JPS6362039B2 - - Google Patents
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- JPS6362039B2 JPS6362039B2 JP12145580A JP12145580A JPS6362039B2 JP S6362039 B2 JPS6362039 B2 JP S6362039B2 JP 12145580 A JP12145580 A JP 12145580A JP 12145580 A JP12145580 A JP 12145580A JP S6362039 B2 JPS6362039 B2 JP S6362039B2
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- output
- signal
- amplifier
- differential pressure
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- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Indication And Recording Devices For Special Purposes And Tariff Metering Devices (AREA)
Description
この発明は、差圧を差動インピーダンス又はア
ドミタンス変化により検出し、更にその開平演算
を行つて差圧の開平値に比例した電流信号を発信
する二線式開平演算形差圧伝送器に関する。 差圧を差動インピーダンス（差動容量、差動イ
ンダクタンス）素子で検出し、差圧に比例した電
流出力を発信する二線式差圧伝送器は公知であ
る。 この種の二線式差圧伝送器は、差圧式流量計に
使用する場合が多いが、この場合差圧ΔPと流量
Ｑとの関係は、 Ｑ∝√ (1) である。したがつて従来は差圧ΔPに比例した二
線式差圧伝送器の出力を伝送し、この伝送された
信号に対し開平演算を施し、流量信号Ｑを得てい
た。そこで、先にこの出願人は開平演算機能を持
ち二線式伝送器に適用して効果ある「変位変換
器」特願昭51−9096号を出願した。これは低消費
電力のIC演算増幅器とパルス演算手段等を用い
て、4mAの消費電力でも高精度の開平演算機能
を持つようにしたものである。 ところで、開平演算一般の特性として、ゼロ％
入力付近では変換利得が高い。そのためゼロ％入
力付近では信号に含まれる雑音成分を不必要に拡
大し、開平出力が不安定となる。また、ゼロ％入
力に対応して伝送器の出力のゼロ点を調整しよう
としたとき変換利得が高いため、調整が困難であ
る。 このような点より従来の開平演算器には、入力
が設定レベル以下で出力を０％又は所定値にクラ
ンプするようにしたものがある。しかしこのよう
な方式ではゼロ点が上記設定点以下の値なら何れ
の大きさでも、出力が例えば０％となるため、差
圧伝送器としてのゼロ点を知ることができない。
従つて最近のように精度が0.25％級の差圧伝送器
に対してはこの方式は不適当である。そこで開平
信号が設定レベル以下では差圧に比例した信号を
出力させ、ゼロ点の調整が容易にできるようにし
た差圧伝送器も提案されている。しかし差圧に直
接的に比例した出力は比較的不安定であり、例え
ばその差圧信号を取出すために用いられる励振用
の交流発振器の変動により差圧信号は影響され
る。従つてゼロ点の調整を正確に行うことができ
ない。 この発明は開平信号が設定レベル以下になると
差圧に応じて差動的にインピーダンスが変化する
素子のそのインピーダンスの差に比例した信号と
上記素子のインピーダンスの和に比例した信号と
の比に比例した信号を出力するようにして、開平
信号が設定レベル以下でも安定した信号が得られ
ゼロ点調整を正確に行うことができるようにしよ
うとするものである。 この発明による差圧伝送器を説明する前に、開
平信号が設定レベル以下になると差圧に直接的に
比例した信号を出力させるものを第１図を参照し
て説明する。 第１図において、ESは二線式差圧伝送器駆動用
の直流電源、RLは差圧伝送器の出力電流を検出
するための負荷抵抗である。CH，CLはその容量
値が互に差動的に変化する一対のコンデンサであ
り、これらはその可動電極の変位によつて被検出
差圧を容量変化に変換する差動インピーダンス素
子である。 コンデンサCH，CLの可動電極は交流発振器
OSCの出力端に接続されている。コンデンサCH，
CLの固定電極はそれぞれダイオードDH，DL、抵
抗R2，R1、共通抵抗R3を順次介して共通電位点
に接続されている。またダイオードDH、抵抗R2
の接続点と共通電位点との間には平滑用コンデン
サC2が接続され、ダイオードDL、抵抗R1の接続
点と共通電位点との間には平滑用コンデンサC1
が接続されている。増幅器Ａ１の入力端にはダイ
オードDH、抵抗R2の接続点と、ダイオードDL、
抵抗R1の接続点との間の電位差、及び抵抗R2に
並列接続させたゼロ点調整用可変抵抗VRよりの
電圧を入力している。増幅器A2は増幅器A1の出
力（第１信号）と乗算器M2の出力とを入力とし
ている。乗算器M1は抵抗R3の両端間に発生する
電圧Vr（第２信号）と増幅器A2の出力Vdとを入
力し、乗算器M2は乗算器M1の出力と増幅器A2の
出力Vdとを入力している。なおこれら乗算器
M1，M2には、増幅器A2の出力をパルスのデユー
テイサイクルの形として与え、その乗算演算がパ
ルス演算となるように構成してもよく、この場合
は後述の比較器A3、増幅器A4に供給する信号と
しては、パルス／電圧変換する必要がある。 増幅器A4とトランジスタQ2と抵抗R0とで電
圧／電流変換部が構成され、増幅器A4の一方の
入力端子にはゼロパーセント入力の場合一定電流
4mAを発信させるための電圧Vdが与えられる。 増幅器A4の他方の入力端子には、スイツチ
SW1を介して増幅器A2の出力信号Vd、またはス
イツチSW2を介して増幅器A1の出力信号Viが、
それぞれ抵抗R0に発生する電圧と差動的に加え
られている。増幅器A4の出力端子はトランジス
タQ2のベースに接続されている。 トランジスタQ1、定電流ダイオードD2からな
る定電圧回路PSは、交流発振器OSC、増幅器
A1，A2，A4、比較器A3に駆動電力を供給してい
る。定電流ダイオードD2の出力はトランジスタ
Q1のベースと共に定電圧ダイオードD1に接続さ
れている。定電圧ダイオードD1は分圧抵抗と共
に設定電圧Vb，Vsを発生させる。比較器A3はス
イツチSW1，SW2と共に選択手段を構成し、比較
器A3は増幅器A2の出力信号Vdと設定電圧VSと
を比較し、連動するスイツチSW1，SW2を駆動す
る。 この二線式開平演算形差圧伝送器の動作は次の
ようである。交流発振器OSCの出力は、各コン
デンサCH，CL，整流用ダイオードDH、DLをへて
抵抗R1，R2，R3に流れる。コンデンサC1，C2に
より抵抗R1，R2，R3に発生する電圧は平滑され
る。 こゝで、交流発振器OSCの出力の角周波数を
ω、コンデンサCH，CLの各容量をCH，CL、抵抗
R1，R2，R3の各抵抗値をR1，R2，R3とおき、
１／ωCH，１／ωCL≫R1、R2、R3とすると、抵抗R1、 R2、R3に流れる電流は抵抗R1、R2、R3の値に依
存せず、ω，CH，CL及び交流発振器OSCの出力
の振幅Ｅによつて決る電流値となる。よつて抵抗
R1、R2に発生する電圧VL，VHは、 VL＝ω・CL・Ｅ・R1 ＝ω・R1・Ｅ（C0−ΔC） (2) VH＝ω・CH・Ｅ・R2 ＝ω，R2・Ｅ（C0＋ΔC） となる。C0は差圧がゼロの場合のコンデンサCH，
CLの容量であり、ΔCは差圧による変動分である。
これらの電圧は増幅器A1により、これらの差に
比例した電圧Viに変換される。すなわち、抵抗
R1，R2の抵抗値を等しくR1とおくとViは、 Vi＝VH−VL ＝2ω・R1・Ｅ・ΔC (3) となる。 一方、抵抗R3には抵抗R1、R2を流れる電流
VL／R1、VH／R2を加算した電流が流れるから、
その両端間の電圧Vrは、 Vr＝R3（VL／R1＋VH／R2） ＝R3・ω・Ｅ（C0−ΔC） ＋R3・ω・Ｅ（C1＋ΔC） ＝2ω・R3・Ｅ・C0 (4) となる。 増幅器A2と乗算器M1，M2を含享む帰還ループ
の一巡利得が充分大きいものと仮定し、各乗算器
M1，M2の利得を１／Ｋとすると、増幅器A2の入力 側でViと乗算器M1の出力Vr・（Vd／Ｋ）2とは平衡 するので、 Vi＝Vr（Vd／Ｋ）2 (5) となり、増幅器A2の出力信号Vdは となる。 すなわち増幅器A2の出力は(6)式の如く容量変
化ΔCの平方根に比例し、入力差圧ΔPの平方根に
比例した値となる。そして流量Ｑと入力差圧ΔP
との間には(1)式の如き関係があるから、増幅器
A2の出力信号Vdは、 Vd∝√∝√∝Ｑ (7) となり、流量Ｑに比例した値となる。 次に比較器A3とスイツチSW1，SW2とからな
る選択手段の動作に関して説明する。比較器A3
は信号Vdと設定電圧VSとを比較し、スイツチ
SW1，SW2を次のように開閉制御する。 Vd≧VS……SW1：ON，SW2：OFF Vd＜VS……SW1：OFF，SW2：ON (8) すなわち、出力Vdが設定値VS以上では(6)式の
Vdが、VS未満ではViが、それぞれ増幅器A4、ト
ランジスタQ2からなる電圧／電流変換部に与え
られ、出力電流I0に変換される。 したがつて、出力電流I0は、 Vd＜VS……I0＝Vb／R0＋Vi／R0 ＝Vb／R0＋2ω・R1・Ｅ／R0・ΔC (10) となる。 この第１図に示した差圧伝送器の入出力特性は
第２図の実線に示すようになり、ゼロ％入力付近
（例えば１％以下）では開平演算を中止し、変換
利得を例えば１と低く選ぶことが可能である。 開平演算出力Vdが設定値VS以下になると、信
号Viを増幅器A4へ入力させるには、第３図に示
すようにスイツチSW2を乗算器M2の出力側と増
幅器A4との間に接続してもよい。この場合も(5)
式より、Vd＜VSではスイツチSW1がOFF、スイ
ツチSW2がONとなり、Viが増幅器A4へ供給され
る。 この第１図及び第３図に示した構成において、
Viが増幅器A4へ入力される状態においては、交
流発振器OSCの振幅や周波数が変動すると、(10)
式から明らかなように出力電流I0も変動する。こ
のため安定に動作するものが得難い。またゼロ点
調整も正確に行えない。 第４図はこの発明による差圧伝送器の実施例を
示し、第１図と対応する部分に同一符号を付けて
ある。この実施例においては増幅器A2の出力Vd
を常時増幅器A4へ供給し、スイツチSW1は乗算
器M2の出力側と増幅器A2の入力側との間に挿入
され、スイツチSW2は乗算器M1の出力側と増幅
器A2の入力側との間に接続される。 Vd≧V5の場合はスイツチSW1がON、スイツ
チSW2がOFFとなり、(5)式が成立して第１図の
場合と同様に
ドミタンス変化により検出し、更にその開平演算
を行つて差圧の開平値に比例した電流信号を発信
する二線式開平演算形差圧伝送器に関する。 差圧を差動インピーダンス（差動容量、差動イ
ンダクタンス）素子で検出し、差圧に比例した電
流出力を発信する二線式差圧伝送器は公知であ
る。 この種の二線式差圧伝送器は、差圧式流量計に
使用する場合が多いが、この場合差圧ΔPと流量
Ｑとの関係は、 Ｑ∝√ (1) である。したがつて従来は差圧ΔPに比例した二
線式差圧伝送器の出力を伝送し、この伝送された
信号に対し開平演算を施し、流量信号Ｑを得てい
た。そこで、先にこの出願人は開平演算機能を持
ち二線式伝送器に適用して効果ある「変位変換
器」特願昭51−9096号を出願した。これは低消費
電力のIC演算増幅器とパルス演算手段等を用い
て、4mAの消費電力でも高精度の開平演算機能
を持つようにしたものである。 ところで、開平演算一般の特性として、ゼロ％
入力付近では変換利得が高い。そのためゼロ％入
力付近では信号に含まれる雑音成分を不必要に拡
大し、開平出力が不安定となる。また、ゼロ％入
力に対応して伝送器の出力のゼロ点を調整しよう
としたとき変換利得が高いため、調整が困難であ
る。 このような点より従来の開平演算器には、入力
が設定レベル以下で出力を０％又は所定値にクラ
ンプするようにしたものがある。しかしこのよう
な方式ではゼロ点が上記設定点以下の値なら何れ
の大きさでも、出力が例えば０％となるため、差
圧伝送器としてのゼロ点を知ることができない。
従つて最近のように精度が0.25％級の差圧伝送器
に対してはこの方式は不適当である。そこで開平
信号が設定レベル以下では差圧に比例した信号を
出力させ、ゼロ点の調整が容易にできるようにし
た差圧伝送器も提案されている。しかし差圧に直
接的に比例した出力は比較的不安定であり、例え
ばその差圧信号を取出すために用いられる励振用
の交流発振器の変動により差圧信号は影響され
る。従つてゼロ点の調整を正確に行うことができ
ない。 この発明は開平信号が設定レベル以下になると
差圧に応じて差動的にインピーダンスが変化する
素子のそのインピーダンスの差に比例した信号と
上記素子のインピーダンスの和に比例した信号と
の比に比例した信号を出力するようにして、開平
信号が設定レベル以下でも安定した信号が得られ
ゼロ点調整を正確に行うことができるようにしよ
うとするものである。 この発明による差圧伝送器を説明する前に、開
平信号が設定レベル以下になると差圧に直接的に
比例した信号を出力させるものを第１図を参照し
て説明する。 第１図において、ESは二線式差圧伝送器駆動用
の直流電源、RLは差圧伝送器の出力電流を検出
するための負荷抵抗である。CH，CLはその容量
値が互に差動的に変化する一対のコンデンサであ
り、これらはその可動電極の変位によつて被検出
差圧を容量変化に変換する差動インピーダンス素
子である。 コンデンサCH，CLの可動電極は交流発振器
OSCの出力端に接続されている。コンデンサCH，
CLの固定電極はそれぞれダイオードDH，DL、抵
抗R2，R1、共通抵抗R3を順次介して共通電位点
に接続されている。またダイオードDH、抵抗R2
の接続点と共通電位点との間には平滑用コンデン
サC2が接続され、ダイオードDL、抵抗R1の接続
点と共通電位点との間には平滑用コンデンサC1
が接続されている。増幅器Ａ１の入力端にはダイ
オードDH、抵抗R2の接続点と、ダイオードDL、
抵抗R1の接続点との間の電位差、及び抵抗R2に
並列接続させたゼロ点調整用可変抵抗VRよりの
電圧を入力している。増幅器A2は増幅器A1の出
力（第１信号）と乗算器M2の出力とを入力とし
ている。乗算器M1は抵抗R3の両端間に発生する
電圧Vr（第２信号）と増幅器A2の出力Vdとを入
力し、乗算器M2は乗算器M1の出力と増幅器A2の
出力Vdとを入力している。なおこれら乗算器
M1，M2には、増幅器A2の出力をパルスのデユー
テイサイクルの形として与え、その乗算演算がパ
ルス演算となるように構成してもよく、この場合
は後述の比較器A3、増幅器A4に供給する信号と
しては、パルス／電圧変換する必要がある。 増幅器A4とトランジスタQ2と抵抗R0とで電
圧／電流変換部が構成され、増幅器A4の一方の
入力端子にはゼロパーセント入力の場合一定電流
4mAを発信させるための電圧Vdが与えられる。 増幅器A4の他方の入力端子には、スイツチ
SW1を介して増幅器A2の出力信号Vd、またはス
イツチSW2を介して増幅器A1の出力信号Viが、
それぞれ抵抗R0に発生する電圧と差動的に加え
られている。増幅器A4の出力端子はトランジス
タQ2のベースに接続されている。 トランジスタQ1、定電流ダイオードD2からな
る定電圧回路PSは、交流発振器OSC、増幅器
A1，A2，A4、比較器A3に駆動電力を供給してい
る。定電流ダイオードD2の出力はトランジスタ
Q1のベースと共に定電圧ダイオードD1に接続さ
れている。定電圧ダイオードD1は分圧抵抗と共
に設定電圧Vb，Vsを発生させる。比較器A3はス
イツチSW1，SW2と共に選択手段を構成し、比較
器A3は増幅器A2の出力信号Vdと設定電圧VSと
を比較し、連動するスイツチSW1，SW2を駆動す
る。 この二線式開平演算形差圧伝送器の動作は次の
ようである。交流発振器OSCの出力は、各コン
デンサCH，CL，整流用ダイオードDH、DLをへて
抵抗R1，R2，R3に流れる。コンデンサC1，C2に
より抵抗R1，R2，R3に発生する電圧は平滑され
る。 こゝで、交流発振器OSCの出力の角周波数を
ω、コンデンサCH，CLの各容量をCH，CL、抵抗
R1，R2，R3の各抵抗値をR1，R2，R3とおき、
１／ωCH，１／ωCL≫R1、R2、R3とすると、抵抗R1、 R2、R3に流れる電流は抵抗R1、R2、R3の値に依
存せず、ω，CH，CL及び交流発振器OSCの出力
の振幅Ｅによつて決る電流値となる。よつて抵抗
R1、R2に発生する電圧VL，VHは、 VL＝ω・CL・Ｅ・R1 ＝ω・R1・Ｅ（C0−ΔC） (2) VH＝ω・CH・Ｅ・R2 ＝ω，R2・Ｅ（C0＋ΔC） となる。C0は差圧がゼロの場合のコンデンサCH，
CLの容量であり、ΔCは差圧による変動分である。
これらの電圧は増幅器A1により、これらの差に
比例した電圧Viに変換される。すなわち、抵抗
R1，R2の抵抗値を等しくR1とおくとViは、 Vi＝VH−VL ＝2ω・R1・Ｅ・ΔC (3) となる。 一方、抵抗R3には抵抗R1、R2を流れる電流
VL／R1、VH／R2を加算した電流が流れるから、
その両端間の電圧Vrは、 Vr＝R3（VL／R1＋VH／R2） ＝R3・ω・Ｅ（C0−ΔC） ＋R3・ω・Ｅ（C1＋ΔC） ＝2ω・R3・Ｅ・C0 (4) となる。 増幅器A2と乗算器M1，M2を含享む帰還ループ
の一巡利得が充分大きいものと仮定し、各乗算器
M1，M2の利得を１／Ｋとすると、増幅器A2の入力 側でViと乗算器M1の出力Vr・（Vd／Ｋ）2とは平衡 するので、 Vi＝Vr（Vd／Ｋ）2 (5) となり、増幅器A2の出力信号Vdは となる。 すなわち増幅器A2の出力は(6)式の如く容量変
化ΔCの平方根に比例し、入力差圧ΔPの平方根に
比例した値となる。そして流量Ｑと入力差圧ΔP
との間には(1)式の如き関係があるから、増幅器
A2の出力信号Vdは、 Vd∝√∝√∝Ｑ (7) となり、流量Ｑに比例した値となる。 次に比較器A3とスイツチSW1，SW2とからな
る選択手段の動作に関して説明する。比較器A3
は信号Vdと設定電圧VSとを比較し、スイツチ
SW1，SW2を次のように開閉制御する。 Vd≧VS……SW1：ON，SW2：OFF Vd＜VS……SW1：OFF，SW2：ON (8) すなわち、出力Vdが設定値VS以上では(6)式の
Vdが、VS未満ではViが、それぞれ増幅器A4、ト
ランジスタQ2からなる電圧／電流変換部に与え
られ、出力電流I0に変換される。 したがつて、出力電流I0は、 Vd＜VS……I0＝Vb／R0＋Vi／R0 ＝Vb／R0＋2ω・R1・Ｅ／R0・ΔC (10) となる。 この第１図に示した差圧伝送器の入出力特性は
第２図の実線に示すようになり、ゼロ％入力付近
（例えば１％以下）では開平演算を中止し、変換
利得を例えば１と低く選ぶことが可能である。 開平演算出力Vdが設定値VS以下になると、信
号Viを増幅器A4へ入力させるには、第３図に示
すようにスイツチSW2を乗算器M2の出力側と増
幅器A4との間に接続してもよい。この場合も(5)
式より、Vd＜VSではスイツチSW1がOFF、スイ
ツチSW2がONとなり、Viが増幅器A4へ供給され
る。 この第１図及び第３図に示した構成において、
Viが増幅器A4へ入力される状態においては、交
流発振器OSCの振幅や周波数が変動すると、(10)
式から明らかなように出力電流I0も変動する。こ
のため安定に動作するものが得難い。またゼロ点
調整も正確に行えない。 第４図はこの発明による差圧伝送器の実施例を
示し、第１図と対応する部分に同一符号を付けて
ある。この実施例においては増幅器A2の出力Vd
を常時増幅器A4へ供給し、スイツチSW1は乗算
器M2の出力側と増幅器A2の入力側との間に挿入
され、スイツチSW2は乗算器M1の出力側と増幅
器A2の入力側との間に接続される。 Vd≧V5の場合はスイツチSW1がON、スイツ
チSW2がOFFとなり、(5)式が成立して第１図の
場合と同様に
【式】が増幅器A4へ入力
される。Vd＜VSの場合はスイツチSW1がOFF、
スイツチSW2がONとなり、Vi＝VrVd／Ｋが成立 し、Vd＝ＫVi／Vr＝ＫR1／R3・ΔC／C0が増幅器A4へ入
力 される。従つてVi／Vrに比例した出力電流I0が
得られるため、この出力電流は発振器OSCの振
幅、周波数変動を受けない。このため安定した出
力が得られ、それだけゼロ点調整も正確に行うこ
とができる。 第４図における乗算器M1，M2として増幅器A2
の出力をパルスのデユテイサイクルの形として与
えてパルス演算を行う場合の例を第５図に示す。
抵抗R3の分圧点及び共通電位点間の電圧が増幅
器A5で増幅されてVrとして乗算器M1へ供給され
る。乗算器ではVrは抵抗R4を通じてコンデンサ
C3に充電され、そのコンデンサC3と並列にスイ
ツチSW3が接続され、その並列回路と抵抗R4と
の間に直列にスイツチSW4が挿入される。第４図
の増幅器A2の代りにヒステリシス特性をもつ比
較器１１が挿入され、その出力パルスによりスイ
ツチSW3，SW4は互に逆にON，OFF制御され
る。従つてスイツチSW2がオンの場合は比較器１
１の出力パルスのデユテイサイクルをＤとする
と、乗算器M1からVrDに比例した信号が得られ、
これがViと等しくなるように動作し、従つて
VrD＝Viとなり、Ｄ＝Vi／Vrとなる。 乗算器M1の出力はバツフア増幅器A6を通じて
乗算器M2へ供給され、乗算器M2も乗算器M1と
同様にコンデンサC4、抵抗R5、スイツチSW5，
SW6により構成され、そのスイツチSW5，SW6は
比較器１１の出力パルスにより逆極性で制御され
る。よつてスイツチSW1がONの状態ではD2Vr
＝Viとなり
スイツチSW2がONとなり、Vi＝VrVd／Ｋが成立 し、Vd＝ＫVi／Vr＝ＫR1／R3・ΔC／C0が増幅器A4へ入
力 される。従つてVi／Vrに比例した出力電流I0が
得られるため、この出力電流は発振器OSCの振
幅、周波数変動を受けない。このため安定した出
力が得られ、それだけゼロ点調整も正確に行うこ
とができる。 第４図における乗算器M1，M2として増幅器A2
の出力をパルスのデユテイサイクルの形として与
えてパルス演算を行う場合の例を第５図に示す。
抵抗R3の分圧点及び共通電位点間の電圧が増幅
器A5で増幅されてVrとして乗算器M1へ供給され
る。乗算器ではVrは抵抗R4を通じてコンデンサ
C3に充電され、そのコンデンサC3と並列にスイ
ツチSW3が接続され、その並列回路と抵抗R4と
の間に直列にスイツチSW4が挿入される。第４図
の増幅器A2の代りにヒステリシス特性をもつ比
較器１１が挿入され、その出力パルスによりスイ
ツチSW3，SW4は互に逆にON，OFF制御され
る。従つてスイツチSW2がオンの場合は比較器１
１の出力パルスのデユテイサイクルをＤとする
と、乗算器M1からVrDに比例した信号が得られ、
これがViと等しくなるように動作し、従つて
VrD＝Viとなり、Ｄ＝Vi／Vrとなる。 乗算器M1の出力はバツフア増幅器A6を通じて
乗算器M2へ供給され、乗算器M2も乗算器M1と
同様にコンデンサC4、抵抗R5、スイツチSW5，
SW6により構成され、そのスイツチSW5，SW6は
比較器１１の出力パルスにより逆極性で制御され
る。よつてスイツチSW1がONの状態ではD2Vr
＝Viとなり
【式】となる。
比較器１１の出力パルスによりスイツチSW7が
ON，OFF制御され、スイツチSW7により電源１
２の一定電圧が断続され、その出力は平滑回路１
３で平滑される。その平滑出力は比較器１１の出
力パルスのデユテイサイクルＤに比例した直流と
なり、これが増幅器A4へ供給される。この場合
は平滑回路１３の出力が比較器A3に入力される。 第６図はこの発明の他の実施例を示し、この例
では乗算器M2の出力は増幅器A2に常時供給さ
れ、スイツチSW1は増幅器A1とA2との間に直列
に挿入される。増幅器A1の出力Viは乗算器M3へ
も入力され、乗算器M3の他方の入力は増幅器A2
の出力Vdとされ、乗算器M3の出力側と増幅器A2
の入力側との間にスイツチSW2が挿入される。
Vd≧VSではスイツチSW1がON、スイツチSW2
がOFFで、
ON，OFF制御され、スイツチSW7により電源１
２の一定電圧が断続され、その出力は平滑回路１
３で平滑される。その平滑出力は比較器１１の出
力パルスのデユテイサイクルＤに比例した直流と
なり、これが増幅器A4へ供給される。この場合
は平滑回路１３の出力が比較器A3に入力される。 第６図はこの発明の他の実施例を示し、この例
では乗算器M2の出力は増幅器A2に常時供給さ
れ、スイツチSW1は増幅器A1とA2との間に直列
に挿入される。増幅器A1の出力Viは乗算器M3へ
も入力され、乗算器M3の他方の入力は増幅器A2
の出力Vdとされ、乗算器M3の出力側と増幅器A2
の入力側との間にスイツチSW2が挿入される。
Vd≧VSではスイツチSW1がON、スイツチSW2
がOFFで、
【式】となる。Vd＜VSで
はスイツチSW1がOFF、スイツチSW2がONとな
り、ViVd／Ｋ＝Vr（Vd／Ｋ）2が成立して、Vd＝ＫVi／V
r となる。
り、ViVd／Ｋ＝Vr（Vd／Ｋ）2が成立して、Vd＝ＫVi／V
r となる。
第１図は改良前の差圧伝送器を示す接続図、第
２図はその入出力特性を示す図、第３図は改良前
の他の差圧伝送器を示す接続図、第４図はこの発
明による差圧伝送器の一例を示す接続図、第５図
はその具体例を示す図、第６図はこの発明による
差圧伝送器の他の例を示す接続図である。 CH，CL：差圧を検出するコンデンサ（差動イ
ンピーダンス）、OSC：交流発振器、A1，A2，
A4：増幅器、A3：比較器、M1，M2：乗算器、
Vi：第１の信号、Vr：第２の信号、Vd：開平
値。
２図はその入出力特性を示す図、第３図は改良前
の他の差圧伝送器を示す接続図、第４図はこの発
明による差圧伝送器の一例を示す接続図、第５図
はその具体例を示す図、第６図はこの発明による
差圧伝送器の他の例を示す接続図である。 CH，CL：差圧を検出するコンデンサ（差動イ
ンピーダンス）、OSC：交流発振器、A1，A2，
A4：増幅器、A3：比較器、M1，M2：乗算器、
Vi：第１の信号、Vr：第２の信号、Vd：開平
値。
Claims (1)
- １ 差圧を検出してそのインピーダンス又はアド
ミダンスが差動的に変化する差動インピーダンス
又はアドミダンス素子と、その素子に交流信号を
印加する交流発振器と、上記素子のインピーダン
ス又はアドミダンスの差に比例した第１信号を検
出する手段と、上記インピーダンス又はアドミダ
ンスの和に比例した第２信号を検出する手段と、
上記第１信号及び第２信号の比の開平値を演算す
る手段と、その開平値を設定値と比較し、その大
小により上記開平値又は上記第１信号及び上記第
２信号の比に比例する信号の何れかを選択的に取
出す選択手段と、この選択手段の出力を電流に変
換する電圧―電流変換部とよりなる差圧伝送器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12145580A JPS5745696A (en) | 1980-09-01 | 1980-09-01 | Differential pressure trnasmitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12145580A JPS5745696A (en) | 1980-09-01 | 1980-09-01 | Differential pressure trnasmitter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5745696A JPS5745696A (en) | 1982-03-15 |
| JPS6362039B2 true JPS6362039B2 (ja) | 1988-12-01 |
Family
ID=14811547
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12145580A Granted JPS5745696A (en) | 1980-09-01 | 1980-09-01 | Differential pressure trnasmitter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5745696A (ja) |
-
1980
- 1980-09-01 JP JP12145580A patent/JPS5745696A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5745696A (en) | 1982-03-15 |
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