JPS6410919B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は電磁誘導加熱調理器に係り、特に内部
の高周波電力変換装置から外部に漏洩する電磁
界、特にAMラジオ周波数帯域に於ける漏洩電磁
界を低減する構造に関するものである。

従来例の構成とその問題点 一般に誘導加熱調理器は、高周波高磁束密度の
磁界を発生する加熱コイルとその加熱コイルに高
周波大電流を供給する高周波電力変換装置を具備
しており、特に高周波電力変換装置の共振コンデ
ンサ、半導体スイツチング素子あるいは、高周波
電源用フイルタコンデンサ等の高周波回路部品に
は、急峻な立ち上がり、立ち下がりをもつ大電流
が流れている。そのため高周波電力変換装置から
発生する漏洩磁界は、特にAMラジオの受信に妨
害を及ぼす。従来、この漏洩磁界を低減するた
め、第１図に示すように鍋載置板１の下方に位置
する加熱コイル２以外の高周波電力変換装置が配
設されている導電材料でできた内部シヤーシ４の
上部全体をアルミ等の導電シールドカバー５で覆
うというような手段がとられてきた。しかしこの
ような構造では導電性のシールドカバー５に加熱
コイル２の高密度高周波の磁界が鎖交し、シール
ドカバー５に誘導電流が流れ、そこで熱損失が生
じ、誘導加熱調理器の加熱効率を下げたり、前記
誘導電流が発する反磁界が、加熱コイルの等価イ
ンダクタンスを減じるため、加熱コイルの巻数を
その分増やして補償しなくてはならない。またシ
ールドカバー５は導体であるので、他の電気部品
との電気絶縁を確保するためにかなりの空間を必
要とする等の問題点があつた。これらの問題点は
すべて、誘導加熱調理器の高さを低くする（薄型
化をはかる）際の深刻な制限項目となる。またシ
ールドカバー５のように高周波電力変換装置全体
を覆う導電板を誘導加熱調理器内部に設けると、
導電板が、加熱コイル２や、負荷鍋底から受ける
輻射熱により高温となり機器内部の温度を上げて
しまい、半導体部品や、その他の電気部品の冷却
に悪影響を与えることとなり、それらの信頼性を
損う恐れがある。

さらに、第１図に於て内部シヤーシ４や、外部
筐体６を樹脂化した場合には、その上面を覆うシ
ールド板５だけでは、高周波電力変換装置３から
発生する高周波磁界を十分低減することはできな
い。

即ち樹脂部分から磁界が外部に漏洩してしまう
ため、少くとも内部シヤーシ４が導電体であるか
外部筐体６が導電体であり磁気シールド効果をも
つていなくてはならないということである。筐体
６の樹脂化は、機器の軽量化あるいは、製品価格
低減のため、非常に有利であるが、従来例のよう
に高周波電力変換装置全体を、導電体で取り囲む
という従来の誘導加熱調理器の電磁遮蔽方法で
は、徹底的な筐体の樹脂化は難しく、筐体の樹脂
化の長所を十分ひき出すことはできなかつた。そ
のため、最近では、高周波電力変換装置から出す
輻射雑音に対する低減対策をせずに樹脂化するた
め、AMラジオ周波数帯域での輻射雑音によつて
外部のラジオ放送受信にかなりの妨害を及ぼす場
合があつた。

発明の目的 本発明は、上記従来の欠点を解消するもので、
電磁誘導加熱調理器の高周波電力変換装置から外
部に漏洩するラジオ周波数帯域に於ける電磁界を
簡単な構成で低減することを目的とし、さらには
それによつて、電磁誘導加熱調理器の筐体の樹脂
化、薄型化、小型化を促進することをも目的とす
るものである。

発明の構成 上記目的を達するため、本発明の誘導加熱調理
器は、半導体スイツチング素子とそれに逆並列に
接続されたダンパーダイオードを具備し、その半
導体スイツチング素子の導通期間を制御すること
により出力電力を制御する高周波電力変換装置に
於て、前記半導体スイツチング素子の遮断時に生
起する急峻な立下がり波形及びそれに伴う共振コ
ンデンサの充電電流の急激な立上がり波形等が含
む高周波電流成分の形成する閉ループの開口部を
選択的に小さくするものであり、前記高周波電流
成分の閉ループを形成する共振コンデンサあるい
は高周波電源用フイルタコンデンサに接続される
配電線の少くとも一方の配電線を前記コンデンサ
の素子に沿つて近接して配置する構成となつてい
る。このようにすることによりコンデンサ及びそ
の周囲の配線で形成される前記高周波電流閉ルー
プの開口面積を極めて小さくすることが可能とな
り、そこから発生する高周波磁界を大幅に低減で
きるという効果を有するものである。

実施例の説明 以下、本発明の実施例について図面に基づいて
説明する。

第２図は誘導加熱調理器の高周波電力変換装置
の一般的な回路図である。この第２図において、
商用低周波電源７は全波整流器９により全波整流
されて、フイルタコイル１０を介して、高周波電
源コンデンサ１１に接続されている。高周波電源
コンデンサ１１の正極端子には、加熱コイル１２
が接続され、加熱コイル１２のもう一方の端子
と、高周波電源コンデンサ１１の負極側端子の間
には、コレクターエミツタ端子間に逆並列にダイ
オードが接続されたNPN逆導通トランジスタ１
３の２個の並列回路と共振コンデンサ１４の並列
回路が接続されている。また、逆導通スイツチン
グトランジスタ１３のベースには制御回路ブロツ
ク１５から駆動信号が供給され、制御回路ブロツ
ク１５は、電源トランス８から制御電源を供給さ
れている。このインバータ回路の動作を第３図に
より詳説する。第３図ａは逆導通スイツチングト
ランジスタ１３の駆動電流I_Bであり、時刻t₁で順
方向電流I_B1が流れ始め、同図ｂのように逆導通
スイツチングトランジスタ１３にダイオード電流
I_Dが流れた後にスイツチングトランジスタが導通
し、加熱コイル１２と負荷鍋との合成インピーダ
ンスで決まる傾きでコレクタ電流I_cが増加する。
所定の時間T_ON後（時刻t₂）に前記逆導通トラン
ジスタ１３の駆動電流I_B1の供給が停止され逆導
通トランジスタ１３は遮断し始め、コレクタ電流
が急激に減少し、下降時間T_f後（時刻t₃）に完全
に遮断し、コレクタ電流I_cは零になる。一方、逆
導通トランジスタ１３が遮断し始め、コレクタ電
流I_c（T_ON期間中は加熱コイル１２に略等しい電流
が流れる）が減少し始めると同時に、加熱コイル
１２に逆起電力が発生し、共振コンデンサ１４に
充電電流を流す。その立ち上がり時間は逆導通ト
ランジスタ１３の下降時間T_fと対応し、非常に
急峻であり、その後加熱コイル１２と共振コンデ
ンサ１４の共振電流が共振コンデンサ１４に第３
図ｄの如く流れる。逆導通トランジスタ１３のコ
レクタ１３のコレクターエミツタ間には、同図ｃ
に示すように、コレクタ電流が減少し始めると同
時に加熱コイル１２と共振コンデンサ１４の共振
電圧が印加する。このコレクタ電圧の後縁が零点
を切る点（時刻t₄）にて再び、逆導通トランジス
タ１３のベースに駆動電流I_B1を印加する。この
後は以上述べた動作が繰り返される。なお逆導通
トランジスタ１３のダイオードは、ダンパーダイ
オードである。また加熱コイル１２に流れる電流
は第３図ｅに示す如く、逆導通トランジスタ１３
に流れる電流（同図ｂ）と共振コンデンサ１４の
電流（同図ｄ）の和であり、急峻な立上がり，立
下がり波形はない。

本発明の実施例を以上述べたインバータ回路を
例に述べる。第７図は本発明の一実施例であつ
て、第２図のインバータ回路図に於て、共振コン
デンサ１４と逆導通トランジスタ１３と加熱コイ
ル１２と高周波電源コンデンサ１１とその配線か
らなる一点鎖線で囲んだブロツクＡの実体配線図
である。第７図に於て、２個のの逆導通トランジ
スタ１３は外部ケースがコレクタと同電位となつ
ておりその金属基板が放熱フイン１６にビスで固
定されている。配電線１７は逆導通トランジスタ
１３のエミツタ端子１３―Ｅに、そして配電線１
８は導通金属でできた放熱フイン１６にビス締め
され、そのフインを介して逆導通トランジスタ１
３のコレクタ端子（金属基板１３―Ｃ）に接続さ
れている。前記配電線１７，１８は相互に撚り合
わされるかもしくは、近接して共振コンデンサ１
４の近傍まで配線されその一方の端子板１９の近
傍から共振コンデンサ１４の素子に沿つて配設さ
れたガイド溝２１に嵌合され端子２０に接続され
ている。そして、端子１９は高周波電源コンデン
サ１１の負極側端子に配電線２２を介して接続さ
れ、端子２０は加熱コイル１２を介して高周波電
源コンデンサ１１の正極端子１１に接続されてい
る。また放熱フイン１６の上部には遮蔽金属板２
３が、放熱フイン１６と遮蔽金属板２３により逆
導通トランジスタ１３とそれに接続される配線の
一部を取り囲むべく、配設されている。

以下、上記構成に於ける作用について説明す
る。上記インバータに於て、前述のように加熱コ
イル１２には第３図ｅに示す略連続な電流が流
れ、急激な電流変化はない。一方、逆導通トラン
ジスタ１３には第３図ｂに示すような、そして共
振コンデンサ１４には、同図ｄに示すような電流
が流れ、これらの波形には、特に時刻t₂からt₃に
かけて急激な電流変化が生起する。この波形を分
析するため、逆導通トランジスタ１３と共振コン
デンサ１４からなる閉回路をとりだし、第８図に
示す。そして、第６図に各素子を流れる電流の波
形を示す。t₂とt₃の時間間隔はスイツチングトラ
ンジスタのコレクタ電流の下降時間に対応し、イ
ンバータの出力電力が、約1.2KWの場合、逆導
通トランジスタ２２に流れるコレクタ電流のピー
ク電流値は２コ分合わせて50A程度であり、時刻
t₂とt₃の時間間隔は、1μ〔sec〕前後である。その
ためこのトランジスタ遮断時の高周波電流成分の
周波数スペクトルは500KHzから2MHzのものが支
配的である。一方、前記トランジスタ遮断時の高
周波電流成分による磁界の強さは、前述の第８図
で示す遮断時の高周波電流成分の閉ループの取囲
む面積（斜線部）に比例して増減する。しかしな
がら従来の誘導加熱調理器に於ては、例えば第４
図に示すような配線がなされており、前記トラン
ジスタ遮断時の高周波電流成分の流れる閉ループ
に対応するループ、即ち第４図において、共振コ
ンデンサ１４と配電線１７，１８と、逆導通トラ
ンジスタ１３，１６で形成される閉ループの開口
面積は第５図に示すように極めて大きいため、そ
こから発生する高周波磁界が極めて大きく、前述
の如く、第１図に示すようなシールド方法を用い
て輻射雑音を低減していた。一方方、本実施例
は、第７図に示すように共振コンデンサ１４の素
子に沿つて配電線１８を配置されているため、第
８図の如く、共振コンデンサ１４とその近傍に於
ける前記トランジスタ遮断時の高周波電流成分の
流れる閉ループの開口面積は大幅に減少する。こ
のため、この面積に比例してこの開口部から輻射
される磁界もそれに応じて低減する。さらに本実
施例は、逆導通トランジスタ１３の周囲に放熱フ
イン１６と遮蔽板２３を配設して、第８図のＢで
示す逆導通トランジスタ１３とその近傍の配線で
構成される閉ループの開口部を覆つてそのループ
から輻射される磁界を遮蔽するため、逆導通トラ
ンジスタ遮断時の高周波電流成分の流れる閉ルー
プ全体から輻射する。本実施例による高周波低減
効果は、例えば、誘導加熱調理器から約3m離れ
た場所に於て測定した場合、周波数500KHz〜2M
Hzに於て、第４図に示す従来の配線構成に比して
輻射雑音を約10〜15dB低減できる。なお第７図
に示す本実施例に於て磁気シールド板２３を取り
除いても約６〜8dB程度の低減効果はある。

このように本実施例によれば、誘導加熱調理器
のイーバタ回路の共振コンデンサ及びその周囲の
配線から輻射する磁界を導電体などの遮蔽板でシ
ールドすることなく簡単な配線構成で低減でき、
他の部品の配置や、冷却構成にほとんど影響を及
ぼさず、AMラジオ周波数帯域に於て、誘導加熱
調理器から漏洩する雑音を低減できるという効果
を有する。さらに、第７図の２個並列に使用して
いる逆導通トランジスタ１３を１チツプ化し、第
９図にエミツタ端子１３―Ｅ及びコレクタ端子１
３―Ｃの近傍で両端子に接続される前記高周波閉
ループを形成する配電線を撚り合せるか、束ねる
ことにより、第８図のＢで示す部分の高周波閉ル
ープの開口面積を極めて小さくすることが可能と
なるので、シールド板等の遮蔽部材を使用せずに
誘導加熱調理器から漏洩するAMラジオ周波数帯
の輻射妨害を大幅に低減できるというさらに大き
な効果を生起する。

なお、第７図および第９図に示すごとく、ガイ
ド溝２１があることにより、配電線の共振コンデ
ンサの素子との相対位置関係は正確に位置決めさ
れるため、大量生産する場合に、その位置のずれ
によつて、輻射雑音の低減効果が少なくなるのを
防止できる。このガイド溝はコンデンサ素子を樹
脂モールドする際に同時に成形できるため容易に
製造可能であり、わずかのコストで製造可能であ
るが、このかわりに、コンデンサ近傍で、第１０
図のように止めバンド２４で止めてもよい。しか
し、配電線は、大電流が流れるため線径が太く
て、硬いので、第１０図のようにバンド２４で止
めるだけで、コンデンサ素子に沿つて正確に配線
することがむずかしく、また動きやすい。またコ
ンデンサの素子は通常円筒形であるので、その上
に配線する電線は、円心軸上に沿つて配線するの
が、輻射雑音を低減するのに最も効果がありわず
かにずれるだけでも輻射雑音が増加する場合があ
るので、とくに大量生産する場合などは、前述の
第７図あるいは第９図に示すガイド溝２１がある
と、バラツキがほとんどなく都合がよい。

以上の実施例は第２図に示すインバータ回路に
ついて述べたが、このインバータ回路とほぼ同じ
動作を行う第１１図のインバータ回路、すなわち
第２図のインバータ回路で、逆導通トランジスタ
１３に並列に接続されている共振コンデンサ１４
がこのインバータ回路では加熱コイル１２に並列
に接続されているインバータ回路においては、高
周波電源コンデンサ１１に第３図ｂに示す逆導通
トランジスタ１３と略同じ電流が流れるため、前
述のトランジスタ遮断時に生じる高周波電流成分
の形成するループの開口部は第１１図の斜線で示
す部分である。この場合の本発明の実施例を第１
２図に示す。第１２図において、円筒形の共振コ
ンデンサの素子１１と高周波電源コンデンサの素
子１４が樹脂ケース２９の内部に同時に収納され
ており、前記コンデンサの各電極と接続端子２
５，２６，２７は内部配線で接続され、それらは
電気絶縁材料にて一体成形されている。なお接続
端子２６は共通端子であり、この共通端子に内部
接続される２本の配電線は、第１２図に示す如く
相互に近接して配線される。またガイド溝３０，
３１がそれぞれ共振コンデンサ１４及び高周波電
源コンデンサ１１に沿つて配設され、その溝に、
配電線１７，１８が嵌合し、両配電線はガイド溝
の出口で内側に折りまげられほぼコンデンサの内
部配線に沿つて配線されており、止めバンド２８
で束ねられて、その箇所から相互に撚り合わさ
れ、逆導通トランジスタのエミツタ及びコレクタ
にそれぞれ接続されている。この配線構成は、第
１３図に示す回路構成となり、第１１図の回路に
比較して共振コンデンサ１１と電源コンデンサ１
４付近に於て、前述のトランジスタ遮断時の高周
波電流成分の流れる閉ループの開口面積が極めて
小さくなつており、それぞれに応じてこのループ
から発生する輻射雑音の量も低減する。なお第１
２図の一点鎖線で囲むブロツクＢは第７図に対応
する。

発明の効果 以上のように本発明によれば次の効果を得るこ
とができる。

(1) 共振コンデンサあるいは、高周波電源コンデ
ンサ周辺の配線構成を規定するだけでシールド
板等で遮蔽するのと略同等の輻射雑音低減効果
を得ることができる。

(2) 輻射雑音発生源に対して選択的に雑音対策を
施しており、コンパクトで、シールド板等を使
う必要もないので、他の部品の冷却条件を悪化
することなく、ラジオ周波数帯域の輻射雑音を
低減できる。

(3) 筐体を樹脂化した場合、周囲を取囲む必要が
なく、加熱コイルや他の高電圧の印加する部品
等との絶縁距離を考慮する必要がなく、高さ的
にも、平面的にもスペースフアクタが良くな
る。

(4) コンデンサの樹脂ケースにガイド溝等の固定
構造を設けることにより、配電線の位置規制が
バラツキもなく精度よく行えるため、より確実
に輻射雑音を低減できる。

以上の効果からして、本発明は誘導加熱調理器
を小形化，薄型化する際の輻射雑音低減構成とし
て極めて大きな効果を有するものであり、さらに
筐体の樹脂化をはかり、軽量化，組立性の改善を
はかる際にも同様に大きな効果を発揮するもので
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の誘導加熱調理器の断面図、第２
図は一般的な高周波電力変換装置の電気回路図、
第３図は同電気回路の要部の信号波形図、第４図
は従来の誘導加熱調理器の要部斜視図、第５図は
同誘導加熱調理器における逆導通スイツチングト
ランジスタの遮断時に発生する高周波成分の流れ
る閉回路を示す電気回路図、第６図は同電気回路
の要部の信号波形図、第７図は本発明の一実施例
を示す誘導加熱調理器の要部斜視図、第８図は同
誘導加熱調理器における高周波成分の形成する閉
ループを示す電気回路図、第９図および第１０図
はそれぞれ本発明の他の実施例を示す誘導加熱調
理器の要部斜視図、第１１図は他の一般的な高周
波電力変換装置の電気回路図、第１２図は本発明
のさらに他の実施例を示す誘導加熱調理器の要部
斜視図、第１３図は同誘導加熱調理器における高
周波成分の形成する閉ループを示す電気回路図で
ある。 １１……高周波電源コンデンサ、１２……加熱
コイル、１３……逆導通トランジスタ、１４……
共振コンデンサ、１７，１８……配電線、１９…
…端子板、２１……ガイド溝。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 加熱コイルと共振用コンデンサと高周波電源
   用フイルタコンデンサと半導体スイツチング素子
   と、この半導体スイツチング素子の導通時間を制
   御することにより出力電力を制御する高周波発振
   制御手段を有する高周波電力変換装置を備え、前
   記フイルタコンデンサあるいは、前記共振用コン
   デンサの各々の端子に接続される配電線は、少く
   とも一方の配電線が各々のコンデンサ素子に沿つ
   て近接して配線してなる誘導加熱調理器。 ２ フイルタコンデンサあるいは共振用コンデン
   サは電気絶縁材料で成形されこのコンデンサに接
   続される電線を所定の位置に固定した特許請求の
   範囲第１項記載の誘導加熱調理器。