JPS6363246A

JPS6363246A - 位相復調方式

Info

Publication number: JPS6363246A
Application number: JP20825086A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiro Nakamura; 和弘中村
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-09-04
Filing date: 1986-09-04
Publication date: 1988-03-19

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）この発明は多位相変調された信号を受信する位相復調方
式に関し、例えばテレビジョン信号を復調するのに用い
られる。

（従来の技術）従来テレビジョン信号等のアナログ信号は、アナログＡ
　Ｍ変調、アナログＦＭ変調により伝送されている。近
年、人工衛星を中継機とする衛星放送が実施され注目を
集めている。衛星放送を行なう場合、占有周波数帯域幅
の制限、低Ｃ／Ｎでの受信要請等の問題があり各方面で
新たな伝送方式の研究が進められている。その１つとし
て、テレビジョン信号等のアナログ信号を量子化して多
相位相変調により伝送する方式が提案されている。

以下多相位相変調方式による位相復調方法について説明
する。第１２図は位相変調信号の位相ベクトル図を示し
ている。ｌ軸は、基準搬送波と同一の位相を、Ｑ軸はｌ
軸位相をπ／２（ｒａｄ）移相したものである。同図中
黒丸で示されている位相は、４つの基本的位相状態を示
し、通常４相位相変調波のシンボルに使われる。

第１３図は、従来の位相復調装置を示している。

中間周波入力端子１に入力された位相変調波は、第１２
図のｌ軸およびＱ軸に相当する位相を有する再生搬送波
ＣＷＩ、ＣＷ２により位相検波器２゜７で同期検波され
る。位相検波器２．７の出力は低域フィルタ３，８で高
域成分が除去されたあと、ビデオ増幅器４，９で増幅さ
れ、それぞれアナログデジタル変換器５，１０に供給さ
れる。変調位相θに対して、■軸、Ｑ軸の検波器２．７
の出力はそれぞれＣＯ３θ、　ＳＩＮθで表わされる。

アナログデジタル変換器５，１０は、ＣＯＳθ、　ＳＩ
Ｎθの信号をｍビットのデジタル値に変換する。これら
デジタル化された信号ＤＳＩ、ＤＳ２はアークタンジェ
ント（Ｔ　Ａ　Ｎ−１θ）の特性を有する回路１２によ
り、位相復調される。

一方アナログデジタル変換器５．１０の最上位ビット（
ＭＳＢ）は、比較器を用いたユニークワード検出器１１
に供給される。この各ＭＳＢは、４相位相変調信号の２
値化出力と同一である。従って、アナログデジタル変換
器５，１０のＭＳＢの組合わせを見ることで、第１２図
に示した位相状態（黒丸）の４位相状態を識別すること
ができる。

ところで、同期信号として伝送されてくる同期信号ユニ
ークワード（ＵＷ）は、位相状態（黒丸）の固有のパタ
ーン信号である。第１４図には同期信号ユニークワード
ＵＷを含む伝送信号の例を示している。この伝送信号は
、その他、無変調期間２０、アナログ位相変調期間２２
を含む。ユニークワード検出器１１は、あらかじめ固有
のパターン信号を持っており、ユニークワードＵＷが入
力した時は、これと固有のパターン信号とを比較し、ユ
ニークワードを検出する。

またユニークワード検出器１１は、入力信号の無変調期
間２０ではゲート信号を発生し、これを電圧制御発振器
１３の動作制御端子に供給する。

このときは、位相検波器２．低域フィルタ３．増幅器４
．電圧制御発振器１３のループで位相同期ループが形成
される。このときに位を目検波器２から位相誤差信号が
あればこの信号は電圧制御発振器１３の位相制御端子に
供給される。これにより電圧制御発振器１３の出力は、
基準位相０”（ｌ軸）に調整される。また第１３図の６
は９０″移柑器でありＱ軸に相当する再生搬送波を得る
ためのものである。

（発明が解決しようとする問題点）第１３図に示す回路の場合、■ビデオ増幅器４のオフセ
ット電圧によりＩ軸同期検波出力ＤＳＩにオフセットが
生じ、同様に、■ビデオ増幅器９のオフセット電圧によ
りＱ軸同期検波出力ＤＳ２にオフセットが生じる。■９
０°移相器６の移相量調整不良によりＱ軸の直交ずれが
生じる。■低域フィルタ３．８の挿入損失のばらつきや
ビデオ増幅器４，９の増幅度のばらつきにより、Ｉ軸−
Ｑ軸間の利得偏差が生じる。

第２図は同期検波軸１−Ｑが、上記■〜■の調整不良に
より１′軸、Ｑ−軸にずれた場合を示している。Ｉ゛軸
の角度ずれαは、ｌ軸オフセット電圧により再生された
基準位相（０＠）搬送波の位相ずれである。また工軸、
Ｑ軸オフセット電圧により原点０が０″に移動している
。同図の破線は、１′軸に対し垂直な直線であるが、９
０＋１移相器６の調整不良により、Ｑ−軸は破線と一致
せず直交ずれβを生、じている。さらにＩ−Ｑ軸の利得
偏差により、Ｑ軸の長さがＩ軸と一致しなくなる。

ここで第２図に示した同期検波軸のずれは、比較的少量
であるため例えばデジタルデータ伝送等に使われる４相
位相変調復調方式においては、４つのシンボル位相が検
出不能になるようなことはなく、等価Ｃ／Ｎの劣化を招
く程度でシシテム全体の動作に重要な欠陥とはならない
。しかし、多相位相変調方式においては、第１５図の実
線で示すように復調位相のりニアリティを大きく劣化さ
せる要因となる。特にテレビジョン信号の伝送において
は復調位相のりニアリティ劣化は画質を大きく劣化させ
てしまうことになる。

そこでこの発明は、Ｉ軸オフセット電圧、Ｑ軸オフセッ
ト電圧、Ｉ−Ｑ軸直交ずれ、Ｉ−Ｑ軸利得偏差を自動的
に調整し、復調位相のリニアリティを安全に保つ位相復
調方式を提供することを目的とする。

［発明の構成］（問題点を解決するための手段）この発明は、■Ｉ軸オフセット電圧、■ＱＱ軸フセット
電圧、■Ｉ−Ｑ軸直交ずれ、■Ｉ−Ｑ軸利得偏差の４つ
の項目につき各調整項目ごとの特定シーケンスループを
形成する調整不良検出手段を設け、その補正量を所定回
路にフィードバックするものである。補正順序は例えば
■〜■の順である。■に関しては特定シーケンスループ
の位相を０″と１８０’とし、両者の同期検波出力の絶
対値が等しくなるように調整される。■に関しては特定
シーケンスループの位相が９０″と２７０°とされ、同
様な手段により所定回路が調整される。■に関しては特
定シーケンスループの位相を００とし、復調位相誤差が
零となるように所定回路が調整される。■に関しては特
定シーケンスループの位相を４５°にして同様に°復調
位相誤差が零になるように所定回路を制御する。

（作用）上記の制御手段により、各■〜■の調整項目の調整が自
動的に行われ良好なリニアリティの同期検波出力を得る
ことができる。

（実施例）以下この発明の一実施例を図面を参照して説明する。

まずこの発明の原理を第２図、第３図、第４図を参照し
て説明し、次に第１図の具体的実施例を説明する。

ｌ軸オフセット電圧は、第２図に示すように、再生搬送
波の位相ずれαと原点ずれを引起こす。

特定シーケンスループにＯ１′と１８０＠の位相信号が
送信されたとき、Ｉ軸同期検波出力は、本来あるべき０
＠、１８０°の位相点データをＩ゛軸に投影した点Ａ、
Ｂのデータとなる。このときの同期検波出力の絶対値は
ａ、ｂであり、ａ−ｂが零となるようにＩ軸オフセット
電圧を調整すれば、再生搬送波の位相ずれαおよびＩ軸
原点ずれはなくなる。この状態を第３図に示す。

次にＱ軸オフセット電圧は、特定シーケンスループに９
０°と、２７０　”の位相信号を送信し、この時の同期
検波出力の絶対値ｃ、ｄを零にするようにＱ軸オフセッ
ト電圧を調整すればよい。ここでＱ軸直交軸ずれ、Ｉ−
Ｑ軸利得偏差があっても制御は正常に行われる。また依
然としてｌ軸オフセットが残っていれば、Ｑ軸オフセッ
トが零でない点に制御結果は収束する。

さてＩ軸、Ｑ軸オフセット電圧が取除かれたときの状態
を第４図に示す。この状態では特定シーケンスループの
位相信号が００のとき、Ｑ′軸の同期検波出力はｅとな
る。Ｑ軸の直交ずれβがあることによりｅは零とならず
、従って復調位相は０°となり得ない。この復調位相を
０″になるようにするには、９０°移相器を調整すれば
よい。

最後にＩ−Ｑ軸利得偏差は、特定シーケンスループの位
相信号を４５″として処理される。復調位相か４５°に
なるのは、１軸とＱ軸と同期検波出力が一致した場合で
あり、復調位相が４５°になるようにＱ軸のビデオ増幅
器の増幅度が調整される。

上記の原理を基本としてこの発明は構成される。

第１図はこの発明の一実施例であり、破線で囲む部分が
本発明の特徴部である。他の部分は、第１３図で説明し
た回路と同じであるから第１３図と同じ符号を付してい
る。

即ち位相検波器２．７．９０″移相器６、低域フィルタ
３，８、ビデオ増幅器４，９、アナログデジタル変換器
５，１０、Ｔ　Ａ　Ｎ−１回路１２、ユニークワード検
出器１１は先の第１３図の回路と同じである。

ここで、伝送信号としては、例えば第５図、第６図に示
すように、特定シーケンス区間ＳＱを有したものが伝送
されてくる。このシーケンス区間ＳＱには、位相０″情
報、９０６情報、１８０″情報、２７０°情報がある。

この情報をユニークワード検出器１１が検出すると、こ
の検出器１１は、その出力端子１１０，１１１，１１２
゜１１３．１１４に制御信号を出力する。これらυｊ御
信号ＰＩ、Ｐ２．Ｐ３、Ｐ４は、この発明の特徴部であ
る補正回路部２００に供給される。

以下補正回路部２００について説明する。補正回路部２
００は、セレクタ２０１を有する。このセレクタ２０１
には、アナログデジタル変換器５゜１０からのＩ軸同期
検波出力ＤＳＩ、Ｑ軸同期検波出力ＤＳ２、Ｔ　Ａ　Ｎ
−１回路１２からの位相復調出力ＤＳ３が供給される。

さらにこのセレクタ２０１には、補正回路部２００の内
部のデータ発生回路２０２からの位相０″情報、４５″
情報がインバータ２０３を介して供給される。セレクタ
２０１は、端子Ｘ１に先の制御信号Ｐ１が供給されたと
きに、入力部の情報のいずれか１つを順番に選択し、比
較器２０４に供給する。またこの比較器２０４は、端子
Ｘ２に制御信号Ｐ２が供給されたときに、セレクタ２０
１から次の情報をうけとり、先の情報との比較を行なう
。つまり、このことは１組のデータの比較を行なうこと
になる。

現在の処理期間が、第５図の区間ＳＱＩであれば、位相
０°と１８０’の情報との比較を行なうことになる。こ
の処理の意味するところは、第２図に示すＩ軸のオフセ
ットを検出することに相当する。

比較器２０４の出力は、低域フィルタ２０５で平滑化さ
れ、補正量としてデマルチプレクサ２０６と零検出器２
．０７に供給される。

デマルチプレクサ２０６は端子Ｘ４に先の制御信号Ｐ４
が供給されることにより、低域フィルタ２０５からの出
力を対応するポート０６ａ〜０６ｄに出力し、他の時刻
にはそれを保持する。

一方、零検出器２０７は、低域フィルタ２０５からの出
力（補正量）が零であるか否かを検出し、零になった場
合に、各調整項目に対応するポート０７ａ〜０７ｄにハ
イレベル“Ｈ”を出力する。

零検出器２０７は、端子Ｘ３にユニークワード検出器〕
１からの制御信号Ｐ３か供給されたときに零検出を行な
う。デマルチプレクサ２０６、零検出器２０７の出力は
、出力制御部２０８に入力される。出力制御部２０８は
、補正量を出力するタイミングを決定する回路であり、
Ｉ軸オフセット電圧補正二ポー）０８ａ、Ｑ軸オフセッ
ト電圧補正量ポート０８ｂ１移相量調整ポート０８　Ｃ
％利得補正量ポート０８ｄを有し、端子Ｘ５に制御信号
Ｐ５が印加されたとき、現在行なうべき調整項口に対す
る補正信号を出力有する。出力された信号は、アナログ
デジタル変換器２１１〜２１４のいずれかでデジタル化
され、出力部２１ａ。

２１ｂ、２１ｃ、２１ｄに導出される。

出力部２１ａにはＩ軸オフセット電圧補正量出力が得ら
れ、この出力はビデオ増幅器４のオフセット調整端子４
ａに供給される。出力部２１ｂにはＱ軸オフセット電圧
補正量出力が得られ、この出力はビデオ増幅器９のオフ
セット調整端子９ａに供給される。出力部２１Ｃには移
相量調整出力が得られ、これは９０″移相器６の移相量
調整端子６ａに供給される。出力部２１ｄには利得補正
量出力が得られ、これはビデオ増幅器９の増幅度調整端
子９ｂに供給される。

上記の実施例の場合、第５図のシーケンス区間ＳＱＩ〜
ＳＱ４から、順序は次の■〜■の順である。■特定シー
ケンスループの位相を０＠と１８０”とし、両者の同期
検波出力の絶対値が等しくなるように増幅器４を調整す
る。■特定シーケンスループの位相が９０″と２７０”
とされ、同様な手段により増幅器９が調整される。■特
定シーケンスループの位相をＯ＠とし、復調位相誤差が
零となるように移相器６が調整される。■特定シーケン
スループの位相を４５°にして同様に復調位相誤差が零
になるように増幅器９の利得が制御される。

つまり、シーケンス区間ＳＱＬにおいては、Ｉ軸オフセ
ット電圧補正量が得られ、シーケンス区間ＳＱ２におい
ては、Ｑ軸オフセット電圧補正量が得られ、シーケンス
区間ＳＱ３においては、ｌ−Ｑ軸直交ずれに対する補正
量が得られ、シーケンス区間ＳＱ４においては、Ｉ−Ｑ
軸利得偏差補正塁が得られる。

第７図は、比較器２０４の具体的構成例を示し、第８図
は低域フィルタ２０５、第９図はデマルチプレクサ２０
６、第１０図は零検出器２０７、第１１図は出力制御部
２０８の具体的構成をそれぞれ示している。

比較器２０４は、セレクタ２０１の出力を交互にラッチ
するラッチ回路４０１，４０２、このラッチ回路４０１
．４０２の出力を比較する比較部４０３、さらにインバ
ータ４００，４０４により構成される。今、例えば特定
シーケンス区間ＳＱ１ならば、ラッチ回路４０１，４０
２は、インバータ４００の働きにより、０９位相情報と
１８０°位相情報とを交互にラッチすることになる。そ
して、比較部４０３は、ラッチ出力の誤差を検出し、そ
の符号反転出力を導出する。

低域フィルタ２０５は、加算器５０１と、遅延回路５０
２により構成される。遅延回路５０２の出力は加算器５
０１に帰還され新しい入力と加算される。よって遅延回
路５０２からは入力の積分出力が得られる。

デマルチプレクサ２０６は、低域フィルタ２０５からの
補正量を、各調整項目に応じて、出力ポート０６ａ〜０
６ｄに出力するもので、選択部６００．７ツチ回路６０
１〜６０４により構成されている。選択部６００の入力
出力経路、およびラッチ回路６０１〜６０４のラッチ信
号は、先の端子Ｘ５に供給される制御信号Ｐ６の内容に
より決定される。例えば特定シーケンスＳＱＩを処理し
ているときはポート０６ａに補正量が導出され、特定シ
ーケンスＳＱ２を処理しているときはポート０６ｂに補
正量が導出され、特定シーケンスＳＱ３を処理している
ときはポー）０６ｃに補正量か導出され、特定シーケン
スＳＱ４を処理し。

ているときはポート０６ｄに補正量が導出される。

零検出器２０７は、ポー）０７ａ−０７ｄのうち、補正
の完了した調整項目に対応するポートにハイレベルの出
力を得る。この検出器は、インバータ７００、ナンド回
路７０１〜７０４、ラッチ回路７０５〜７０８、アンド
回路７０９〜７１１により構成される。第１図で説明し
たアナログデジタル変換器２１．１９は、入力端子が零
のときＭ　Ｓ　Ｂ　−１、下位ｍ−１ビツトがオール零
となる回路である。よって、今特定シーケンスＳＱＩの
区間を処理中に、補正量が零になるとナンド回路７０１
からハイレベルの出力が得られ、これがラッチ回路７０
５にラッチされる。従って、この次は、アンド回路７０
９がエネーブルされた状態となる。ラッチ回路７０５〜
７０８のラッチ動作は、先に説明した端子Ｘ３から供給
される制御信号Ｐ３の内容により決定される。

出力制御部２０８は、上記デマルチプレクサ２０７、零
検出器２０８からの出力を受けて、補正量または無補正
データを出力する。この制御部は、無補正データ発生部
８００、セレクタ８０１〜８０４により構成される。セ
レクタ８０１〜８０４には、零検出器２０７のポート０
７ａ〜０７ｄの出力かそれぞれ供給される。各セレクタ
８０１〜８０４は、零検出器からの出力がハイレベルで
あるときは、補正量が零になったことであるから、現在
与えているデマルチプレクサからの補正量データをその
まま保持するために、デマルチプレクサからの出力を選
択する。また、調整を行なっていない項目に対しては、
無補正データを初期補正量として選択して導出する。各
セレクタ８０１〜８０４の選択動作がなされる期間は、
システムスタート時は端子Ｘ５に与えられる制御信号Ｐ
５の内容に依存するが、零検出器２０７がらの出力がハ
イレベルになると、強制的にデマルチプレクサからの出
力を選択して導出する。

今、出力ポート０８ａからｌ軸オフセット補正量が得ら
れるとすると、そのデジタルアナログ変換出力は、ビデ
オ増幅器４のオフセット調整端子に供給される。また出
力ポート０８ｂからＱ軸オフセット補正量か得られると
すると、そのデジタルアナログ変換出力は、ビデオ増幅
器９のオフセット調整端子に供給される。さらに出力ポ
ート０８ｃから１−Ｑ軸直交ずれ補正量が得られるとす
ると、そのデジタルアナログ変換出力は、９０°移相回
路６の移相量制御端子に供給される。

そして出力ポート０８ｄからＩ−Ｑ軸利得偏差補正量が
得られるとすると、そのデジタルアナログ変換出力は、
ビデオ増幅器９の利得制御端子に供給される。

上記のように、本方式によると、同期検波回路の各部で
生じる調整不良を自動的に検出し、Ｉ軸オフセット電圧
補正、Ｑ軸オフセット電圧補正、１−Ｑ軸直交ずれ補正
、Ｉ−Ｑ軸利得偏差補正を順次行なうことができる。こ
れにより、リニアリティの良い復調出力を得ることがで
きる。

［発明の効果コそこでこの発明は、Ｉ軸オフセット電圧、Ｑ軸オフセッ
ト電圧、Ｉ−Ｑ軸直交ずれ、Ｉ−Ｑ軸利得偏差を自動的
に調整し、復調位相のりニアリティを安全に保つ位相復
調方式を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す構成説明図、第２図
、第３図、第４図はこの発明の詳細な説明するのに示し
たＩ−Ｑ軸位相説明図、第５図、第６図は送信信号のフ
ォーマットの例を示す図、第７図、第８図、第９図、第
１０図、第１１図はそれぞれ第１図の回路の各部の回路
構成を示す図、第１２図は位相変調信号の説明図、第１
３図は従来の位相復調回路を示す図、第１４図は伝送信
号のフォーマットを示す図、第１５図は波形特性の説明
図である。２．７・・・位相検波器、３．８・・・低域フィルタ、
４．９・・・ビデオ増幅器、５．１０・・・アナログデ
ジタル変換器、１１・・・ユニークワード検出器、１２
・・・アークタンジェント回路、２００・・・補正回路
、２０１・・・セレクタ、２０４・・・比較器、２０５
・・・低域フィルタ、２ｏ６・・・デマルチプレクサ、
２０７・・・零検出四路、２０８・・・出力制御部、２
１１〜２１４・・・デジタルアナログ変換器。出願人代理人　弁理士　鈴江武彦ａ　８１恭 ≧　エ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）多相位相変調信号の位相復調方式において、基準
搬送波と同位相の同期検波軸（以下Ｉ軸という）に生じ
るオフセット電圧を検出する手段と、Ｉ軸と９０°の位
相差を有する同期検波軸（以下Ｑ軸という）に生じるオ
フセット電圧を検出手段と、上記Ｑ軸同期検波軸の位相
検波器に使用されるＱ軸再生搬送波を得るための９０°
移相器の移相量調整誤差を検出する手段と、Ｉ軸−Ｑ軸
間の増幅度の不一致を検出する手段と、上記各手段の検
出量に応じた４種の補正量を発生する手段と、前記Ｉ軸
に関してはＩ軸位相検波出力に補正量を加算する手段と
、前記Ｉ軸オフセット電圧の補正が完了したことを検出
する手段と、前記Ｑ軸オフセット電圧に関しては前記Ｉ
軸オフセット電圧補正完了信号をうけて補正量をＱ軸位
相検波出力に加算する手段と、Ｑ軸オフセット電圧の補
正が完了したことを検出する手段と、前記９０°移相器
の移相量調整不良に関しては前記Ｑ軸オフセット電圧補
正完了信号をうけて補正量を上記９０°移相器の移相量
調整端子に帰還する手段と、前記移相量補正が完了した
ことを検出する手段と、前記Ｉ軸−Ｑ軸間の増幅度の不
一致に関しては上記移相器補正完了信号をうけて増幅度
補正量をＱ軸処理系に含まれる増幅器の増幅度調整端子
に帰還する手段とを有することを特徴とする位相復調方
式。
（２）上記位相復調方式において、前記Ｉ軸オフセット
電圧の検出に関しては、送信位相０°の位相検波出力と
送信位相１８０°の位相検波出力を比較する手段とを有
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の位相
復調方式。
（３）上記位相復調方式において、Ｑ軸オフセット電圧
の検出に関しては、送信位相９０°の検波出力と送信位
相１８０°の位相検波出力を比較する手段を有したこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の位相復調方式
。
（４）上記位相復調方式において、前記９０°移相器の
移相量調整誤差検出に関しては、送信位相０°または１
８０°の位相検波出力を得る手段を有することを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の位相復調方式。
（５）上記位相復調方式において、Ｉ軸−Ｑ軸増幅度不
一致の検出に関しては、送信位相４５°または２２５°
または３１５°の位相復調出力を有する手段を有したこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の位相復調方
式。