JPS6399781A

JPS6399781A - インバ−タ装置

Info

Publication number: JPS6399781A
Application number: JP61243201A
Authority: JP
Inventors: Akira Egawa; 明江川
Original assignee: Fanuc Corp
Current assignee: Fanuc Corp
Priority date: 1986-10-15
Filing date: 1986-10-15
Publication date: 1988-05-02
Anticipated expiration: 2010-12-18
Also published as: JPH07118921B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はインバータ装置に関し、特に、直流電圧入力点
と負荷の間にＭＯＳ　（金属酸化物半導体）トランジス
タ、より広くはＭＩＳ（金属絶縁物半導体）トランジス
タ、を直列に介在させ、該ＭＯＳトランジスタを単一周
波数の信号により駆動することにより直流電圧を該単一
周波数に応じた交流電圧に変換するインバータ装置に関
する。本発明による装置は、例えばＲＦ（高周波）励起
型ＣＯＺ　　＜炭酸ガス）レーザ装置の高周波電源とし
て利用され得る。

〔従来の技術〕

第４図には上述したインバータ装置の従来形の一構成例
が示される。同図においてＱ４１　、　Ｑ４２　。

Ｑ４３およびＱ４４はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ
を示し、直流電圧Ｅ、の入力点間に、トランジスタＱ４
１およびＱ４２が直列接続され、かつトランジスタＱ４
３およびＱ４４が直列接続されている。トランジスタＱ
４１およびＱ４２の接続点とトランジスタＱ４３および
Ｑ４４の接続点との間には負荷４５が接続される。また
、各トランジスタＱ４１〜Ｑ４４のゲート・ソース間に
はそれぞれ駆動回路４１　、４２　。

４３　、４４が接続されており、駆動回路４１および４
４は同じ構成であって、同一の駆動電圧■６．を出力す
る。一方、駆動回路４２および４３は同じ構成であって
、上述の駆動電圧ＶＧＳとは逆位相の駆動電圧ＶＣ，Ｓ
を出力する。従って、トランジスタ対Ｑ４１およびＱ４
４と、Ｑ４２およびＱ４３は、駆動電圧■。、（また１
■Ｔｉ）の周波数に応じて交互にオン・オフ動作を行う
。これによって、トランジスタＱ４１およびＱ４４がオ
ン状態の時は負荷４５にＥＳの電圧が印加され、トラン
ジスタＱ４２およびＱ４３がオン状態の時は負荷４５に
−Ｅ、の負電圧が印加される。

第５図には第４図に示される駆動回路の具体的な一構成
例が示される。第５図において破線表示されるキャパシ
タｃｓ＋’　　はＭＯＳ）ランジスタＱ４１のゲート・
ソース間の入力容量を表わす。ごのような入力容量はＭ
ＯＳトランジスタのソース領域（拡散領域）の大きさお
よび不純物４度、ゲート・ソース間の形成位置等により
決まるものであり、その存在は当業者には一般に知られ
ている。

駆動回路４１は、単一周波数の信号を発生ずる発振器Ｏ
８Ｃと、この発振信号を電気的に絶縁して２次側に伝達
する変成器Ｔと、該変成器と並列に接続された抵抗Ｒ１
と、抵抗Ｒ１より後段シ、二おいて回路と直列に接続さ
れた抵抗Ｒ２とを有している。この駆動回路４１から負
荷側を見た場合にに）トランジスタＱ４１は容量性負荷
として機能し、これによって駆動回路内に寄生振動が発
生する可能性があるので、これを防止するために上述の
抵抗Ｒ１およびＲ２が用いられている。この場合、キャ
パシタＣ３Ｉ“　の影響を極力小さくするために１氏抗
Ｒ２の値は大きく選定され、一方、トランジスタＱ４１
から入力側を見たインピーダンスを極力小さくするため
に抵抗Ｒ１の値は抵抗Ｒ２の値に比して小さく選定され
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述した従来形のインバータ装置においては、スイッチ
ング用ＭＯ３）ランジスタのゲート・ソース間に入力容
量（キャパシタ）が存在ずろために、該キャパシタの充
放電特性に起因して該トランジスタの入力電圧Ｖ（，５
が発振信号■。、ｃ電圧の変化に迅速に追従できないと
いう問題点があった。

第６図にはこの問題点を説明するための動作波形図が示
される。第６図に示されるように例えばキャパシタの充
電時においては、ＭＯ３Ｉ−ランジスタの入力電圧ＶＧ
Ｓが該トランジスタのターンオンに必要な所定レヘル、
すなわちスレッショルド電圧Ｖい、に達するまでにＲ４
の遅延時間を要している。従って、第６図の波形図から
明らかなように、発振信号■。、Ｃの周波数ｆ０が所定
値以上に高くなった場合には、電圧■Ｇ、のピーク値が
スレッショルド電圧■いに達する前に該電圧■。、が立
下るといった事態が発生し、これによって、所望とする
高周波出力電圧が得られないという問題があった。

また、従来のインバータ装置の駆動回路（第５図参照）
においては、抵抗Ｒ１およびＲ２による消費電力の分だ
け発振器の出力電力が無駄になるため、駆動効率が低下
するという問題もあった。

本発明は、上述した従来技術における問題点に鑑みなさ
れたもので、所望とする高周波電圧を得ることができる
と共に、駆動系の高効率化を可能にするインバータ装置
を提供することを目的としている。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明によれば、単一周波数の駆動信号を発生する回路
と、直流電圧入力点と負荷の間に直列に介在され、上述
の駆動信号に応答して上述の単一周波数に応じたスイッ
チング動作を行う少くとも１個のＭＩＳＩ−ランジスタ
と、このＭＩＳトランジスタのゲート・ソース間に接続
され、ゲートの入力容量と並列共振するインダクタンス
素子と、を備えてなるインバータ装置が提供される。

〔作　用］本発明によるインバータ装置においては、スイッチング
動作を行うＭＩＳＩ−ランジスタのゲート・ソース間に
該トランジスタの入力容量（キャパシタ）と並列共振す
るインダクタンス素子が設けられているので、該ＭＩＳ
）ランジスタの入力電圧は単一周波数の駆動信号の変化
に迅速に追従することができる。すなわち、該Ｍ　Ｉ　
Ｓ　Ｉ−ランジスタは駆動信号のレベルが変化した時に
遅延を伴うことなく速やかにスイッチング動作を行う。

このようにして本発明の装置は、ＭＩＳトランジスタを
駆動する信号の周波数がたとえ高くなった場合でも該周
波数に応じた高周波電圧を得ることを可能にするもので
ある。

また、Ｍ■Ｓトランジスタの入力容量による悪影響を抑
制するために駆動信号発生回路内に設けられていた電力
消費素子（例えば第５図の抵抗Ｒ１及びＲ２）が不要と
なる分だけ駆動系の効率を高めることができる。

〔実施例〕

第１図には本発明の一実施例としてのインバータ装置の
回路構成が示される。第１図の例示は、ＲＦ励起型ＣＯ
Ｚ　レーザ装置の高周波電源として本装置を組込んだ場
合を示す。

第１図においてＱｌ−Ｑ４はそれぞれＮチャネル型Ｍ　
ＯＳ　）ランジスタを示し、直流電圧Ｅ、の入力点間に
、トランジスタＱ１およびＱ２が直列接続され、かつト
ランジスタＱ３およびＱ４が接続されている。トランジ
スタＱｌおよびＱ２の接続点とトランジスタＱ３および
Ｑ４の接続点との間には負荷としてレーザ管５が接続さ
れる。このレーザ管５は、交流電圧が印加される１対の
電ワｉ５ａ　、５ｂと、放電用の石英管５ｃとからなっ
ている。また、各トランジスタＱ１〜Ｑ４のゲート・ソ
ース間にはそれぞれコイルＬ　ｌ　、　Ｌ　２　、　Ｌ
　３　。

Ｒ４が接続され、さらに該コイルに並列にそれぞれ駆動
回路１　．２　．３　．４が接続されている。駆動回路
１および４は同じ構成であって、同一の駆動電圧Ｖｔ、
Ｓを出力し、一方、駆動回路２および３は同じ構成であ
って、上述の駆動電圧Ｖいとは逆位相の駆動電圧■を出
力する。従って、トランジスタ対Ｑ１およびＱ４と、Ｑ
２およびＱ３は、駆動電圧周波数に応じて交互にオン・
オフ動作を行うので、レーザ管５の電極間には該駆動電
圧周波数に対応した、振幅Ｅ、の高周波電圧が印加され
る。

第２図には第１図に示される駆動回路の一構成例が示さ
れる。図中破線で示されるキャパシタＣ３ＩはＭＯＳ）
ランジスタＱ１のゲート・ソース間の入力容量を表わす
。駆動回路ｌは、単一周波数ｆ。の信号を発生する発振
器ＯＳＣと、この発振信号を電気的に絶縁して２次側に
伝達する変成器Ｔとを有している。また、トランジスタ
Ｑ１のゲート・ソース間に接続されるコイルＬｌは、該
トランジスタのゲート人力容量すなわちキャパシタＣ３
＋と並列共振する値に選定されている。すなわち、各素
子の値と発振信号■。５．の周波数ｆ０との間には、の関係がある。このように、コイルＬｌとキャパシタＣ
Ｓ＋は並列共振を起こすので、トランジスタＱ１のゲー
ト・ソース間から駆動回路１側を見た入力インピーダン
スは穫めて太き（なる。また、キャパシタＣ３Ｉの充放
電特性に起因する悪影響、すなわち周波数特性の劣下、
がコイルＬ１の機能により相殺されるので、トランジス
タＱ１の入力電圧ＶＧＳは発振信号Ｖ。、Ｃ電圧の変化
に迅速に追従可能となる。言い換えると、発振信号■。

５．電圧が変化した場合には、トランジスタＱｌは遅延
を伴うことなく速やかにスイッチング動作を行う。

第３図には第１図装置の各部の動作波形が示される。同
図に示されるように、発振信号Ｖ。、Ｃのレベル変化に
応じて駆動電圧、すなわち％１０Ｓトランジスタのゲー
ト・ソース間電圧ＶＧ３、が速やかに追従してレベル変
化している。従って、従来形の一例として示される第６
図の波形図との対比からも明らかなように、インバータ
出力電圧〜′０．。

は遅延を伴うことなく発生される。また、発振信号Ｖ０
８．がレベル変化した時点で駆動電圧ＶＣＳは〜１０Ｓ
）ランジスタのスレッショルド電圧Ｖいのレベルに充分
達しているので、発振信号周波数ｆｏが極めて高（なっ
た場合でも該周波数ｆ０に応じた高周波出力電圧■。Ｌ
ＩＴを確実に得ろごとができる。

従って、本実施例で使用したレーザ管５のように印加電
圧量波数の増大に伴い効率が増大するような負荷に対し
ては、本実施例のインバータ装置は極めて有利となる。

また、第２図の駆動回路の一構成例に示されるように、
ＭＯ３ｈランジスタの入力容量による悪影響を抑制する
ために従来、駆動回路内に設けられていた電力消費素子
（例えば第５図の抵抗Ｒ１およびＲ２）が不要となって
いるため、駆動系全体としての諸費電力を低減すること
ができる。これによって、駆動系の効率が増大する。

なお、本実施例ではＣ（ｈレーザを用いたが、それに限
らず、例えばＨｅ　　Ｎｅ　、　Ｃｏ　、エキシマ等の
池のすべてのガスレーザにも適用可能である。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、所望とする高周波
電圧を確実に得ることができると共に、駆動系の高効率
化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例としてのインバータ装置を示
す回路構成図、第２図は第１図の駆動回路の一構成例を示す図、第３図
は第１図装置の動作波形図、第４図は従来形の一例としてのインバータ装置を示す回
路構成図、第５図は第４図の駆動回路の一構成例を示す図、第６図
は第４図装置の動作波形図、である。（符号の説明）１〜４・・・駆動回路、　　５・・・負荷（レーザ管）
、Ｑｌ〜Ｑ４・・・ＭＯＳトランジスタ、Ｌｌ〜Ｌ４・
・・コイル、Ｃ３１・・・入力容量（キャパシタ）、ＯＳＣ・・・発
振器、　　　Ｅ、・・・直流電圧、ＶＯ３゜・・・発振
信号、　　ＶＧＳ・・・駆動電圧、Ｖ　ＯＶＴ・・・イ
ンバータ出力電圧。第１図一、１第１図の駆動回路の一構成例を示す図・４・２図ヒ≠。← 第１図装置の動作波形図第３図第４図

Claims

【特許請求の範囲】単一周波数の駆動信号を発生する回路と、直流電圧入力点と負荷の間に直列に介在され、該駆動信
号に応答して該単一周波数に応じたスイッチング動作を
行う少くとも１個のＭＩＳトランジスタと、該ＭＩＳトランジスタのゲート・ソース間に接続され、
該ゲートの入力容量と並列共振するインダクタンス素子
と、を備えてなるインバータ装置。