JPS6363573A

JPS6363573A - 高周波パルスア−ク溶接機

Info

Publication number: JPS6363573A
Application number: JP20613886A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Kono; 等河野; Michihiro Hayashi; 林　満弘
Original assignee: Shinko Electric Co Ltd
Current assignee: Shinko Electric Co Ltd
Priority date: 1986-09-02
Filing date: 1986-09-02
Publication date: 1988-03-19
Also published as: JPH0413060B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」この発明は、薄板交流溶接等に用いて好適な高周波パル
スアーク溶接機に関する。

「従来の技術−１第３図は、従来の溶接電源の構成を示す回路図であり、
図において、■はバッテリ等の直流電源（電圧Ｅ　）で
ある。ＩＮＶは、直流電源１の直流出力を交流に変換し
て出力するインバータであり、スイッチング素子２〜５
とダイオード６〜９とから構成されている。このインバ
ータＩＮＶの出力端間には、電流検出器１０、被溶接材
ＩＩ、アーク１２、電極１３、カップリングコイルＩ４
およびリアクトル１５が直列に配されろ構成となってい
る。１７は、電流検出器１０の検出電流に基づいてスイ
ッチング素子２〜５のオン／オフ制御を行うとともに、
高周波高圧発生器１６の駆動を制御する制御回路であり
、高周波高用発生器１６は、カップリングコイル１４と
ともにアークスタータを構成している。また、１８は指
令／操イ′１部であり、制御回路１７に対し溶接電流の
１１七：ｌｉ　ｆ、、Ｔ活を指示する。

第４図は、上記構成による従来の溶接電ｉ１１；ｉのス
イッチング素子２〜５のオン／オフタイミンクと溶接電
流１ｗの関係を示す波形図である。この図において、ハ
ヅチングを付した部分は、各スイッチング素子２〜５の
オン期間を示しでいる。ｅして、制御回路１７が高周波
高圧発生器１６に駆動指令を与えて高圧を発生させると
、被溶接材１１と電極１３との間にアーク放電が開始さ
れ、以後、第４図（ロ）〜（ポ）に示すようなスイッチ
ング素子を行うと、同図（イ）に示すような溶接電流１
ｗが流れる。すなわち、同図に１゛１で示す、スイッチ
ング素子２と５が共にオンの期間においてｆＪｌ　、直
流電源１＝スイッヂング素子２−・被溶接材１１　・ア
ーク１２→電極１３→カツプリングコイル１４−リアク
トル１５−スイッヂンク素−ｒ−５，）直流電δム；（
１の経路で溶接電流１ｗが流れ（以下、この期間を給電
期間′Ｉ゛１と称す）、同図にＴ２で示す、スイッチ“
ンク素子５かオフ、スイッチング素子２のみがオンの期
間にわいては、リアクトル１５に蓄えられたエネルギに
より、リアクトル１５→ダイオード８→スイツヂンク素
子２→被溶接材１１→アーク１２−・電極１３→カツプ
リングコイルＩ４→リアクトルＩ５の経路で、溶接電流
１ｗが還流する（以下、この期間を還流期間Ｔ２と称す
）。

１発明が解決４゛ろ問題点」とごろで、直流溶接においては、溶接電流に対し高周波
パルス電流を重畳すると、電磁ピンチ効果か増大し、ア
ークの安定性が高められることが知られている。電磁ピ
ンチ効果とは、アーク電流によ−）で発生ずる磁界の影
響を受けてアークがその（Ｙを細く絞られる性質のこと
で、アークの安定化のために、好ましい性質である。し
たがって、高周波パルス電流を重畳する方法は、低電流
溶接が要求されてアークが不安定になりやすい薄板の溶
接に効果がある。

一方、アルミニウム等のように、酸化しく１い材料の場
合には、酸化膜を除去するクリーニング作用を有する逆
極性溶接あるいは交流溶接が適用されることが多い。

しかしながら、交流溶接電源の場合は、薄い材料の溶接
に際しては、溶接電流の平均値を低くしなければならな
いため、アークが不安定となる欠点があった。そごで、
直流溶接電源の場合と同様に高周波パルスを重畳させる
ことが考えられる。

高周波パルスを重畳させるには、交流周期′１゛および
Ｔ−を決定する制御回路１７内の発振器の周波数を大と
すればよいが、第３図に示す従来の交流溶接電源におい
ては、平滑用のりアクドル１５か有るため、第４図（イ
）に示すように溶接電流１　ｗのリップル分が除去され
、高周波成分σい１７畳は困難となる。特に、高周波成
分の重畳に伴う聴感１″の悪影響を除去するために、高
周波成分を１５ｋＨｚ以上（可聴領域外周波数）とする
ことは、リアクトル１５（配線浮遊インダクタンスを含
む）の影響を受け、はとんと不可能であった。

そこで、リアクトルＩ５を除去らしくは小さな値きし、
スイッチング素子２，５または４，３の対を同時にオン
／オフすれば、電流減少時のｄｉ／ｄｔの値が上昇時の
それとほぼ同じになり（符号は逆）、この結果、第５図
に実線で示すように、高周波成分の重１′＋がｉｉＪ能
となる。なお、リアクトル１５および配線浮遊インダク
タンスの影響で、溶接電流Ｉｗの波形を完全な矩形波と
することはできず、図示のようなＦ角波となるが、電流
ピークの値が大であれば、所定の効果を奏することがで
きる。

しかしながら、このようにリアクトル１５を小さな値よ
すると平滑効果がなくなるため、溶接電流１ｗの平均値
が小さい場合、すなわち、スイッチング素子２〜５のオ
ン時間が短い場合には、第５図に一点鎖線で示すように
溶接電流１ｗがＯとなる区間ができてしまい、アーク切
れが発生するという問題か生じた。

この発明は、−１一連した事情に鑑みてなされたもので
、交流溶接電源において、溶接電流に高周波パルス電流
を重畳させることができ、しかも溶接電流平均値が小さ
く設定されている場合でムアーク切れを発生させること
がない高周波パルスアーク溶接機を提供することを目的
としている。

「問題点を解決するための手段−１この発明は、直流電源に接続されノご複数のスイッチン
グ素子およびダイオードから構成される第１および第２
のインバータと、前記第１および第２のインバータの両
出力端間に順次直列に接続された電極および被溶接材の
間へ給電を行うときは前記第１のインバータの各スイッ
チング素子を適宜のパターンでオン状態とし、溶接電流
が所定値に達した際には、前記第１のインバータの総て
のスイッチング素子をオフ状態として前記直流電源への
回生を行い、この回生期間において溶接電流が所定値以
下にな−たとき、または第１のインバータから出力され
る溶接電流とは無関係に、前記第２のインバータの各ス
イッチング素子を適宜のパターンでオン状態として、前
記電極と被溶接材間に所定値の溶接電流を供給させる制
御手段上を具備することを特徴としている。

１作用」給電期間および回生期間における溶接電流のｄｉ／ｄｉ
の値を犬とすることができ、したがって、高周波成分の
重畳が良好に行えるとともに、回生期間における溶接電
流減少時において溶接電流が所定値以下となった場合、
またはこの溶接電流とは無関係に第２のインバータから
溶接電流が供給されので、溶接電流が０となることがな
くなり、アーク切れが防止される。

「実施例」以下、図面を参照し、この発明の詳細な説明する。

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図で
あり、前述した第３図の各部に対応する部分には同一の
符号が付されている。

第１図において、Ｉａとｌｂ、２ａ〜５ａと２ｂ〜５ｂ
、（ｉａ−９ａと６ｂ〜９ｂおよび１５ａと１５ｂは、
第３図に示した直流電源ｌ、スイッチング素子２〜５、
ダイオード６〜９およびリアクトル１５に各々対応する
ものであり、スイッチング素子２ａ〜５ａとダイオード
６ａ〜９ａによって第１のインバータＩ　ＮＶａが構成
され、スイッチング素子２ｂ〜５ｂとダイオード６ｂ〜
９ｂによって第２のインバータＩ　ＮＶｂが構成されて
いる。

１７Ａはスイッチング素子２ａ〜５ａと２ｂ〜５　ｂお
よび高周波高圧発生器１６の制御を行う制御回路であり
、指令／操作部１８Ａ内の各設定器１８Ａ１〜１８Ａ　
５の設定値および電流検出器１０の検出値に基づいて各
スイッチング素子のオン／オフ制御を行うようになって
いる。この場合、制御回路１７Ａにおける高周波高圧発
生器１６の制御系は、第３図に示す制御回路Ｉ７と同様
であるので、その図示および説明を省略し、スイッチン
グ素子の制御系についてのみ以下に説明する。

まず、溶接電流１ｗか正方向（被溶接材１１−・アーク
１２−電極１３）に流れている場合（以下、ＳＰ期間と
呼ぶ）、電流検出器１０から出力される溶接電流１ｗに
対応する検出電流（以下、フィードバック信号Ｆｓと呼
ぶ）は、アナログスイッチ２７を介して偏差検出点２９
．３１．３９および４０に各々供給される。

逆に、溶接電流１ｗが負方向（電極１３−アーク１２−
・被溶接材１１）に流れている場合（以下、ＲＰ刑期間
呼ぶ）、電流検出器ＩＯから出力されるフィードバック
信号Ｆｓは、ゲイン−１のアンプによって構成される反
転器２６で反転されてから、アナログスイッチ２８を介
して偏差検出点２９．３１，３９および４０に各々供給
される。

設定器１８　Ａ　　ｌは溶接電流平均値１ａｖを設定す
るためのもので、偏差検出点２９は、設定器１８Ａ１か
ら出力される溶接電流平均値１ａｖと、フィードバック
信号Ｆｓ（溶接電流Ｉｗに対応している）との偏差を検
出するものである。この偏差検出点２９において得られ
た偏差は積分器３０によって積分される。３Ｉは積分器
３０の積分出力信号と、フィートハック信号Ｆｓの瞬時
値との偏差を検出する偏差検出点であり、この偏差検出
点３１に得られる偏差が入力されるコンパレータ３２に
よって積分器３０の出力と、フィードバック信号Ｆｓの
瞬時値との大小関係が比較される。

１９は１５ｋＨｚの矩形波を発生ケるパルス発振器であ
り、この出力パルスはワンショット・マルチバイブレー
ク３４のトリガ端子に供給されるとともに、負論理オア
ゲート３３の一方の入力端と、Ｄタイプ・フリップフロ
ップ２１のり［ノック入力端ＣＫに供給される。

ワンショット・マルチバイブレーク３３の出力パルスは
、セット・リセット・フリップフ［ｌツブ３５のセット
端子Ｓに供給され、口論Ｊｌｊオアゲート３３の出力は
セット・リセット・フリップフロップ３５のリセット状
態Ｒに供給されろようにな−）でいる。そして、セット
リセット・フリップフ「１ツブ３５は、発振器１９の出
力か“Ｉビレヘルとなる毎にセントされ、次いで、発振
器１９の出力が“Ｌ”レベルの期間において、溶接電流
１ｗが第２図に示すピーク値１ｐ（設定器１８Δ　１に
よ−）で設定された溶接電流平均値１ａｖに対応してい
る）に達し、コンパレータ３２の出力が“Ｉ７”レベル
とな−、た時点で、リセットされる。

セット・リセット・フリップフロップ３５のＱ＝１１− 出力はアットゲート３７およびアンドゲート３８に供給
される。アンドゲート３７およびアンドケート３８は、
第１のインバータＩＮＶａを構成するスイッチング素子
２　ａ、　５　ａの対、およびスイッチング素子３ａ、
４ａの対を各々オン／オフするものである。これにより
、セットリセット・フリップフロップ３５のＱ出力が“
Ｈ”レベルとなっている期間において、アンドケート３
７またはアンドゲート３８か１３Ｍ状態となり、アント
ゲート３７またはアントケート３８のその他の入力端に
供給される信号に基づいて、スイッチング素子２　ａ、
　５　ａの対、またはスイッチング素子３ａ、４ａの対
がオンとなる。

そして、溶接電流１ｗが第２図に示すピーク値１ｐに達
する以前においては、コンパレータ３２の出力が“Ｈ”
レベルであり、セット・リセット・フリップフロップ３
５はセット状態を維持し、したがって、アンドゲート３
７および３８は開状態となる。ここで、アンドゲート３
７を介してスイッチング２　ａ、　５　ａの対がオンと
されると、第２図に示す給電期間ＴＩ内において、正側
のメインパルス十ＭＰが発生し、アンドゲート３８を介
してスイッチング素子３ａ、４ａの対がオンとされると
、給電期間Ｔ１内において、負側のメインパルスＭＰが
発生する。

また、パルス発振器１９の出力パルスが“１．”レベル
であり、かつ溶接電流１ｗが第２図に示４〜ピーク値１
ｐに達すると、コンパレータ３２の出力が“Ｌ”レベル
となり、セットリセット・フリップフロップ３５がリセ
ット状態となり、）２ンドゲート３７および３８は共に
閉状態となり、スイッチング素子２ａ〜５ａは全てオフ
とされ、これにより、第２図に示す回生期間Ｔ３となる
。

以上の説明かられかるように、パルス発振器１９の周波
数によって、メインパルスｌ−Ｍ　Ｐの発生周期が規定
され、さらに、このメインパルスＩＭＦのピーク値±Ｉ
ｐが、常に設定器１８△　１によ−）で設定された溶接
電流平均値１ａｖとなるように紹持される。

一方、Ｉ）タイプ・フリソプフ〔ｌツブ２１の１）入力
端にはパルス発振器２０の出力パルスが供給される。パ
ルス発振器２０は設定器１８Ａ　２によって設定された
発振周波数（通常１ｋｌ−１ｚ程度以下）で、設定器１
８Ａ　３１こよって設定されたデユーティ−比により発
振するように構成されている。

これらパルス発振器２０とＤタイプ・フリップフロップ
２Ｉは、第２図に示す、溶接電流１ｗの正側の半サイク
ルであるＳＰ刑期間、負側の半サイクルであるＲ　Ｐ　
期間を規定するためのものである。すなわら、Ｄタイプ
・フリップフロップ２１のＱ出力は、そのクロック入力
端ＣＫに供給されるパルス発振器１９の出力が“Ｈ”レ
ベルに立ち上がる時点て切替わるが、この際、パルス発
振器２０の出ツノが“１ビレベルの期間（ＳＰＭ間）に
おいては、Ｄタイプ・フリップフロップ２１のＱ出力が
“ｔｌ”レベルとなる。

Ｄタイプ・フリップフロップ２１のＱ出力が“Ｈ”レベ
ルとなると、アンドゲート３７およびアンドゲート４５
がｆｆｔＪ状態となり、これにより、アンドヶ−１・３
７および４５のその他の入力端に供給される信号に応じ
て、第１のインバータＩＮＶａを構成するスイッチング
素子２　ａ、　５　ａ、および第２のインバータＩ　Ｎ
Ｖｂを構成するスイッチング素子５ｂかオンとなる。

一方、パルス発振器２０の出力が“Ｉ７”レベルの期間
（ＲＰ期間）においては、Ｄタイプ・ソリツブフロップ
２１のＱ出力が“Ｌ”レベルとなり、これにより、アン
ドゲート３８およびアントケート４６を開状態となり、
アンドゲート３８および４６のその他の入力端に供給さ
れる信号に応して、第１のインバータＩＮＶａを構成す
るスイッチング素子３ａ、４ａ、および第２のインバー
タＩＮ’Ｖｂを構成するスイッチング素子４ｂがオンと
なる３゜Ｄタイプ・フリップフロップ２１のＱ出力はア
ナログスイッヂ２７に供給されろとともに、インバータ
２８ａを介してアナログスイッヂ２８に供給され、これ
により、各偏差検出点２９．３＋、３９．４０に供給さ
れるフィードバック信号Ｆｓの極性が、ＳＰ期間および
ＲＰ期間にいづ−れにおいても常に正側に維持されるよ
うになっている。

次に、設定器１８Ａ４は、第２図に示すベース溶接電流
下限値ＩＢ、を設定するためのもので、また、設定器１
８Ａ　５は、ベース溶接電流上限値＋１３２を設定４゛
るためのものである。これら設定器１８Ａ　４および１
８Ａ　５の各設定値は、偏差検出点３９および４０に供
給されてフィードバック信号Ｆｓ（溶接電流１ｖに対応
している）との偏差が検出される。これら偏差検出点３
９および４０において得られた偏差はコンパレータ４１
及び４２に入力され大小関係が比較される。この場合、
溶接電流１ｗがベース溶接電流下限値ＩＢ、よりも小と
なった場合、コンパレータ４１の出力が“Ｈ”レベルと
なり、また溶接電流１ｗがベース溶接電流−ｈ限値ＩＢ
、より大となった場合にコンパレータ４２の出力が“Ｌ
”レベルとなる。これらコンパレータ４Ｉおよび４２の
各出力は、セット・リセット・フリップフロップ４３の
セット端子Ｓおよびリセット端子Ｒに供給され、これに
より、セット・リセット・フリップフロップ４３は、溶
接電流１ｗがベース溶接電流下限値ＩＢ、を下回った時
点でセットされ、ベース溶接電流上限値１１３．を−１
−回った時点でリセットされる。このセット・リセット
・フリップフロップ４３のＱ出力は、アンドゲート４５
および４６に供給される。

以上により、メインパルス±Ｍ　Ｉ）が供給された後の
回生期間Ｔ３において、溶接電流１ｗがベース電流下限
値±ＩＢ、以下となった場合に、第２のインバータＩ　
ＮＶｂを構成するスイッチング素子２　ｂ、　５　ｂの
対、または３ｂ、４ｂの対がオンとなって、給電期間Ｔ
１′　となり、次いで、溶接電流１ｗがベース電流上限
値±ＩＢ２に達した時点で、スイッチング素子２ｂまた
は３ｂのみがオンとなって、還流期間Ｔ２となる。

また、図に示す４８はインバータ、３６、．４４はタイ
マである。タイマ３６．４４はスイッチング素子２ａ〜
５ａおよび２ｂ〜５ｂのオン／オフパターンが切り替え
られる際において、互いに逆極性の関係のスイッチング
素子が同時にオンとなることを防止するためのものであ
る。

次に、上述した構成による一実施例の動作にっいて第２
図を参照して説明する。

この実施例においては、溶接電流１ｗが正方向に流れる
ＳＰ期間と、逆方向に流れるＲＰＭ間とでは全く同様の
制御を行っているので、ここでは、ＳＰ期間についての
み説明する。

いま、時刻ｔｓにおいて、溶接電流１ｗがピーク値ｌｐ
以下であり、コンパレータ３２の出力が“Ｈ”レベルと
なっている。ここで、パルス発振器Ｉ９の出力が“Ｈ”
レベルに立ち上がると、セット・リセット・フリップフ
ロップ３５がセットされて、そのＱ出力が“Ｉ−１”レ
ベルとなる。また、パルス発振器２０の出力が“Ｈ”レ
ベルとなり、Ｄタイプ・フリップフロップ２１のＱ出力
が“Ｈ”レベルとなると、タイマ３６による計時動作が
完了した時点でアンドゲート３７の入力端が全て“Ｈ”
レベルとなり、これにより、スイッチング素子２ａと５
ａがオンとなる。すると、溶接電流１ｗが、直流電源１
ａ−スイッチング素子２ａ−リアクトル１５ａ→電流検
出器１０→被溶接材１１→アークＩ２→電極Ｉ３→カッ
プリングコイルＩ４→スイッチング素子５ａ−直流電源
１ａの経路で流れ、ごの結果、第１のインバータＩＮＶ
ａによって、溶接電流１ｗが０（給され、メインパルス
十ＭＰが生じる（給電期間Ｔ、）。

次いで、時刻ｔ、において、溶接電流１ｗがピーク値１
ｐに達すると、コンパレータ３２の出力が゛“Ｌ”レベ
ルに反転し、セット・リセット・フリップフロップ３５
がリセットされ、そのＱ出力が、“Ｌ”レベルに反転す
る。すると、スイッチング素子２　ａ、　５　ａが同時
にオフとなり、溶接電流１ｗがダイオード７ａ、８ａを
介して直流電源１ａに回生され、これにより、溶接電流
Ｉｗの値は、給電期間′１゛、におけるｄｉ／ｄｔの傾
きと同様の傾き（符シ１は逆）で減少していく（回生期
間Ｔ２）。

次に、時刻ｔ２において、溶接電流１ｗが設定器１８Ａ
４によって設定されたベース溶接電流１ｚ限値ＩＢ、ま
で減少オろと、コンパレータ４１の出力が“Ｈ”レベル
となり、セット・リセット・ソリツブフロップ４３がセ
ットされ、そのＱ出力か“ｌ−じレベルとなり、この“
Ｈ”レベルのＱ出力がアンドゲート４５に供給され、ス
イッチング素子５　ｂがオンとなる。ここで、スイッチ
ング素子２ｂはＤタイプ・フリップフロップ２ＩのＱ出
力に基づいて、すでにオンとなっている。これら、スイ
ッチング素子２　ｂ、５　ｂが共にオンとなると、直流
電源Ｉｂ→スイッチング素子２ｂ→リアクトル１５ｂ→
電流検出器ｌＯ〜被溶接材１１→アーク１２−電極１３
→カツプリンクコイル１４→スイツチング索子５ｂ→直
流電源１ｂの経路で溶接電流Ｉｗが流れ、この結果、第
２のインバータＩ　ＮＶｂによって、溶接電流１ｗが供
給される（給電期間Ｔ１′）。

次いで、時刻ｔ３において、溶接電流１ｗが設定器１８
Δ　５によって設定されたベース溶接電流上限値Ｉ　Ｂ
　ｔに達すると、コンパレータ４２の出力か“Ｌ”レベ
ルとなり、セント・リセット・フリップフロップ４３が
リセットされ、そのＱ出力が、”Ｌ”レベルとなる。す
ると、スイッチング素子５ｂがオフとなり、スイッチン
グ素子２ｂのみがオンとなり、これにより、リアクトル
１５ｂに蓄えられたエネルギにより、リアクトル＋５ｂ
→電流検出器１０−・被溶接材１１＝アーク１２→電極
１３→カツプリングコイル１４→ダイオード８ｂ−〉ス
イッチング素子２ｂ−リアクトル１５Ｉ）の経路で、溶
接電流１ｗが還流する（還流期間′ｒ２）。このように
、第２のインバータＩＮＶｂは定リップル制御され、溶
接電流１ｗがベース溶接電流下限値Ｉ　＋３、以下とな
った時点で溶接電流１ｗを供給し、ベース溶接電流上限
値Ｉ　Ｂ　２以上となった時点で溶接電流１ｗを還流す
る。この場合の周波数は負荷によって定まる。

以下、同様にして、第１のインバータＩＮＶａによる給
電期間Ｔ１および回生期間Ｔ３と、第２のインバータＩ
　ＮＶｂによる給電期間Ｔ、”　および還流期間Ｔ、が
順次繰り返される。

上述した一実施例によれば、第１のインバータＩ　ＮＶ
ａから供給する溶接電流１Ｗのｄｉ／ｄｔ（メインパル
スＭＰの傾き）を大とし得て高周波パルスの重畳が可能
になるとともに、溶接電流１ｗの値がベース溶接電流下
限値Ｉ　Ｂ　＋以下となると、第２のインバータＩ　Ｎ
Ｖｂから溶接電流１ｗが供給されるので、溶接電流１ｗ
が０となる事輻を回避することかできる。

なお、上述した一実施例においては、ひとつの電流検出
器１０を設けたが、１対の電流検出器１０をリアクトル
１５ａ、１５ｂと同様に設け、第２のインバータＩ　Ｎ
Ｖｂを常時、定電流制御または定リップル制御して溶接
電流１ｗを供給するように構成してもよく、また、必ず
しも、第２のインバータＩ　ＮＶｂを第１のインバータ
ＩＮＶａと同期させて駆動する必要はなく、極性（ＳＰ
期間とＲＰ期間）を同じにすれば、非同期で駆動しても
構わない。

「発明の効果」以上説明したように、この発明によれば、直流ｍＩｔｍ
に接続された複数のスイッチング素子およびダイオード
から構成される第１および第２のインバータと、前記第
１および第２のインバータの両出力端間に順次直列に接
続された電極および被溶接材の間へ給電を行うときは前
記第１のインバータの各スイッチング素子を適宜のパタ
ーンでオン状態とし、溶接電流が所定値に達した際には
、藺記第１のインバータの総てのスイッチング索ｒをオ
フ状態として前記直流電源への回生を行い、この回生期
間において溶接電流が所定値以下になったとき、または
第１のインバータから出力される溶接電流とは無関係に
、前記第２のインバータの各スイッチング素子を適宜の
パターンでオン状態として、前記電極と被溶接材間に所
定値の溶接電流を供給させる制御手段とを設けたので、
給電期間および回生期間における溶接電流のｄｉ／ｄｔ
の値を犬とすることができ、したか−）で、高周波成分
の重畳か良好に行えるとともに、回生期間における溶接
電流減少時において溶接電流が所定（ｌｌ’ｉ以下とな
った場合、またはこの溶接電流とは無関係に第２のイン
バータから溶接電流が供給されので、溶接電流が０とな
ることがなく、アーク切れを防止することができるとい
う効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図は同実施例の動作を説明するための各部の波形図
、第３図は従来の溶接電源の構成を示すブロック図、第
４図は同溶接電源各部の波形図、第５図は従来の溶接電
源回路において高周波成分を重畳した場合の波形図であ
る。Ｉ　ａ、　Ｉ　ｂ・・・・直流電源、２ａ〜５　ａ、　
２　ｂ〜５ｂ・・・・・・スイッチング素子、６ａ〜９
　ａ、　６　ｂ〜９ｂ・・・・・ダイオード、Ｉ　Ｎ　
Ｖ　ａ−−第１のインバータ、Ｉ　ＮＶｂ・・・・・・
第２のインバータ、ＩＩ・・・・・被溶接材、１３・・
・電極、１７Ａ　・・・・制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】直流電源に接続された複数のスイッチング素子およびダ
イオードから構成される第１および第２のインバータと
、前記第１および第２のインバータの両出力端間に順次直
列に接続された電極および被溶接材の間へ給電を行うと
きは前記第１のインバータの各スイッチング素子を適宜
のパターンでオン状態とし、溶接電流が所定値に達した
際には、前記第１のインバータの総てのスイッチング素
子をオフ状態として前記直流電源への回生を行い、この
回生期間において溶接電流が所定値以下になったとき、
または第１のインバータから出力される溶接電流とは無
関係に、前記第２のインバータの各スイッチング素子を
適宜のパターンでオン状態として、前記電極と被溶接材
間に所定値の溶接電流を供給させる制御手段とを具備することを特徴とする高周波パルスアーク溶接機
。