JPS6359032A - バ−スト間搬送波周波数偏差補償回路 - Google Patents
バ−スト間搬送波周波数偏差補償回路Info
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- JPS6359032A JPS6359032A JP20203486A JP20203486A JPS6359032A JP S6359032 A JPS6359032 A JP S6359032A JP 20203486 A JP20203486 A JP 20203486A JP 20203486 A JP20203486 A JP 20203486A JP S6359032 A JPS6359032 A JP S6359032A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、時分割多元接続通信システムにおいて、シ
ステム内の各局から送信されるバースト変調波の搬送波
周波数の差を、受信局において補正するための、周波数
制御回路に関するものである。
ステム内の各局から送信されるバースト変調波の搬送波
周波数の差を、受信局において補正するための、周波数
制御回路に関するものである。
第９図は、例えば、＠衛星通信技術１２２２ページ図’
１．２２〔社団法人電子通信学会編 官憲−監修、コロ
ナ社〕に示された、バースト４相ｐｓｘ変調波の搬送波
再生回路の構成図である。図におｈて賭け４泪ｐｓｘ変
調波の入力端子、０〔ハてい倍器、＠に帯域フィルタ、
圓。
１．２２〔社団法人電子通信学会編 官憲−監修、コロ
ナ社〕に示された、バースト４相ｐｓｘ変調波の搬送波
再生回路の構成図である。図におｈて賭け４泪ｐｓｘ変
調波の入力端子、０〔ハてい倍器、＠に帯域フィルタ、
圓。
−は周波数変換器、一番ま狭帯域帯域フィルタ、鎧は４
分８器、鏝は再生された搬送波成分の出力端子、囮は位
相検波器で、狭帯域帯域フィルターと組合せて周波数弁
別器として動作する。
分８器、鏝は再生された搬送波成分の出力端子、囮は位
相検波器で、狭帯域帯域フィルターと組合せて周波数弁
別器として動作する。
罰は低域フィルタ、（ハ）は電圧制御ｏＴ変全発振器四
は４てい倍である。
は４てい倍である。
次に動作について説明する。第９図において入力端子Ｑ
樟に入力される信号ｆ、を４相ＰＳＫ変調波とすると、
４てい倍することにより、４倍の周波数からなる無変調
成分か得られる。この番てい倍信号は、もとの信号がＰ
ＳＫ変調されているため、広帯域の変調雑音を伴ってい
る。
樟に入力される信号ｆ、を４相ＰＳＫ変調波とすると、
４てい倍することにより、４倍の周波数からなる無変調
成分か得られる。この番てい倍信号は、もとの信号がＰ
ＳＫ変調されているため、広帯域の変調雑音を伴ってい
る。
これを帯Ｍ、フィルタ四であるてぃど抑圧した後、周波
数弁別器圓によって、通常低い周波数ｆ。
数弁別器圓によって、通常低い周波数ｆ。
へ周波数変換される。Ｃ例としてｆＩ−１４０ＭＨｚ。
ｆ鵞−１８０ＭＨｚ、 ｆＩ −４０ＭＨ２である）周
波数変換器ｅυの出力信号ｆ、酸成分狭帯域帯域フィル
タ（２）によって雑音（熱雑音及び変調雑音）が十分抑
圧、その出力としてＯ／Ｎ比の良好な無変調成分が得ら
れる。これを分８器のにより４分間し、再び周波数変換
器（至）で周波数変換すると、入力信号ｆｌの中心周波
数と同一の周波数の無変調成分（再生搬送波）が、出力
端子（ハ）に得られる。
波数変換器ｅυの出力信号ｆ、酸成分狭帯域帯域フィル
タ（２）によって雑音（熱雑音及び変調雑音）が十分抑
圧、その出力としてＯ／Ｎ比の良好な無変調成分が得ら
れる。これを分８器のにより４分間し、再び周波数変換
器（至）で周波数変換すると、入力信号ｆｌの中心周波
数と同一の周波数の無変調成分（再生搬送波）が、出力
端子（ハ）に得られる。
ここで、一般に各バースト毎にその中心周波数ｆ、が異
る場合を考えると、ｆＩの周波数帯においては、バース
ト毎に、入力端子ａ樽の点における公称値からの偏差に
応じた周波数偏差が生じる。
る場合を考えると、ｆＩの周波数帯においては、バース
ト毎に、入力端子ａ樽の点における公称値からの偏差に
応じた周波数偏差が生じる。
一方狭帯域フイルターは、第１１図に示すように、入力
周波数に対し位相回転を生じるような特性を持っている
。
周波数に対し位相回転を生じるような特性を持っている
。
この事実は位相回転が出力端子側の点まで保持される故
、搬送波は再生されるものの、入力端子（Ｉ８１の点に
おける周波数偏差に応じた位相回転？受けたものとなり
、このような再生搬送波をＰＳＫ変調波の復調に使用し
た場合、復調信号に対し劣化を与えることとなる。
、搬送波は再生されるものの、入力端子（Ｉ８１の点に
おける周波数偏差に応じた位相回転？受けたものとなり
、このような再生搬送波をＰＳＫ変調波の復調に使用し
た場合、復調信号に対し劣化を与えることとなる。
そこで一般にはバースト毎の周波数偏差のばらつきｔｌ
一定の幅以内におさえるよう、送信側の仕様を規定する
他、 ！庁りヤ衛星通信におｈてけ、衛星
トランスポンダ内で引きおこされる周波数偏差（これは
すべてのバーストにつめて平等な周波数偏差を与える）
を打消すための自動周波数制御回路が、受信機側におｈ
て必要とされる。第９図の位相検波器例、低域フィルタ
額の回路は、これらを行うためのものである。
一定の幅以内におさえるよう、送信側の仕様を規定する
他、 ！庁りヤ衛星通信におｈてけ、衛星
トランスポンダ内で引きおこされる周波数偏差（これは
すべてのバーストにつめて平等な周波数偏差を与える）
を打消すための自動周波数制御回路が、受信機側におｈ
て必要とされる。第９図の位相検波器例、低域フィルタ
額の回路は、これらを行うためのものである。
この回路の動作を第１０図に示す。いま、８つのバース
トａ、ｂ、ｃがくり返し受信されているものと考える。
トａ、ｂ、ｃがくり返し受信されているものと考える。
位相検波器例の出力には第１０図β）の０ηに示すよう
に、各バーストの搬送波周波数の公称値からの偏差に応
じて、正又は負の値（Ｖａ、Ｖ’ｂ、Ｖｃ）が得られる
。低域フィルタ２７１の低域幅は、バーストのくり返し
周期より十分（例えば１００倍）長いものとすると、各
バースト間の出力電圧に−に示すように、６υの平均化
された直流成分となる。
に、各バーストの搬送波周波数の公称値からの偏差に応
じて、正又は負の値（Ｖａ、Ｖ’ｂ、Ｖｃ）が得られる
。低域フィルタ２７１の低域幅は、バーストのくり返し
周期より十分（例えば１００倍）長いものとすると、各
バースト間の出力電圧に−に示すように、６υの平均化
された直流成分となる。
すなわち、この直流成分は、すべてのバーストの搬送波
周波数の公称値からの偏差の平均に対応するものであっ
て、これにより電圧制御可変発振器（至）が制御され、
すべてのバーストに対し共通な周波数偏差は打消される
。
周波数の公称値からの偏差の平均に対応するものであっ
て、これにより電圧制御可変発振器（至）が制御され、
すべてのバーストに対し共通な周波数偏差は打消される
。
第１１図はその結果、ｆ３の周波数帯において各バース
トから抽出された再生搬送波が被る位相回転につ匹て示
す図である。
トから抽出された再生搬送波が被る位相回転につ匹て示
す図である。
本図の例では、パース）ａは、ｆＩから正方、向にずれ
たｆａなる中心周波数となり、ψａなる位相回転を受け
る。バーストｂ、ｃにつめて４１５１様の考え方が適用
される。Ｉｆ’ｂ７ｃｌの値は各バースト間の最大周波
数偏差であって、これはシステム上問題とならないよう
に、上述のように送信側に対する仕様値として定められ
ることが多い。
たｆａなる中心周波数となり、ψａなる位相回転を受け
る。バーストｂ、ｃにつめて４１５１様の考え方が適用
される。Ｉｆ’ｂ７ｃｌの値は各バースト間の最大周波
数偏差であって、これはシステム上問題とならないよう
に、上述のように送信側に対する仕様値として定められ
ることが多い。
従来の自動周波数制御回路は以上のように構成されて−
るので、バースト間の搬送波周波数の差が、伝送速度に
対して無視できない程太きい場合、あるいは大きくなら
ざるを得ない場合には有効でなかった。
るので、バースト間の搬送波周波数の差が、伝送速度に
対して無視できない程太きい場合、あるいは大きくなら
ざるを得ない場合には有効でなかった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、谷バーストごとに高速で応答し、かつ精度の
高い自動周波数制御回路會得ること金目的とする。
たもので、谷バーストごとに高速で応答し、かつ精度の
高い自動周波数制御回路會得ること金目的とする。
この発明に係る自動周波数制御回路は、時分割多元接続
通信システムで多用される多（目ｐｓＫ変調波において
、谷バーストの先頭部分に挿入されるプリアンプル部分
の信号全利用し、このプリアンプル部分の期間のみ、閉
ループ自動周波数別御ＩＩＩｋ行うものである。このプ
リアンプル部分全特定するための手段は、比較的狭帯域
の帯域フィルタを設け、搬送波対雑音比を良くした状態
で検波を行うことにょシ達成される。
通信システムで多用される多（目ｐｓＫ変調波において
、谷バーストの先頭部分に挿入されるプリアンプル部分
の信号全利用し、このプリアンプル部分の期間のみ、閉
ループ自動周波数別御ＩＩＩｋ行うものである。このプ
リアンプル部分全特定するための手段は、比較的狭帯域
の帯域フィルタを設け、搬送波対雑音比を良くした状態
で検波を行うことにょシ達成される。
この発明における閉ループ自動周波数制御は、上記検波
出力により特定されれプリアンプル部分においてのみ動
作し、この間に１分ループが応答するよう高速動作？行
うと共に、これに続くデータ部分では、プリアンプル部
分の終了時点での周波数制御状態を該バーストが終了す
るまで保持することにより、バースト毎に、その搬送波
周波数の正規の値からの偏差を補正する。
出力により特定されれプリアンプル部分においてのみ動
作し、この間に１分ループが応答するよう高速動作？行
うと共に、これに続くデータ部分では、プリアンプル部
分の終了時点での周波数制御状態を該バーストが終了す
るまで保持することにより、バースト毎に、その搬送波
周波数の正規の値からの偏差を補正する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において＋ＩＩ ｒｉ多相ＰＳＫ変調波か受信入力さ
れる入力端子で、これに入力される多相ＰＳＫ変調波は
バースト毎に、正規の周波数から少しずつ異なる搬送波
周波数をもっている。ここでは正規の周波数を同図で示
すようにＦｌとする。（２１は周波数変換器（Ｍ工Ｘ）
で、例えば入力周波数Ｆ、 、Ｆ′２に対し、出力とし
て（Ｆ２−Ｆ１）なる周波数を出力するものである。（
３）は周波数変換器（２）から出力される出力信号の出
力端子であって、その正規の中心周波数をＦ３とする。
図において＋ＩＩ ｒｉ多相ＰＳＫ変調波か受信入力さ
れる入力端子で、これに入力される多相ＰＳＫ変調波は
バースト毎に、正規の周波数から少しずつ異なる搬送波
周波数をもっている。ここでは正規の周波数を同図で示
すようにＦｌとする。（２１は周波数変換器（Ｍ工Ｘ）
で、例えば入力周波数Ｆ、 、Ｆ′２に対し、出力とし
て（Ｆ２−Ｆ１）なる周波数を出力するものである。（
３）は周波数変換器（２）から出力される出力信号の出
力端子であって、その正規の中心周波数をＦ３とする。
（４）は狭帯域帯域フィルタで、その中心周波数は（Ｆ
＊ 十ｇ ）である。ここでＢＱＰ ＳＫ変調波のシ
ンボル速度である。＋５１は周波数弁別器で、その中心
周波数は（” ” ４）であり、入力信号の周波数Ｆ３
と（Ｆｓ ＋ ｓ ）との差に比例した電圧を出力する
ものである。（６）は低域フィルタ、（７）はサンプル
ホールド増幅器、（８）は電圧制御可変発振器、（９）
は検波器、（１ωは低域フィルタ、川）に電圧比較器で
ある。第８図は入力端子Ｉｌ＋に入力されるバースト信
号の構成を説明するもので、ｌＪ匂はそのバースト先頭
に挿入されるプリアンプルの中で搬送波及びビットタイ
ミング再生用に設けられ一般１ｃ ＣＲ／Ｂ Ｔ Ｒシ
ーケンスと称される２柑ＰＳＫ変調部分であり、固定パ
タン０１０１− にて変調されている。０Ｓはデータ
部分で、例えば４柑ＰＳＫ変調されたものである。
＊ 十ｇ ）である。ここでＢＱＰ ＳＫ変調波のシ
ンボル速度である。＋５１は周波数弁別器で、その中心
周波数は（” ” ４）であり、入力信号の周波数Ｆ３
と（Ｆｓ ＋ ｓ ）との差に比例した電圧を出力する
ものである。（６）は低域フィルタ、（７）はサンプル
ホールド増幅器、（８）は電圧制御可変発振器、（９）
は検波器、（１ωは低域フィルタ、川）に電圧比較器で
ある。第８図は入力端子Ｉｌ＋に入力されるバースト信
号の構成を説明するもので、ｌＪ匂はそのバースト先頭
に挿入されるプリアンプルの中で搬送波及びビットタイ
ミング再生用に設けられ一般１ｃ ＣＲ／Ｂ Ｔ Ｒシ
ーケンスと称される２柑ＰＳＫ変調部分であり、固定パ
タン０１０１− にて変調されている。０Ｓはデータ
部分で、例えば４柑ＰＳＫ変調されたものである。
さて、第８図に示すように、ＣＲ／ＢＴＲシーケンス部
分について着目すると、そのスペクトラムは、Ｑ４及び
ｔ＋ｍのように正規の値Ｆ１の付近には存在せず（Ｆ、
−４）と（Ｆ、＋８）の付近に存在する。
分について着目すると、そのスペクトラムは、Ｑ４及び
ｔ＋ｍのように正規の値Ｆ１の付近には存在せず（Ｆ、
−４）と（Ｆ、＋８）の付近に存在する。
これが周波数変換器ｆ２１ｉ／（よって周波数変換され
ると（Ｆ、 −、Ｂ）と（Ｆ、＋８）の付近に存在する
ことになる。また第８図中の曲線Ｑ鶴は帯域フィルタ（
４）の特性を示すもので、この帯域幅は、データ部分［
１３）に対応するスペクトラム１１ηの広がりに対して
１分狭く、かつ、この帯域フィルタの出力応答速度がＣ
Ｒ／ＢＴＲシーケンスの長さに比較して１分速くなるよ
うな適切な値Ｖｃ選定される。
ると（Ｆ、 −、Ｂ）と（Ｆ、＋８）の付近に存在する
ことになる。また第８図中の曲線Ｑ鶴は帯域フィルタ（
４）の特性を示すもので、この帯域幅は、データ部分［
１３）に対応するスペクトラム１１ηの広がりに対して
１分狭く、かつ、この帯域フィルタの出力応答速度がＣ
Ｒ／ＢＴＲシーケンスの長さに比較して１分速くなるよ
うな適切な値Ｖｃ選定される。
このような状況において電圧比較器（１１）の出力は第
４図１１３１行に示す如く、ＣＲ／ＢＴＲシーケンスに
泪当する萌聞ｔ、〜ｔ、の間、論理１１１ となる。但
しここでは低域フィルタ（ｌＯ）による時間遅延は簡単
のため図には示していない。一方、周波数弁別器（５）
は、（Ｆ８＋ 普） からの偏差ΔＰＶＣ比例した電圧
を生成し、（６）の低域フィルタで雑音で低減される。
４図１１３１行に示す如く、ＣＲ／ＢＴＲシーケンスに
泪当する萌聞ｔ、〜ｔ、の間、論理１１１ となる。但
しここでは低域フィルタ（ｌＯ）による時間遅延は簡単
のため図には示していない。一方、周波数弁別器（５）
は、（Ｆ８＋ 普） からの偏差ΔＰＶＣ比例した電圧
を生成し、（６）の低域フィルタで雑音で低減される。
サンプルホールド増幅器（７）は電圧比較！ （ｌ１）
の出力が論理Ｉｌ″の時は単に通常の増幅器として動作
する。
の出力が論理Ｉｌ″の時は単に通常の増幅器として動作
する。
従って低域フィルタ１６）の出力は増幅されて電圧制御
可変発振器（８）に帰還されその結果、バーストの搬送
波周波数の正規の値Ｆｌ妙・らの偏差（、Ｖ）が打消さ
れるように、Ｆ２が制御され、出力端子（３）における
中心周波数は、その正規の１ｉｌｉｅｓにきわめて近い
値に制御されることになる。第４図（Ｑは、電圧制御可
変発振器（８）の入力電圧を示したものである。ＣＲ／
Ｂ Ｔ Ｒシーケンス終了時点（第４図ＩＢ］ｔ、の点
）における電圧制御可変発振器（８）の入力電圧Ｖｓｌ
ｄ、この点以降、電圧比較器（１１）の出力が論理１０
′となるため、サンプルホールド増幅器（７）が、ホー
ルド（保持）モードとなりそのまま次のバーストが受信
されるまで保持される。
可変発振器（８）に帰還されその結果、バーストの搬送
波周波数の正規の値Ｆｌ妙・らの偏差（、Ｖ）が打消さ
れるように、Ｆ２が制御され、出力端子（３）における
中心周波数は、その正規の１ｉｌｉｅｓにきわめて近い
値に制御されることになる。第４図（Ｑは、電圧制御可
変発振器（８）の入力電圧を示したものである。ＣＲ／
Ｂ Ｔ Ｒシーケンス終了時点（第４図ＩＢ］ｔ、の点
）における電圧制御可変発振器（８）の入力電圧Ｖｓｌ
ｄ、この点以降、電圧比較器（１１）の出力が論理１０
′となるため、サンプルホールド増幅器（７）が、ホー
ルド（保持）モードとなりそのまま次のバーストが受信
されるまで保持される。
以上の方式では、シンボルレートＢがその正規の値から
ずれると、それがそのま１中心周波数Ｆ３の制御誤差と
なる。
ずれると、それがそのま１中心周波数Ｆ３の制御誤差と
なる。
しかしながら、このシンボルレートＢけ各送信局におり
て問題にならなめ程度に抑えることに比較的簡単であり
、それよりはるかに大きいのは伝送路上のいくつかの周
波数変換器によってもたらされる中心周波数の偏差であ
り、本発明の目的は、これを補償することにある。
て問題にならなめ程度に抑えることに比較的簡単であり
、それよりはるかに大きいのは伝送路上のいくつかの周
波数変換器によってもたらされる中心周波数の偏差であ
り、本発明の目的は、これを補償することにある。
なお、上記実施例において、周波数制御用になく （１
’ ｔ ８ ）でも同等のことが達成できることは云
うまでもない。
’ ｔ ８ ）でも同等のことが達成できることは云
うまでもない。
塘た上記実施例ではプリアンプル部分のＣＲ／ＢＴＲシ
ーケンスを用いてループ自動周波数制御動作を行わせる
ようにしたが、プリアンプル部分のＣＲクシ−ンスを用
いても同様の効果を奏することができる。第５図は、こ
の場合における各バースト信号の構成を説明するもので
、 （１２ａ）は一般にＣＲクシ−ンスと呼ばれる無
変調搬送波成分であり、その公称周波数はＦｌである。
ーケンスを用いてループ自動周波数制御動作を行わせる
ようにしたが、プリアンプル部分のＣＲクシ−ンスを用
いても同様の効果を奏することができる。第５図は、こ
の場合における各バースト信号の構成を説明するもので
、 （１２ａ）は一般にＣＲクシ−ンスと呼ばれる無
変調搬送波成分であり、その公称周波数はＦｌである。
（１１１ｂ）はＢＴＲシーケンスと呼ばれるビットタイ
ミング再生用の２相ＰＳＫ変調波である。
ミング再生用の２相ＰＳＫ変調波である。
賭はデータ部分で、例えば４相ＰＳＫ変調されたもので
ある。
ある。
次に、このＣＲクシ−ンス部分を利用した場合につめて
説明すると、第６図に示すようにそのスペクトラムは、
０１ｆｌのように正規の値ＩＰＩ付近にのみ存在する
。これが周波数変換器＋２１ Ｋよって周波数変換され
ると、正規の値Ｆ３の付近にのみ存在することとなる。
説明すると、第６図に示すようにそのスペクトラムは、
０１ｆｌのように正規の値ＩＰＩ付近にのみ存在する
。これが周波数変換器＋２１ Ｋよって周波数変換され
ると、正規の値Ｆ３の付近にのみ存在することとなる。
ａｌｌｔ−ｘ帯域フィルタ（４）の特性を示すもので、
その中心周波数Ｆ３で、また、その帯域幅は、データ部
分＋１３１に対応するスペクト２ムｑηの広がりに対し
て十分狭く、かつ、この帯域フィルタの出力お零速度が
ＣＲクシ−ンス（ｘｇａ）の長さに比較して十分速くな
るような適切な値に選定される。第６図における１Ｂ″
は４柑ＰＳＫ波の場合のシンボルレートに相当する。第
７図はＢＴＲシーケンス部分（Ｎｉｂ）における受信信
号のスペクトラムを示すもので、この部分においては中
心周波数（搬送波周波数）成分は存在しない。
その中心周波数Ｆ３で、また、その帯域幅は、データ部
分＋１３１に対応するスペクト２ムｑηの広がりに対し
て十分狭く、かつ、この帯域フィルタの出力お零速度が
ＣＲクシ−ンス（ｘｇａ）の長さに比較して十分速くな
るような適切な値に選定される。第６図における１Ｂ″
は４柑ＰＳＫ波の場合のシンボルレートに相当する。第
７図はＢＴＲシーケンス部分（Ｎｉｂ）における受信信
号のスペクトラムを示すもので、この部分においては中
心周波数（搬送波周波数）成分は存在しない。
このような状況におｈて電圧比較器（Ｉｌｌの出力は第
８図（Ｂ）に示す如く、ＣＲクシ−ンス（１２ａ）に相
当する閘ｔｆｆｌｔｌ・〜ｔ２の間、論理１１＠となる
。
８図（Ｂ）に示す如く、ＣＲクシ−ンス（１２ａ）に相
当する閘ｔｆｆｌｔｌ・〜ｔ２の間、論理１１＠となる
。
但し、ここでは低域フィルタ＋ＩＯ＋による時間遅延は
簡単のため図には示していない。一方、周波数弁別器α
翰は、搬送波周波数の正規の値Ｆ３からの偏差ΔＦに比
例した電圧を生成し、（６）の低域フィルタで雑音が低
減される。サンプルホールド増幅器（７）は電圧比較器
（１１）の出力が論理１１１の時は単に通常の増幅器と
して動作する。従って低＠ｙイルタ（６）の出力は増幅
されて電圧制御可変発振器（８）に帰還され、その結果
、バーストの搬送波周波数の正規の値Ｆｌからの偏差（
△Ｆ）が打消されるように、Ｆｇが制御され、出力端子
（３１の中心周波数は、その正規の値Ｆ３にきわめて近
い値に制御されることＫなる。第８図＋ｑは、電圧制御
可変発振器（８１の入力電圧を示したものである。ＣＲ
シーケンス終了時点（第８図ｔ’Ｂｔ、の点）における
電圧制御可変発振器（８）の入力電圧ｖ２け、この点以
降、電圧比較器（１１）の出力が論理″０１となるため
、サンプルホールド増幅器（７）がホールド（保持）モ
ードとなり、そのまま次のバーストが受信されるまで保
持される。
簡単のため図には示していない。一方、周波数弁別器α
翰は、搬送波周波数の正規の値Ｆ３からの偏差ΔＦに比
例した電圧を生成し、（６）の低域フィルタで雑音が低
減される。サンプルホールド増幅器（７）は電圧比較器
（１１）の出力が論理１１１の時は単に通常の増幅器と
して動作する。従って低＠ｙイルタ（６）の出力は増幅
されて電圧制御可変発振器（８）に帰還され、その結果
、バーストの搬送波周波数の正規の値Ｆｌからの偏差（
△Ｆ）が打消されるように、Ｆｇが制御され、出力端子
（３１の中心周波数は、その正規の値Ｆ３にきわめて近
い値に制御されることＫなる。第８図＋ｑは、電圧制御
可変発振器（８１の入力電圧を示したものである。ＣＲ
シーケンス終了時点（第８図ｔ’Ｂｔ、の点）における
電圧制御可変発振器（８）の入力電圧ｖ２け、この点以
降、電圧比較器（１１）の出力が論理″０１となるため
、サンプルホールド増幅器（７）がホールド（保持）モ
ードとなり、そのまま次のバーストが受信されるまで保
持される。
なお、上記実施例ではいずれも４相ＰＳＫ変調波を例に
とって説明したが、これば２相又は８相以上の多相Ｐ８
Ｋにあっても適用でき、上記実施例と同様の効果を奏す
る。
とって説明したが、これば２相又は８相以上の多相Ｐ８
Ｋにあっても適用でき、上記実施例と同様の効果を奏す
る。
以上のように、この発明によれば、従来例に示したよう
な、４てい倍器による熱雑音、及び変調雑音の相加を考
慮する必要がないため、帯域フィルタの帯域幅を１自動
周波数制御ループが、ＣＲ／ＢＴＲシーケンスあるいは
ＣＲシーケンス内に十分収束する程度に広くとることが
可能となり、バースト毎の搬送波周波数偏差を、該バー
スト対応で補償することができる。
な、４てい倍器による熱雑音、及び変調雑音の相加を考
慮する必要がないため、帯域フィルタの帯域幅を１自動
周波数制御ループが、ＣＲ／ＢＴＲシーケンスあるいは
ＣＲシーケンス内に十分収束する程度に広くとることが
可能となり、バースト毎の搬送波周波数偏差を、該バー
スト対応で補償することができる。
第１図はこの発明の一実施例によるバースト間搬送波周
波数偏差補償回路を示すブロック図、第８図〜第４図は
第１図の動作ケ説明するための動作説明図、第５図〜第
８図はこの発明のその他の実施例の動作を説明するため
の動作説明図、第９図は従来のバースト間搬送波周波数
偏差補償回路を示すブロック図、第１θ図および第１１
図は第９図の動作を説明するための動作説明図である。 図において、（２１は周波数変換器、（４）は帯域フィ
ルタ、１６）は周波数弁別器、（６）は低域フィルタ１
７）はサンプルホールド増幅器、（８）は電圧制御可変
発振器、（９）は検波器、（ｌＯ）は低域フィルタ、（
ＩＩ＋は電圧比較器である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
波数偏差補償回路を示すブロック図、第８図〜第４図は
第１図の動作ケ説明するための動作説明図、第５図〜第
８図はこの発明のその他の実施例の動作を説明するため
の動作説明図、第９図は従来のバースト間搬送波周波数
偏差補償回路を示すブロック図、第１θ図および第１１
図は第９図の動作を説明するための動作説明図である。 図において、（２１は周波数変換器、（４）は帯域フィ
ルタ、１６）は周波数弁別器、（６）は低域フィルタ１
７）はサンプルホールド増幅器、（８）は電圧制御可変
発振器、（９）は検波器、（ｌＯ）は低域フィルタ、（
ＩＩ＋は電圧比較器である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (3)
- （１）受信変調信号の搬送波（Ｆ１）を中間周波波（Ｆ
３）に変換する周波数変換器を有し、上記中間周波数帯
において、その公称周波数（Ｆ３）との差を検出して上
記周波数変換器の局部発振周波数（Ｆ２）を制御するこ
とにより、上記公称周波数（Ｆ３）に近い中間周波数を
得る形式の自動周波数制御ループにおいて、受信入力さ
れる各バースト毎にその搬送波周波数（Ｆ１）が相異な
る多相ＰＳＫ変調波の入力に対し、上記各バーストの先
頭に配置されるプリアンプルのシーケンス信号に対して
のみ、上記自動周波数制御ループを動作させ、上記プリ
アンプルのシーケンス部分以外においては、上記局部発
振周波数（Ｆ２）を当該シーケンス部分における最終値
に保持することを特徴とする、バースト間搬送波周波数
偏差補償回路。 - （２）プリアンプルのシーケンス信号は搬送波及びビッ
トタイミング再生用のＣＲ／ＢＴＲシーケンスであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のバースト間
搬送波周波数偏差補償回路。 - （３）プリアンプルのシーケンス信号は搬送波再生用の
ＣＲシーケンスであることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のバースト間搬送波周波数偏差補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20203486A JPS6359032A (ja) | 1986-08-27 | 1986-08-27 | バ−スト間搬送波周波数偏差補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20203486A JPS6359032A (ja) | 1986-08-27 | 1986-08-27 | バ−スト間搬送波周波数偏差補償回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6359032A true JPS6359032A (ja) | 1988-03-14 |
Family
ID=16450834
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20203486A Pending JPS6359032A (ja) | 1986-08-27 | 1986-08-27 | バ−スト間搬送波周波数偏差補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6359032A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5152682A (en) * | 1990-03-29 | 1992-10-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Scroll type fluid machine with passageway for innermost working chamber |
| US5171141A (en) * | 1990-10-01 | 1992-12-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Scroll compressor with distal ends of the wraps having sliding contact on curved portions |
| US6213742B1 (en) | 1997-09-16 | 2001-04-10 | Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho | Scroll-type fluid mover having an eccentric shaft radially aligned with a volute portion |
| US8475149B2 (en) | 2008-04-07 | 2013-07-02 | Mitsubishi Electric Corporation | Scroll fluid machine having multiple discharge ports |
-
1986
- 1986-08-27 JP JP20203486A patent/JPS6359032A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5152682A (en) * | 1990-03-29 | 1992-10-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Scroll type fluid machine with passageway for innermost working chamber |
| US5171141A (en) * | 1990-10-01 | 1992-12-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Scroll compressor with distal ends of the wraps having sliding contact on curved portions |
| US6213742B1 (en) | 1997-09-16 | 2001-04-10 | Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho | Scroll-type fluid mover having an eccentric shaft radially aligned with a volute portion |
| DE19842050B4 (de) * | 1997-09-16 | 2005-05-12 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki, Kariya | Spiralverdichter |
| US8475149B2 (en) | 2008-04-07 | 2013-07-02 | Mitsubishi Electric Corporation | Scroll fluid machine having multiple discharge ports |
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