JPH0413060B2

JPH0413060B2 -

Info

Publication number: JPH0413060B2
Application number: JP61206138A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Kono; Michihiro Hayashi
Original assignee: Shinko Electric Co Ltd
Current assignee: Shinko Electric Co Ltd
Priority date: 1986-09-02
Filing date: 1986-09-02
Publication date: 1992-03-06
Also published as: JPS6363573A

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」この発明は、薄板交流溶接等に用いて好適な高
周波パルスアーク溶接機に関する。

「従来の技術」第３図は、従来の溶接電源の構成を示す回路図
であり、図において、１はバツテリ等の直流電源
（電圧Ｅ）である。INVは、直流電源１の直流出
力を交流に変換して出力するインバータであり、
スイツチング素子２〜５とダイオード６〜９とか
ら構成されている。このインバータINVの出力
端間には、電流検出器１０、被溶接材１１、アー
ク１２、電極１３、カツプリングコイル１４およ
びリアクトル１５が直列に配される構成となつて
いる。１７は、電流検出器１０の検出電流に基づ
いてスイツチング素子２〜５のオン／オフ制御を
行うとともに、高周波高圧発生器１６の駆動を制
御する制御回路であり、高周波高圧発生器１６
は、カツプリングコイル１４とともにアークスタ
ータを構成している。また、１８は指令／操作部
であり、制御回路１７に対し溶接電流の目標値等
を指示する。

第４図は、上記構成による従来の溶接電源のス
イツチング素子２〜５のオン／オフタイミングと
溶接電流Iwの関係を示す波形図である。この図
において、ハツチングを付した部分は、各スイツ
チング素子２〜５のオン期間を示している。そし
て、制御回路１７が高周波高圧発生器１６に駆動
指令を与えて高圧を発生させると、被溶接材１１
と電極１３との間にアーク放電が開始され、以
後、第４図ロ〜ホに示すようなスイツチング制御
を行うと、同図イに示すような溶接電流Iwが流
れる。すなわち、同図にＴ１で示す、スイツチン
グ素子２と５が共にオンの期間においては、直流
電源１→スイツチング素子２→被溶接材１１→ア
ーク１２→電極１３→カツプリングコイル１４→
リアクトル１５→スイツチング素子５→直流電源
１の経路で溶接電流Iwが流れ（以下、この期間
を給電期間Ｔ１と称す）、同図にＴ２で示す、ス
イツチング素子５がオフ、スイツチング素子２の
みがオンの期間においては、リアクトル１５に蓄
えられたエネルギにより、リアクトル１５→ダイ
オード８→スイツチング素子２→被溶接材１１→
アーク１２→電極１３→カツプリングコイル１４
→リアクトル１５の経路で、溶接電流Iwが還流
する（以下、この期間を還流期間Ｔ２と称す）。

「発明が解決する問題点」ところで、直流溶接においては、溶接電流に対
し高周波パルス電流を重畳すると、電磁ピンチ効
果が増大し、アークの安定性が高められることが
知られている。電磁ピンチ効果とは、アーク電流
によつて発生する磁界の影響を受けてアークがそ
の径を細く絞られる性質のことで、アークの安定
化のために、好ましい性質である。したがつて、
高周波パルス電流を重畳する方法は、低電流溶接
が要求されてアークが不安定になりやすい薄板の
溶接に効果がある。

一方、アルミニウム等のように、酸化し易い材
料の場合には、酸化膜を除去するクリーニング作
用を有する逆極性溶接あるいは交流溶接が適用さ
れることが多い。

しかしながら、交流溶接電源の場合は、薄い材
料の溶接に際しては、溶接電流の平均値を低くし
なければならないため、アークが不安定となる欠
点があつた。そこで、直流溶接電源の場合と同様
に高周波パルスを重畳させることが考えられる。
高周波パルスを重畳させるには、交流周期Ｔおよ
びT′を決定する制御回路１７内の発振器の周波
数を大とすればよいが、第３図に示す従来の交流
溶接電源においては、平滑用のリアクトル１５が
有るため、第４図イに示すように溶接電流Iwの
リツプル分が除去され、高周波成分の重畳は困難
となる。特に、高周波成分の重畳に伴う聴感上の
悪影響を除去するために、高周波成分を15kHz以
上（可聴領域外周波数）とすることは、リアクト
ル１５（配線浮遊インダクタンスを含む）の影響
を受け、ほとんど不可能であつた。

そこで、リアクトル１５を除去もしくは小さな
値とし、スイツチング素子２，５または４，３の
対を同時にオン／オフすれば、電流減少時のdi／
dtの値が上昇時のそれとほぼ同じになり（符号は
逆）、この結果、第５図に実線で示すように、高
周波成分の重畳が可能となる。なお、リアクトル
１５および配線浮遊インダクタンスの影響で、溶
接電流Iwの波形を完全な矩形波とすることはで
きず、図示のような三角波となるが、電流ピーク
の値が大であれば、所定の効果を奏することがで
きる。

しかしながら、このようにリアクトル１５を小
さな値とすると平滑効果がなくなるため、溶接電
流Iwの平均値が小さい場合、すなわち、スイツ
チング素子２〜５のオン時間が短い場合には、第
５図に一点鎖線で示すように溶接電流Iwが０と
なる区間ができてしまい、アーク切れが発生する
という問題が生じた。

この発明は、上述した事情に鑑みてなされたも
ので、交流溶接電源において、溶接電流に高周波
パルス電流を重畳させることができ、しかも溶接
電流平均値が小さく設定されている場合でもアー
ク切れを発生させることがない高周波パルスアー
ク溶接機を提供することを目的としている。

「問題点を解決するための手段」この発明は、相補的にオン／オフする第１、第
２のスイツチング素子を第１の直流電源に対し順
次直列に接続するとともに、相補的にオン／オフ
する第３、第４のスイツチング素子を前記第１の
直流電源に対し順次直列に接続し、さらに、前記
各スイツチング素子に逆列にダイオードを接続し
て構成される第１のインバータと、相補的にオ
ン／オフする第５、第６のスイツチング素子を第
２の直流電源に対し順次直列に接続するととも
に、相補的にオン／オフする第７、第８のスイツ
チング素子を前記第２の直流電源に対し順次直列
に接続し、さらに、前記各スイツチング素子に逆
列にダイオードを接続して構成される第２のイン
バータと、前記第１および第２のインバータの両
出力端間に順次直列に接続された電極および被溶
接材と、高周波信号を出力する発振器と、溶接電
流の絶対値を予め設定された第１の値と比較する
第１のコンパレータと、前記溶接電流の絶対値を
予め設定された第２の値と比較する第２のコンパ
レータとを備え、前記高周波信号の周期に対応し
て前記第２、第３のスイツチング素子もしくは前
記第１、第４のスイツチング素子をオン状態と
し、前記第１のコンパレータの出力信号に基づい
て前記第１のインバータ総てのスイツチング素子
をオフ状態とし、前記第２のコンパレータの出力
信号に基づいて前記第２のインバータのいずれか
のスイツチング素子をオン状態とする一連の動作
を行う制御手段とを具備することを特徴としてい
る。

「作用」給電期間および回生期間における溶接電流の
di／dtの値を大とすることができ、したがつて、
高周波成分の重畳が良好に行えるとともに、制御
手段が高周波信号の周期に対応して第２、第３の
スイツチング素子もしくは第１、第４のスイツチ
ング素子をオン状態とし、第１のコンパレータの
出力信号に基づいて第１のインバータ総てのスイ
ツチング素子をオフ状態とし、第２のコンパレー
タの出力信号に基づいて第２のインバータのいず
れかのスイツチング素子をオン状態とする一連の
動作を行うので、溶接電流が０となることがなく
なり、アーク切れが防止される。

「実施例」以下、図面を参照し、この発明の実施例を説明
する。

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図であり、前述した第３図の各部に対応する
部分には同一の符号が付されている。

第１図において、１ａと１ｂ、２ａ〜５ａと２
ｂ〜５ｂ、６ａ〜９ａと６ｂ〜９ｂおよび１５ａ
と１５ｂは、第３図に示した直流電源１、スイツ
チング素子２〜５、ダイオード６〜９およびリア
クトル１５に各々対応するものであり、スイツチ
ング素子２ａ〜５ａとダイオード６ａ〜９ａによ
つて第１のインバータINVaが構成され、スイツ
チング素子２ｂ〜５ｂとダイオード６ｂ〜９ｂに
よつて第２のインバータINVbが構成されてい
る。

１７Ａはスイツチング素子２ａ〜５ａと２ｂ〜
５ｂおよび高周波高圧発生器１６の制御を行う制
御回路であり、指令／操作部１８Ａ内の各設定器
１８A₁〜１８A₅の設定値および電流検出器１０
の検出値に基づいて各スイツチング素子のオン／
オフ制御を行うようになつている。この場合、制
御回路１７Ａにおける高周波高圧発生器１６の制
御系は、第３図に示す制御回路１７と同様である
ので、その図示および説明を省略し、スイツチン
グ素子の制御系についてのみ以下に説明する。

まず、溶接電流Iwが正方向（被溶接材１１→
アーク１２→電極１３）に流れている場合（以
下、SP期間と呼ぶ）、電流検出器１０から出力さ
れる溶接電流Iwに対応する検出電流（以下、フ
イードバツク信号Fsと呼ぶ）は、アナログスイ
ツチ２７を介して偏差検出点２９，３１，３９お
よび４０に各々供給される。

逆に、溶接電流Iwが負方向（電極１３→アー
ク１２→被溶接材１１）に流れている場合（以
下、RP期間と呼ぶ）、電極検出器１０から出力さ
れるフイードバツク信号Fsは、ゲイン−１のア
ンプによつて構成される反転器２６で反転されて
から、アナログスイツチ２８を介して偏差検出点
２９，３１，３９および４０に各々供給される。

設定器１８A₁は溶接電流平均値Iavを設定する
ためのもので、偏差検出点２９は、設定器１８
A₁から出力される溶接電流平均値Iavと、フイー
ドバツク信号Fs（溶接電流Iwに対応している）と
の偏差を検出するものである。この偏差検出点２
９において得られた偏差は積分器３０によつて積
分される。３１は積分器３０の積分出力信号と、
フイードバツク信号Fsの瞬時値との偏差を検出
する偏差検出点であり、この偏差検出点３１に得
られる偏差が入力されるコンパレータ３２によつ
て積分器３０の出力と、フイードバツク信号Fs
の瞬時値との大小関係が比較される。

１９は15kHzの矩形波を発生するパルス発振器
であり、この出力パルスはワンシヨツト・マルチ
バイブレータ３４のトリガ端子に供給されるとと
もに、負論理オアゲート３３の一方の入力端と、
Ｄタイプ・フリツプフロツプ２１のクロツク入力
端CKに供給される。

ワンシヨツト・マルチバイブレータ３３の出力
パルスは、セツト・リセツト・フリツプフロツプ
３５のセツト端子Ｓに供給され、負論理オアゲー
ト３３の出力はセツト・リセツト・フリツプフロ
ツプ３５のリセツト端子Ｒに供給されるようにな
つている。そして、セツトリセツト・フリツプフ
ロツプ３５は、発振器１９の出力が“Ｈ”レベル
となる毎にセツトされ、次いで、発振器１９の出
力が“Ｌ”レベルの期間において、溶接電流Iw
が第２図に示すピーク値Ip）設定器１８A₁によ
つて設定された溶接電流平均値Iavに対応してい
る）に達し、コンパレータ３２の出力が“Ｌ”レ
ベルとなつた時点で、リセツトされる。

セツト・リセツト・フリツプフロツプ３５のＱ
出力はアンドゲート３７およびアンドゲート３８
に供給される。アンドゲート３７およびアンドゲ
ート３８は、第１のインバータINVaを構成する
スイツチング素子２ａ，５ａの対、およびスイツ
チング素子３ａ，４ａの対を各々オン／オフする
ものである。これにより、セツトリセツト・フリ
ツプフロツプ３５のＱ出力が“Ｈ”レベルとなつ
ている期間において、アンドゲート３７またはア
ンドゲート３８が開状態となり、アンドゲート３
７またはアンドゲート３８のその他の入力端に供
給される信号に基づいて、スイツチング素子２
ａ，５ａの対、またはスイツチング素子３ａ，４
ａの対がオンとなる。

そして、溶接電流Iwが第２図に示すピーク値
Ipに達する以前においては、コンパレータ３２の
出力が“Ｈ”レベルであり、セツト・リセツト・
フリツプフロツプ３５はセツト状態を維持し、し
たがつて、アンドゲート３７および３８は開状態
となる。ここで、アンドゲート３７を介してスイ
ツチング２ａ，５ａの対がオンとされると、第２
図に示す給電期間T₁内において、正側のメイン
パルス＋MPが発生し、アンドゲート３８を介し
てスイツチング素子３ａ，４ａの対がオンとされ
ると、給電期間T₁内において、負側のメインパ
ルス−MPが発生する。

また、パルス発振器１９の出力パルスが“Ｌ”
レベルであり、かつ溶接電流Iwが第２図に示す
ピーク値Ipに達すると、コンパレータ３２の出力
が“Ｌ”レベルとなり、セツトリセツト・フリツ
プフロツプ３５がリセツト状態となり、アンドゲ
ート３７および３８は共に閉状態となり、スイツ
チング素子２ａ〜５ａは全てオフとされ、これに
より、第２図に示す回生期間T₃となる。

以上の説明からわかるように、パルス発振器１
９の周波数によつて、メインパルス±MPの発生
周期が規定され、さらに、このメインパルス±
MPのピーク値±Ipが、常に設定器１８A₁によつ
て設定された溶接電流平均値Iavとなるように維
持される。

一方、Ｄタイプ・フリツプフロツプ２１のＤ入
力端にはパルス発振器２０の出力パルスが供給さ
れる。パルス発振器２０は設定器１８A₂によつ
て設定された発振周波数（通常1kHz程度以下）
で、設定器１８A₃によつて設定されたデユーテ
イー比により発振するように構成されている。

これらパルス発振器２０とＤタイプ・フリツプ
フロツプ２１は、第２図に示す、溶接電流Iwの
正側の半サイクルであるSP期間と、負側の半サ
イクルであるRP期間を規定するためのものであ
る。すなわち、Ｄタイプ・フリツプフロツプ２１
のＱ出力は、そのクロツク入力端CKに供給され
るパルス発振器１９の出力が“Ｈ”レベルに立ち
上がる時点で切替わるが、この際、パルス発振器
２０の出力が“Ｈ”レベルの期間（SP期間）に
おいては、Ｄタイプ・フリツプフロツプ２１のＱ
出力が“Ｈ”レベルとなる。

Ｄタイプ・フリツプフロツプ２１のＱ出力が
“Ｈ”レベルとなると、アンドゲート３７および
アンドゲート４５が開状態となり、これにより、
アンドゲート３７および４５のその他の入力端に
供給される信号に応じて、第１のインバータ
INVaを構成するスイツチング素子２ａ，５ａ、
および第２のインバータINVbを構成するスイツ
チング素子５ｂがオンとなる。

一方、パルス発振器２０の出力が“Ｌ”レベル
の期間（RP期間）においては、Ｄタイプ・フリ
ツプフロツプ２１のＱ出力が“Ｌ”レベルとな
り、これにより、アンドゲート３８およびアンド
ゲート４６を開状態となり、アンドゲート３８お
よび４６のその他の入力端に供給される信号に応
じて、第１のインバータINVaを構成するスイツ
チング素子３ａ，４ａ、および第２のインバータ
INVbを構成するスイツチング素子４ｂがオンと
なる。

Ｄタイプ・フリツプフロツプ２１のＱ出力はア
ナログスイツチ２７に供給されるとともに、イン
バータ２８ａを介してアナログスイツチ２８に供
給され、これにより、各偏差検出点２９，３１，
３９，４０に供給されるフイードバツク信号Fs
の極性が、SP期間およびRP期間にいずれにおい
ても常に正側に維持されるようになつている。

次に、設定器１８A₄は、第２図に示すベース
溶接電流下限値IB₁を設定するためのもので、ま
た、設定器１８A₅は、ベース溶接電流上限値IB₂
を設定するためのものである。これら設定器１８
A₄および１８A₅の各設定値は、偏差検出点３９
および４０に供給されてフイードバツク信号Fs
（溶接電流Iwに対応している）との偏差が検出さ
れる。これら偏差検出点３９および４０において
得られた偏差はコンパレータ４１及び４２に入力
され大小関係が比較される。この場合、溶接電流
Iwがベース溶接電流下限値IB₁よりも小となつた
場合、コンパレータ４１の出力が“Ｈ”レベルと
なり、また溶接電流Iwがベース溶接電流上限値
IB₂より大となつた場合にコンパレータ４２の出
力が“Ｌ”レベルとなる。これらコンパレータ４
１および４２の各出力は、セツト・リセツト・フ
リツプフロツプ４３のセツト端子Ｓおよびリセツ
ト端子Ｒに供給され、これにより、セツト・リセ
ツト・フリツプフロツプ４３は、溶接電流Iwが
ベース溶接電流下限値IB₁を下回つた時点でセツ
トされ、ベース溶接電流上限値IB₂を上回つた時
点でリセツトされる。このセツト・リセツト・フ
リツプフロツプ４３のＱ出力は、アンドゲート４
５および４６に供給される。

以上により、メインパルス±MPが供給された
後の回生期間T₃において、溶接電流Iwがベース
電流下限値±IB₁以下となつた場合に、第２のイ
ンバータINVbを構成するスイツチング素子２
ｂ，５ｂの対、または３ｂ，４ｂの対がオンとな
つて、給電期間T₁′となり、次いで、溶接電流Iw
がベース電流上限値±IB₂に達した時点で、スイ
ツチング素子２ｂまたは３ｂのみがオンとなつ
て、還流期間T₂となる。

また、図に示す４８はインバータ、３６，４４
はタイマである。タイマ３６，４４はスイツチン
グ素子２ａ〜５ａおよび２ｂ〜５ｂのオン／オフ
パターンが切り替えられる際において、互いに逆
極性の関係のスイツチング素子が同時にオンとな
ることを防止するためのものである。

次に、上述した構成による一実施例の動作につ
いて第２図を参照して説明する。

この実施例においては、溶接電流Iwが正方向
に流れるSP期間と、逆方向に流れるRP期間とで
は全く同様の制御を行つているので、ここでは、
SP期間についてのみ説明する。

いま、時刻tsにおいて、溶接電流Iwがピーク
値Ip以下であり、コンパレータ３２の出力が
“Ｈ”レベルとなつている。ここで、パルス発振
器１９の出力が“Ｈ”レベルに立ち上がると、セ
ツト・リセツト・フリツプフロツプ３５がセツト
されて、そのＱ出力が“Ｈ”レベルとなる。ま
た、パルス発振器２０の出力が“Ｈ”レベルとな
り、Ｄタイプ・フリツプフロツプ２１のＱ出力が
“Ｈ”レベルとなると、タイマ３６による計時動
作が完了した時点でアンドゲート３７の入力端が
全て“Ｈ”レベルとなり、これにより、スイツチ
ング素子２ａと５ａがオンとなる。すると、溶接
電流Iwが、直流電源１ａ→スイツチング素子２
ａ→リアクトル１５ａ→電流検出器１０→被溶接
材１１→アーク１２→電極１３→カツプリングコ
イル１４→スイツチング素子５ａ→直流電源１ａ
の経路で流れ、この結果、第１のインバータ
INVaによつて、溶接電源Iwが供給され、メイン
パルス＋MPが生じる（給電期間T₁）。

次いで、時刻t₁において、溶接電流Iwがピーク
値Ipに達すると、コンパレータ３２の出力が
“Ｌ”レベルに反転し、セツト・リセツト・フリ
ツプフロツプ３５がリセツトされ、そのＱ出力
が、“Ｌ”レベルに反転する。すると、スイツチ
ング素子２ａ，５ａが同時にオフとなり、溶接電
流Iwがダイオード７ａ，８ａを介して直流電源
１ａに回生され、これにより、溶接電流Iwの値
は、給電期間T₁におけるdi／dtの傾きと同様の
傾き（符号は逆）で減少していく（回生期間
T₂）。

次に、時刻t₂において、溶接電流Iwが設定器１
８A₄によつて設定されたベース溶接電流下限値
IB₁まで減少すると、コンパレータ４１の出力が
“Ｈ”レベルとなり、セツト・リセツト・フリツ
プフロツプ４３がセツトされ、そのＱ出力が
“Ｈ”レベルとなり、この“Ｈ”レベルのＱ出力
がアンドゲート４５に供給され、スイツチング素
子５ｂがオンとなる。ここで、スイツチング素子
２ｂはＤタイプ・フリツプフロツプ２１のＱ出力
に基づいて、すでにオンとなつている。これら、
スイツチング素子２ｂ，５ｂが共にオンとなる
と、直流電源１ｂ→スイツチング素子２ｂ→リア
クトル１５ｂ→電流検出器１０→被溶接材１１→
アーク１２→電極１３→カツプリングコイル１４
→スイツチング素子５ｂ→直流電源１ｂの経路で
溶接電流Iwが流れ、この結果、第２のインバー
タINVbによつて、溶接電流Iwが供給される（給
電期間T₁′）。

次いで、時刻t₃において、溶接電流Iwが設定器
１８A₅によつて設定されたベース溶接電流上限
値IB₂に達すると、コンパレータ４２の出力が
“Ｌ”レベルとなり、セツト・リセツト・フリツ
プフロツプ４３がリセツトされ、そのＱ出力が、
“Ｌ”レベルとなる。すると、スイツチング素子
５ｂがオフとなり、スイツチング素子２ｂのみが
オンとなり、これにより、リアクトル１５ｂに蓄
えられたエネルギにより、リアクトル１５ｂ→電
流検出器１０→被溶接材１１→アーク１２→電極
１３→カツプリングコイル１４→ダイオード８ｂ
→スイツチング素子２ｂ→リアクトル１５ｂの経
路で、溶接電流Iwが還流する（還流期間T₂）。こ
のように、第２のインバータINVbは定リツプル
制御され、溶接電流Iwがベース溶接電流下限値
IB₁以下となつた時点で溶接電流Iwを供給し、ベ
ース溶接電流上限値IB₂以上となつた時点で溶接
電流Iwを還流する。この場合の周波数は負荷に
よつて定まる。

以下、同様にして、第１のインバータINVaに
よる給電期間T₁および回生期間T₃と、第２のイ
ンバータINVbによる給電期間T₁′および還流期
間T₂が順次繰り返される。

上述した一実施例によれば、第１のインバータ
INVaから供給する溶接電流Iwのdi／dt（メイン
パルスMPの傾き）を大とし得て高周波パルスの
重畳が可能になるとともに、溶接電流Iwの値が
ベース溶接電流下限値IB₁以下となると、第２の
インバータINVbから溶接電流Iwが供給されるの
で、溶接電流Iwが０となる事態を回避すること
ができる。

なお、上述した一実施例においては、ひとつの
電流検出器１０を設けたが、１対の電流検出器１
０をリアクトル１５ａ，１５ｂと同様に設け、第
２のインバータINVbを常時、定電流制御または
定リツプル制御して溶接電流Iwを供給するよう
に構成してもよく、また、必ずしも、第２のイン
バータINVbを第１のインバータINVaと同期さ
せて駆動する必要はなく、極性（SP期間とRP期
間）を同じにすれば、非同期で駆動しても構わな
い。

「発明の効果」以上説明したように、この発明によれば、相補
的にオン／オフする第１、第２のスイツチング素
子を第１の直流電源に対し順次直列に接続すると
ともに、相補的にオン／オフする第３、第４のス
イツチング素子を前記第１の直流電源に対し順次
直列に接続し、さらに、前記各スイツチング素子
に逆列にダイオードを接続して構成される第１の
インバータと、相補的にオン／オフする第５、第
６のスイツチング素子を第２の直流電源に対し順
次直列に接続するとともに、相補的にオン／オフ
する第７、第８のスイツチング素子を前記第２の
直流電源に対し順次直列に接続し、さらに、前記
各スイツチング素子に逆列にダイオードを接続し
て構成される第２のインバータと、前記第１およ
び第２のインバータの両出力端間に順次直列に接
続された電極および被溶接材と、高周波信号を出
力する発振器と、溶接電流の絶対値を予め設定さ
れた第１の値と比較する第１のコンパレータと、
前記溶接電流の絶対値を予め設定された第２の値
と比較する第２のコンパレータとを備え、前記高
周波信号の周期に対応して前記第２、第３のスイ
ツチング素子もしくは前記第１、第４のスイツチ
ング素子をオン状態とし、前記第１のコンパレー
タの出力信号に基づいて前記第１のインバータ総
てのスイツチング素子をオフ状態とし、前記第２
のコンパレータの出力信号に基づいて前記第２の
インバータのいずれかのスイツチング素子をオン
状態とする一連の動作を行う制御手段とを設けた
ので、給電期間および回生期間における溶接電流
のdi／dtの値を大とすることができ、したがつ
て、高周波成分の重畳が良好に行えるとともに、
制御手段が高周波信号の周期に対応して第２、第
３のスイツチング素子もしくは第１、第４のスイ
ツチング素子をオン状態とし、第１のコンパレー
タの出力信号に基づいて第１のインバータ総ての
スイツチング素子をオフ状態とし、第２のコンパ
レータの出力信号に基づいて第２のインバータの
いずれかのスイツチング素子をオン状態とする一
連の動作を行うので、溶接電流が０となることが
なく、アーク切れを防止することができるという
効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図、第２図は同実施例の動作を説明するため
の各部の波形図、第３図は従来の溶接電源の構成
を示すブロツク図、第４図は同溶接電源各部の波
形図、第５図は従来の溶接電源回路において高周
波成分を重畳した場合の波形図である。１ａ，１ｂ……直流電源、２ａ〜５ａ，２ｂ〜
５ｂ……スイツチング素子、６ａ〜９ａ，６ｂ〜
９ｂ……ダイオード、INVa……第１のインバー
タ、INVb……第２のインバータ、１１……被溶
接材、１３……電極、１７Ａ……制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】１相補的にオン／オフする第１、第２のスイツ
チング素子を第１の直流電源に対し順次直列に接
続するとともに、相補的にオン／オフする第３、
第４のスイツチング素子を前記第１の直流電源に
対し順次直列に接続し、さらに、前記各スイツチ
ング素子に逆列にダイオードを接続して構成され
る第１のインバータと、相補的にオン／オフする第５、第６のスイツチ
ング素子を第２の直流電源に対し順次直列に接続
するとともに、相補的にオン／オフする第７、第
８のスイツチング素子を前記第２の直流電源に対
し順次直列に接続し、さらに、前記各スイツチン
グ素子に逆列にダイオードを接続して構成される
第２のインバータと、前記第１および第２のインバータの両出力端間
に順次直列に接続された電極および被溶接材と、高周波信号を出力する発振器と、溶接電流の絶
対値を予め設定された第１の値と比較する第１の
コンパレータと、前記溶接電流の絶対値を予め設
定された第２の値と比較する第２のコンパレータ
とを備え、前記高周波信号の周期に対応して前記
第２、第３のスイツチング素子もしくは前記第
１、第４のスイツチング素子をオン状態とし、前
記第１のコンパレータの出力信号に基づいて前記
第１のインバータ総てのスイツチング素子をオフ
状態とし、前記第２のコンパレータの出力信号に
基づいて前記第２のインバータのいずれかのスイ
ツチング素子をオン状態とする一連の動作を行う
制御手段と、を具備することを特徴とする高周波パルスアーク
溶接機。