタ２のベースおよびエミツタ信号の振幅
に等しくなり、このトランジスタ２のコレクタ信
号振幅は前記の固定結合の為にトランジスタ１の
ベース信号の振幅に等しくなる。トランジスタ２
のエミツタ信号振幅はコレクタ信号振幅のｋ倍で
ある。その理由は、ベース電流を無視するものと
すると、トランジスタ２のエミツタおよびコレク
タ抵抗に同じ電流が流れ、しかもエミツタ抵抗６
の値はコレクタ抵抗８の値のｋ倍である為であ
る。
振子はこのエミツタの直流設定電圧に小振幅の波
形を重畳させる。この小振幅波形はループ利得に
より増幅され、この増幅された波形が再びループ
利得により増幅され、以下同様にしてトランジス
タ１の最大コレクタ電位が発振器回路の供給電圧
ｍ・ubeに等しくなるまで増幅される。この飽和
が得られると、トランジスタ１のコレクタ信号振
幅が更に増大できない為、安定状態が生じ、この
安定状態ではトランジスタ１のコレクタ信号振幅
が、ｎ個の半導体接合を経る固定結合の為に、ト
ランジスタ２のコレクタ信号振幅のｋ倍であるト
ランジスタ２のベースおよびエミツタ信号の振幅
に等しくなり、このトランジスタ２のコレクタ信
号振幅は前記の固定結合の為にトランジスタ１の
ベース信号の振幅に等しくなる。トランジスタ２
のエミツタ信号振幅はコレクタ信号振幅のｋ倍で
ある。その理由は、ベース電流を無視するものと
すると、トランジスタ２のエミツタおよびコレク
タ抵抗に同じ電流が流れ、しかもエミツタ抵抗６
の値はコレクタ抵抗８の値のｋ倍である為であ
る。
前述した極めて高い周波数で発振せしめうるよ
うにする為には、トランジスタを飽和させないこ
とが重要である。その理由は、飽和したトランジ
スタの動作はあまりにも遅い為である。トランジ
スタのコレクタ―ベースダイオードが導通状態に
ある場合、このトランジスタを“飽和”トランジ
スタと称する。発振器回路の供給電圧ｍ・ubeを
前述した式 ｍ＜（ｎ＋１）・（ｋ＋１） で表わしたように充分低く選択した場合には、ト
ランジスタ１および２のコレクタ―ベースダイオ
ードは常に非導通状態にある。上記の式は以下の
ようにして導出することができる。
うにする為には、トランジスタを飽和させないこ
とが重要である。その理由は、飽和したトランジ
スタの動作はあまりにも遅い為である。トランジ
スタのコレクタ―ベースダイオードが導通状態に
ある場合、このトランジスタを“飽和”トランジ
スタと称する。発振器回路の供給電圧ｍ・ubeを
前述した式 ｍ＜（ｎ＋１）・（ｋ＋１） で表わしたように充分低く選択した場合には、ト
ランジスタ１および２のコレクタ―ベースダイオ
ードは常に非導通状態にある。上記の式は以下の
ようにして導出することができる。
ベース電位がベース―エミツタ電圧だけコレク
タ電位よりも正になつた際にトランジスタ（npn
トランジスタ）のコレクタ―ベース通路が導通す
るという前述した説明から明らかなように、最大
のベース電位から最小のコレクタ電位を引いた値
がubeよりも小さければ、飽和は生じない。
タ電位よりも正になつた際にトランジスタ（npn
トランジスタ）のコレクタ―ベース通路が導通す
るという前述した説明から明らかなように、最大
のベース電位から最小のコレクタ電位を引いた値
がubeよりも小さければ、飽和は生じない。
最小のコレクタ電位は直流コレクタ電位Ucか
らコレクタ信号の振幅ucを引いた値である。この
コレクタ信号振幅ucはコレクタ抵抗の直流電圧降
下、すなわち、 １／ｋ＋１・〔ｍ―（ｎ＋１）〕・ube に等しい。最大ベース電位は直流ベース電位UB
にベース信号振幅uBを加えた値である。直流コレ
クタ電位Ucは直流ベース電位UBにn.ubeを加えた
値である。
らコレクタ信号の振幅ucを引いた値である。この
コレクタ信号振幅ucはコレクタ抵抗の直流電圧降
下、すなわち、 １／ｋ＋１・〔ｍ―（ｎ＋１）〕・ube に等しい。最大ベース電位は直流ベース電位UB
にベース信号振幅uBを加えた値である。直流コレ
クタ電位Ucは直流ベース電位UBにn.ubeを加えた
値である。
上述したところから明らかなように、
UB＋uB−（Uc−uc）＜ube
の場合に飽和が生じない。この式は
UB＋uB−（UB＋ｎ・ube−uc）＜（ube
となり、従つて、
uB＋uc＜（ｎ＋１）・ube
となる。トランジスタ１を考慮するとこの式は
uc／ｋ＋uc＜（ｎ＋１）・ube
従つて、
uc＜（ｎ＋１）・ｋ／ｋ＋１・ube
となる。ここで前記のコレクタ信号振幅ucの値を
代入すると、 １／ｋ＋１・〔ｍ−（ｎ＋１）〕・ube＜ （ｎ＋１）・ｋ／ｋ＋１・ube となり、従つて ｍ−（ｎ＋１）＜（ｎ＋１）・ｋ 従つて、 ｍ＜（ｋ＋１）・（ｎ＋１） となる。
代入すると、 １／ｋ＋１・〔ｍ−（ｎ＋１）〕・ube＜ （ｎ＋１）・ｋ／ｋ＋１・ube となり、従つて ｍ−（ｎ＋１）＜（ｎ＋１）・ｋ 従つて、 ｍ＜（ｋ＋１）・（ｎ＋１） となる。
一方、前記の式uB＋uc＜（ｎ＋１）・ubeはトラ
ンジスタ２を考慮する場合、 uB＋uB／ｋ＜（ｎ＋１）・ube となり、従つて uB＜（ｎ＋１）・ｋ／ｋ＋１ube となる。前述したようにトランジスタ２のベース
信号の振幅はトランジスタ１のコレクタ信号の振
幅に等しい為、上式は １／ｋ＋１・〔ｍ−（ｎ＋１）〕・ube＜（ｎ＋１）・
ｋ／ｋ＋１ ube となり、 ｍ＜（ｋ＋１）・（ｎ＋１） が得られる。この結果はトランジスタ１に対する
結果と同じである。
ンジスタ２を考慮する場合、 uB＋uB／ｋ＜（ｎ＋１）・ube となり、従つて uB＜（ｎ＋１）・ｋ／ｋ＋１ube となる。前述したようにトランジスタ２のベース
信号の振幅はトランジスタ１のコレクタ信号の振
幅に等しい為、上式は １／ｋ＋１・〔ｍ−（ｎ＋１）〕・ube＜（ｎ＋１）・
ｋ／ｋ＋１ ube となり、 ｍ＜（ｋ＋１）・（ｎ＋１） が得られる。この結果はトランジスタ１に対する
結果と同じである。
この結果の式は第２および３図に示す例で満足
されている。すなわち、第２図の例ではｍ＝５、
ｋ＝２である為、５＜（２＋１）・（１＋１）＝６と
なり、第３図の例ではｍ＝10、ｎ＝２、ｋ＝３で
ある為、10＜（３＋１）・（２＋１）＝12となる。
されている。すなわち、第２図の例ではｍ＝５、
ｋ＝２である為、５＜（２＋１）・（１＋１）＝６と
なり、第３図の例ではｍ＝10、ｎ＝２、ｋ＝３で
ある為、10＜（３＋１）・（２＋１）＝12となる。
第２図から明らかなように、飽和に関して臨界
的な発振瞬時は実際にトランジスタ１のコレクタ
電位が最低値（3ubeを有する際に生じる。しかし
前述のように、この瞬時では、トランジスタ２の
コレクタ電位は実際に4.5ubeであり、トランジス
タ１のベース電位は実際に3.5ubeである為、トラ
ンジスタ１のコレクタベースダイオードは導通せ
ず、従つて飽和が生ぜず、発振周波数が飽和現象
により影響を受けるということがない。
的な発振瞬時は実際にトランジスタ１のコレクタ
電位が最低値（3ubeを有する際に生じる。しかし
前述のように、この瞬時では、トランジスタ２の
コレクタ電位は実際に4.5ubeであり、トランジス
タ１のベース電位は実際に3.5ubeである為、トラ
ンジスタ１のコレクタベースダイオードは導通せ
ず、従つて飽和が生ぜず、発振周波数が飽和現象
により影響を受けるということがない。
発振器回路は破線ブロツク１６で示すように集
積回路の形態で造ることができる。水晶共振子１
１を有する２端子回路網を接続するには１個の追
加の外部端子１２を必要とするだけである。
積回路の形態で造ることができる。水晶共振子１
１を有する２端子回路網を接続するには１個の追
加の外部端子１２を必要とするだけである。
上述した例では半導体接合としてトランジスタ
のベース―エミツタ通路を用いた。しかし他の
（ｐ―ｎまたはｎ―ｐ）半導体接合、例えば半導
体ダイオードを用いることもできる。
のベース―エミツタ通路を用いた。しかし他の
（ｐ―ｎまたはｎ―ｐ）半導体接合、例えば半導
体ダイオードを用いることもできる。
第１図は、本発明水晶発振器の一例を示す回路
図、第２および３図は、第１図の種々の回路点に
おける波形の二例を示す線図である。 １，２，５，９，１３…トランジスタ、３，
４，６，８，１４…抵抗、７，１０…コンデン
サ、１１…水晶共振子、１５…バイアス電圧発生
器。
図、第２および３図は、第１図の種々の回路点に
おける波形の二例を示す線図である。 １，２，５，９，１３…トランジスタ、３，
４，６，８，１４…抵抗、７，１０…コンデン
サ、１１…水晶共振子、１５…バイアス電圧発生
器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２つのトランジスタを有する水晶発振器であ
つて、これらトランジスタのコレクタの各々をコ
レクタインピーダンスを経て直流電圧源の一方の
極に接続するとともに少くとも１つの半導体接合
を経て他方のトランジスタのベースに結合し、水
晶共振子を有する２端子回路網を第１トランジス
タのエミツタに接続した水晶発振器において、第
１および第２トランジスタ１，２のエミツタの
各々を、直流に対し導電性のエミツタインピーダ
ンス３，６を経て前記の直流電圧源の他方の極に
接続し、前記のエミツタインピーダンス３，６の
積をコレクタインピーダンス４，８の積よりも大
きくし、前記の２端子回路網１０，１１を１つの
トランジスタ１のエミツタインピーダンス３と並
列に配置し、前記の直流電圧源の供給電圧を、第
１トランジスタ１および第２トランジスタ２のコ
レクタ―ベースダイオードが常に非導通状態にあ
る程度に低く選択したことを特徴とする水晶発振
器。 ２ 特許請求の範囲１記載の水晶発振器におい
て、コレクタインピーダンス４および８とエミツ
タインピーダンス３および６との間の比を双方の
トランジスタ１および２に対しそれぞれ等しく
し、２つのトランジスタ１，２のコレクタ電極の
各々を互いに同数のエミツタホロワ５，９を経て
他方のトランジスタのベースに結合したことを特
徴とする水晶発振器。 ３ 特許請求の範囲２記載の水晶発振器におい
て、エミツタインピーダンス３，６をコレクタイ
ンピーダンス４，８の２倍の値とし、前記の２つ
のトランジスタを１つのエミツタホロワを経て相
互結合し、前記の直流電圧源の供給電圧を導通し
ているトランジスタのベース―エミツタバイアス
電圧の５倍としたことを特徴とする水晶発振器。 ４ 特許請求の範囲３記載の水晶発振器におい
て、前記の直流電圧源の供給電圧をエミツタホロ
ワ１３により生ぜしめ、このエミツタホロワのベ
ースには、同一の順方向で直列に配置され順方向
に直流が流れる６個のダイオード１５から電圧を
供給するようにしたことを特徴とする水晶発振
器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3104849A DE3104849C2 (de) | 1981-02-11 | 1981-02-11 | Quarzoszillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57152203A JPS57152203A (en) | 1982-09-20 |
| JPS6347281B2 true JPS6347281B2 (ja) | 1988-09-21 |
Family
ID=6124577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57019004A Granted JPS57152203A (en) | 1981-02-11 | 1982-02-10 | Crystal oscillator |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4518933A (ja) |
| JP (1) | JPS57152203A (ja) |
| DE (1) | DE3104849C2 (ja) |
| FR (1) | FR2499785A1 (ja) |
| GB (1) | GB2092852B (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8301905A (nl) * | 1983-05-30 | 1984-12-17 | Philips Nv | Oscillatorschakeling. |
| US4600898A (en) * | 1984-03-26 | 1986-07-15 | The Regents Of The University Of California | One-pin crystal oscillator |
| US4926144A (en) * | 1988-09-29 | 1990-05-15 | General Electric Company | Multi-function modulation and center frequency control port for voltage controlled oscillator |
| DE3839658A1 (de) * | 1988-11-24 | 1990-05-31 | Philips Patentverwaltung | Quarzoszillator |
| DE4011795C2 (de) * | 1990-04-12 | 1995-06-01 | Telefunken Microelectron | Quarzoszillatorschaltung |
| US6052036A (en) * | 1997-10-31 | 2000-04-18 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Crystal oscillator with AGC and on-chip tuning |
| DE10345234B3 (de) * | 2003-09-29 | 2005-06-30 | Infineon Technologies Ag | Oszillatoranordnung mit erhöhter EMI-Robustheit |
| JP5512635B2 (ja) | 2011-02-23 | 2014-06-04 | シャープ株式会社 | 光センサおよび電子機器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1389203A (en) * | 1971-05-05 | 1975-04-03 | British Oxygen Co Ltd | Transistorised oscillators |
| US3730989A (en) * | 1971-12-13 | 1973-05-01 | Gte Sylvania Inc | Television horizontal transistor oscillator and afc network |
| US3824491A (en) * | 1973-03-19 | 1974-07-16 | Motorola Inc | Transistor crystal oscillator with automatic gain control |
| JPS5224371B2 (ja) * | 1973-08-22 | 1977-06-30 | ||
| DE2917374A1 (de) * | 1979-04-28 | 1980-11-06 | Licentia Gmbh | Emittergekoppelter oszillator |
-
1981
- 1981-02-11 DE DE3104849A patent/DE3104849C2/de not_active Expired
-
1982
- 1982-02-05 US US06/345,995 patent/US4518933A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-02-08 GB GB8203557A patent/GB2092852B/en not_active Expired
- 1982-02-10 FR FR8202163A patent/FR2499785A1/fr active Granted
- 1982-02-10 JP JP57019004A patent/JPS57152203A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2499785B1 (ja) | 1984-12-14 |
| JPS57152203A (en) | 1982-09-20 |
| GB2092852B (en) | 1984-07-04 |
| DE3104849C2 (de) | 1985-04-18 |
| DE3104849A1 (de) | 1982-08-19 |
| GB2092852A (en) | 1982-08-18 |
| FR2499785A1 (fr) | 1982-08-13 |
| US4518933A (en) | 1985-05-21 |
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