JPS644699B2 - - Google Patents
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- JPS644699B2 JPS644699B2 JP57117860A JP11786082A JPS644699B2 JP S644699 B2 JPS644699 B2 JP S644699B2 JP 57117860 A JP57117860 A JP 57117860A JP 11786082 A JP11786082 A JP 11786082A JP S644699 B2 JPS644699 B2 JP S644699B2
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 27
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 12
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 12
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/232—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using phase shift, phase roll or frequency offset correction
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Bidirectional Digital Transmission (AREA)
- Communication Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、二線式回線における同時二方向デー
タ伝送に係わり、特にエコー（反響）消去技術に
関する。
タ伝送に係わり、特にエコー（反響）消去技術に
関する。
例えば、モデム（変調器／復調器）を用いて、
二線式線路での同時二方向データ伝送を可能にす
る技術における問題は、「エコー消去」であるこ
とは知られている。２つの端末の各々のモデムが
同じ周波数帯域で送信し有効な信号を受信するた
めには、エコーを消去しなければならない。この
目的で、エコー消去デバイスを用いてエコーを推
定し、斯くして求められたエコーを受信信号から
減算することが行なわれている。
二線式線路での同時二方向データ伝送を可能にす
る技術における問題は、「エコー消去」であるこ
とは知られている。２つの端末の各々のモデムが
同じ周波数帯域で送信し有効な信号を受信するた
めには、エコーを消去しなければならない。この
目的で、エコー消去デバイスを用いてエコーを推
定し、斯くして求められたエコーを受信信号から
減算することが行なわれている。
これらのエコーは、通常、四線−二線遷移を行
なうための差動回路の不整合に起因する局部エコ
ーにインピダンス不整合による被伝送信号の反射
に帰因する遠隔エコーが重畳されたものからなつ
ている。遠隔エコーは、受信に際して周波数ドリ
フトを有する。言い換えるならば遠隔エコーの搬
送波周波数は、送出された信号と同じ搬送波周波
数ではない。
なうための差動回路の不整合に起因する局部エコ
ーにインピダンス不整合による被伝送信号の反射
に帰因する遠隔エコーが重畳されたものからなつ
ている。遠隔エコーは、受信に際して周波数ドリ
フトを有する。言い換えるならば遠隔エコーの搬
送波周波数は、送出された信号と同じ搬送波周波
数ではない。
従つて、送出される信号を搬送波周波数fpによ
つて変調する場合には、移相nを受けた同じ搬
送波周波数fpによつて変調されたエコーが到来す
る。尚、ここでo＝2π△fnT＋pであり、△ｆは
エコーの周波数ドリフトであり、Ｔは標本化周期
である。このようなエコーを消去するためには、
該エコーの移相oの推定量である時点nTにおけ
る位相θoを有する同じ搬送波周波数fpにより該エ
コーを変調することによつて再生しなければなら
ない。受信にあたつて、各標本化時点nTで、推
定エコー信号を受信信号から減算しなければなら
ない。
つて変調する場合には、移相nを受けた同じ搬
送波周波数fpによつて変調されたエコーが到来す
る。尚、ここでo＝2π△fnT＋pであり、△ｆは
エコーの周波数ドリフトであり、Ｔは標本化周期
である。このようなエコーを消去するためには、
該エコーの移相oの推定量である時点nTにおけ
る位相θoを有する同じ搬送波周波数fpにより該エ
コーを変調することによつて再生しなければなら
ない。受信にあたつて、各標本化時点nTで、推
定エコー信号を受信信号から減算しなければなら
ない。
第１図は、従来より知られているこのようなエ
コーの消去装置を図解するものである。送出時に
は、信号は、搬送波周波数fpによつて変調器１で
変調された複素データの級数Aoの形態にある。
差動回路２は、線路をモデムの送信および受信に
対し結合する働きをなす。時点nTで受信する信
号hoは、遠隔端末から来る有効信号と次式で表さ
れるエコー信号gnとからなる。
コーの消去装置を図解するものである。送出時に
は、信号は、搬送波周波数fpによつて変調器１で
変調された複素データの級数Aoの形態にある。
差動回路２は、線路をモデムの送信および受信に
対し結合する働きをなす。時点nTで受信する信
号hoは、遠隔端末から来る有効信号と次式で表さ
れるエコー信号gnとからなる。
go＝
〓k
Ao-krkej(2〓fonT+ n)、但しo
＝2π△fnT＋p ……(1)
上式中、rkはエコー信号のベース・バンドに戻
される標本化されたパルス応答である。
される標本化されたパルス応答である。
受信にあたつては復調器４での復調の前に受信
した各標本hoから補正標本σoを減算回路６によつ
て減算する。尚eoおよびσoは複素数である。信号
hoは受信に際して差動回路２と減算回路６との間
に挿入される分離回路７によつてπ／２だけ移相
された複素信号である点に注意されたい。
した各標本hoから補正標本σoを減算回路６によつ
て減算する。尚eoおよびσoは複素数である。信号
hoは受信に際して差動回路２と減算回路６との間
に挿入される分離回路７によつてπ／２だけ移相
された複素信号である点に注意されたい。
この標本eoは復調器４の入力に供給される。エ
コーの位相θoを補償することを可能にする周知の
エコー消去デバイス５は、例えば次の勾配アルゴ
リズムに従つて係数Ckの再現のための第１のシ
ステム５１によつて形成されている。
コーの位相θoを補償することを可能にする周知の
エコー消去デバイス５は、例えば次の勾配アルゴ
リズムに従つて係数Ckの再現のための第１のシ
ステム５１によつて形成されている。
Cn+1 k＝Cn k＋γeoA+ o-ke-j(2〓fonT+〓n)……(2)
上式中、係数Ckは複素数であり、γは正の実
数の定数である。さらに第２のシステム５２によ
つてエコーの位相θoが再現される。ここで位相θo
も次の勾配アルゴリズムに従つて再現される。
数の定数である。さらに第２のシステム５２によ
つてエコーの位相θoが再現される。ここで位相θo
も次の勾配アルゴリズムに従つて再現される。
θo+1＝θo＋αTm（eo−σo *） ……(3)
上式中、σoは再生されたエコーであり、σo *は
その共役複素数であり、αは正の実数定数であ
る。
その共役複素数であり、αは正の実数定数であ
る。
消去デバイス５の出力に得られる再生されたエ
コーは次式で表わされる。
コーは次式で表わされる。
σo＝
〓k
CkAo-kej(2〓fonT+〓n) ……(4)
このようなエコー消去デバイスは、例えば、
「IEEE TRANS.COM.25」No.７、1977年７月、
頁654ないし666に掲載されている論文に記述され
ている。
「IEEE TRANS.COM.25」No.７、1977年７月、
頁654ないし666に掲載されている論文に記述され
ている。
上記のような位相再現装置は、緩慢な位相変化
または非常に小さい周波数ドリフトを補償するの
に用いることができる。しかしながら、位相の変
化に相当大きな周波数ドリフトが伴う場合には、
このような装置は、極めて不満足である。特に、
エコー／有効信号比もしくはドリフトを含むエコ
ーが弱い場合には、位相補償はもはや受容できな
い程になる。実際上、位相再現アルゴリズム３に
おいて過度に大きい係数αを用いることが必要と
され、そのために周波数ドリフトが存在しない場
合の性能が劣下することになろう。
または非常に小さい周波数ドリフトを補償するの
に用いることができる。しかしながら、位相の変
化に相当大きな周波数ドリフトが伴う場合には、
このような装置は、極めて不満足である。特に、
エコー／有効信号比もしくはドリフトを含むエコ
ーが弱い場合には、位相補償はもはや受容できな
い程になる。実際上、位相再現アルゴリズム３に
おいて過度に大きい係数αを用いることが必要と
され、そのために周波数ドリフトが存在しない場
合の性能が劣下することになろう。
本発明者等は、エコーを消去するための位相再
現デバイスの上記のような欠点を克服してエコー
の相当大きな周波数ドリフトを補正することを可
能にするべくいろいろ研究を重ねた。
現デバイスの上記のような欠点を克服してエコー
の相当大きな周波数ドリフトを補正することを可
能にするべくいろいろ研究を重ねた。
本発明は本質的に、緩慢な位相変動uoのための
第１の位相変化系と、迅速な位相変動woのため
の第２の位相変化系を設け、全位相変化量θoを加
算回路の出力で求めることにある。この場合該加
算回路は第１、第２の系から信号uoおよびwoを
受ける。
第１の位相変化系と、迅速な位相変動woのため
の第２の位相変化系を設け、全位相変化量θoを加
算回路の出力で求めることにある。この場合該加
算回路は第１、第２の系から信号uoおよびwoを
受ける。
本発明の第１の特徴によれば、エコー消去装置
の出力にエコーの除去後に得られるデータ信号
（eo）による共役複素数エコー補正量（σo *）の積
であつて比例係数αを乗じた積の虚数部を表わす
量（dwo）から各標本化時点（nT）に上記エコ
ーの固有位相（θo）を再現する上記エコー補償装
置を用いたデータ伝送のためのエコー位相補償装
置において、各標本化時点で、緩慢な位相変化
（uo）に迅速な位相変化（wo）を加える手段を備
え、該加算手段はその出力に上記エコーの固有位
相（θo）を発生し、上記緩慢な変化（uo）は第１
の手段によつて増分（dwo）から得られ、そして
上記迅速な変化は第２の手段により増分（dwo）
から得られる位相補償装置が提案される。
の出力にエコーの除去後に得られるデータ信号
（eo）による共役複素数エコー補正量（σo *）の積
であつて比例係数αを乗じた積の虚数部を表わす
量（dwo）から各標本化時点（nT）に上記エコ
ーの固有位相（θo）を再現する上記エコー補償装
置を用いたデータ伝送のためのエコー位相補償装
置において、各標本化時点で、緩慢な位相変化
（uo）に迅速な位相変化（wo）を加える手段を備
え、該加算手段はその出力に上記エコーの固有位
相（θo）を発生し、上記緩慢な変化（uo）は第１
の手段によつて増分（dwo）から得られ、そして
上記迅速な変化は第２の手段により増分（dwo）
から得られる位相補償装置が提案される。
さらに、上記出力に（uo）を発生する第１の手
段が、先行の標本化時点の変動（uo-1）に、量
（Ｔ・Fo、但しＴは標本化期間に等しい）を加算
する手段を備え、上記量（Fo）は、先行の標本
化時点の量（Fo-1）に、正の定数（βδ／Ｔ）で重
み付けされた上記増分（dwo）と先行の標本化時
点の量（dFo-1）を加算する手段から得られる量
（dFo）を加える手段によつて得られ、そして上
記量（dFo-1）も他の正の実数の定数（１−δ）
により重み付けされる。
段が、先行の標本化時点の変動（uo-1）に、量
（Ｔ・Fo、但しＴは標本化期間に等しい）を加算
する手段を備え、上記量（Fo）は、先行の標本
化時点の量（Fo-1）に、正の定数（βδ／Ｔ）で重
み付けされた上記増分（dwo）と先行の標本化時
点の量（dFo-1）を加算する手段から得られる量
（dFo）を加える手段によつて得られ、そして上
記量（dFo-1）も他の正の実数の定数（１−δ）
により重み付けされる。
本発明の好ましい実施例によれば、上記定数は
１に等しい。
１に等しい。
本発明の別の特徴によれば、上記迅速な変動
（wo）を発生する第２の手段は上記増分（dwo）
に先行の標本化時点の量（wo-1）を加える手段
を有する。
（wo）を発生する第２の手段は上記増分（dwo）
に先行の標本化時点の量（wo-1）を加える手段
を有する。
本発明は相当大きな周波数ドリフトを有するエ
コーを容易に補正することを可能にする。
コーを容易に補正することを可能にする。
本発明は、添付図面を参照しての以下の説明か
ら一層容易に理解されるであろう。
ら一層容易に理解されるであろう。
図面を参照するに、第２図は、第１図の減算回
路６から供給される値eoによつて先行の標本につ
いて再生された推定共役複素値σo *の乗算回路２
１を有するエコー消去デバイスの位相θoの再現の
ための公知の装置を示す。回路２１から乗算の結
果を受ける回路２２は、その出力に、この量の純
虚数部を発生し、該虚数部は、そこで乗算回路２
３によつてαを乗ぜられる。ここでαは、メモリ
２４から読み出された適切に選択された定数であ
る。
路６から供給される値eoによつて先行の標本につ
いて再生された推定共役複素値σo *の乗算回路２
１を有するエコー消去デバイスの位相θoの再現の
ための公知の装置を示す。回路２１から乗算の結
果を受ける回路２２は、その出力に、この量の純
虚数部を発生し、該虚数部は、そこで乗算回路２
３によつてαを乗ぜられる。ここでαは、メモリ
２４から読み出された適切に選択された定数であ
る。
回路２３の出力に発生される量は、標本化期間
Ｔだけ遅延する回路２５の出力に発生される値
θo-1を加算される。その結果、加算回路２４の出
力には、θoが得られる。これは、一次の既知の推
定式による各標本化時点nTに対するエコーの位
相の値である。尚、この推定式は、 θo＝θo-1＋dθo ……(5) によつて表わされる。
Ｔだけ遅延する回路２５の出力に発生される値
θo-1を加算される。その結果、加算回路２４の出
力には、θoが得られる。これは、一次の既知の推
定式による各標本化時点nTに対するエコーの位
相の値である。尚、この推定式は、 θo＝θo-1＋dθo ……(5) によつて表わされる。
本発明によれば、位相θoは２つの成分uoおよび
woに分解される。そのうちの１つの成分uoは、
減少または増加することができる。緩慢なドリフ
ト現象に対応し、他の成分woは迅速なドリフト
現象に対応するものであつて、各標本化時点で迅
速なドリフト現象から緩慢なドリフト現象の残分
が取り出される。時点nTにおける位相θoは、成
分uoおよびwoの和として表わされる。
woに分解される。そのうちの１つの成分uoは、
減少または増加することができる。緩慢なドリフ
ト現象に対応し、他の成分woは迅速なドリフト
現象に対応するものであつて、各標本化時点で迅
速なドリフト現象から緩慢なドリフト現象の残分
が取り出される。時点nTにおける位相θoは、成
分uoおよびwoの和として表わされる。
第３図を参照するに、成分uoは位相の平均ドリ
フト値を表わし、他方woはこの平均ドリフト値
を中心とする小さい振幅変化を表わす。
フト値を表わし、他方woはこの平均ドリフト値
を中心とする小さい振幅変化を表わす。
本発明によれば、これら２つの成分の各々を再
現するための２つの異つた系が設けられる。wo
は一次の位相ループにより再現され、他方、成分
uoは本発明に従い高次の位相ループによつて再現
される。
現するための２つの異つた系が設けられる。wo
は一次の位相ループにより再現され、他方、成分
uoは本発明に従い高次の位相ループによつて再現
される。
まず最初に、共役複素数で再生されたエコーで
あるσo *およびエコーの減算後の有効信号の複素
値であるeoから増分dwoを形成する。この目的
で、eoおよびσo *を受ける乗算回路３１の出力量
は、虚数部だけを出力に通す回路３２の入力に供
給される。該回路３２の出力は、乗算回路３３に
よつてαを乗ぜられて出力dwoが発生される。こ
れが迅速なドリフト成分の増分である。定数αは
メモリ３４から読み出される。
あるσo *およびエコーの減算後の有効信号の複素
値であるeoから増分dwoを形成する。この目的
で、eoおよびσo *を受ける乗算回路３１の出力量
は、虚数部だけを出力に通す回路３２の入力に供
給される。該回路３２の出力は、乗算回路３３に
よつてαを乗ぜられて出力dwoが発生される。こ
れが迅速なドリフト成分の増分である。定数αは
メモリ３４から読み出される。
dwoは次式で表わされる。
dwo＝αTm（eoσo *） ……(6)
本発明によれば、この量dwoから、緩慢なドリ
フト現象の残分uoが抽出される。この目的で、
dwoは次式で示すような信号dwoのいくつかの処
理を行なう第１の再現系の入力に印加される。
フト現象の残分uoが抽出される。この目的で、
dwoは次式で示すような信号dwoのいくつかの処
理を行なう第１の再現系の入力に印加される。
dFo＝（１−δ）dFo-1＋δβ／Ｔdwo ……(7)
Fo＝Fo-1＋dFo
uo＝uo-1＋Ｔ・Fo
上式中、δおよびβは適当に選択された定数で
あり、Ｔは標本化期間に等しい。
あり、Ｔは標本化期間に等しい。
第４図を参照するに、この第１番目の再現系も
しくは装置は、メモリ３９から読み出された適当
に選ばれた定数βδ／Ｔを項dwoに乗ずるための第
１の回路３８から構成される。その結果得られる
量（βδ／Ｔ）dwoは、回路３８の出力から、加算
回路４０の入力に印加される。この加算回路４０
はその出力に量dFoを発生する。この加算回賂４
０の他の入力は、標本化時間Ｔだけ遅延するレジ
スタ４１に格納されている先行の標本化時点（ｎ
−１）Ｔの量dFo-1を受ける。この量dFo-1は適当
に選ばれた係数（１−δ）で重みを付けられてい
る。dFo-1のこの重み付けは乗算回路４２で行な
われる。尚、定数（１−δ）はメモリ４３から読
み出されるものである。
しくは装置は、メモリ３９から読み出された適当
に選ばれた定数βδ／Ｔを項dwoに乗ずるための第
１の回路３８から構成される。その結果得られる
量（βδ／Ｔ）dwoは、回路３８の出力から、加算
回路４０の入力に印加される。この加算回路４０
はその出力に量dFoを発生する。この加算回賂４
０の他の入力は、標本化時間Ｔだけ遅延するレジ
スタ４１に格納されている先行の標本化時点（ｎ
−１）Ｔの量dFo-1を受ける。この量dFo-1は適当
に選ばれた係数（１−δ）で重みを付けられてい
る。dFo-1のこの重み付けは乗算回路４２で行な
われる。尚、定数（１−δ）はメモリ４３から読
み出されるものである。
次いで項dFoは、次式で表わされるろ過を行な
う他のループの加算回路４４の入力端に印加され
る。
う他のループの加算回路４４の入力端に印加され
る。
Fo＝Fo-1＋dFo
回路４４の出力は実際にFoであり、他方、回
路４４の他の入力は、標本化時間Ｔだけ遅延する
シフト・レジスタ４５に格納されている項Fo-1を
受ける。
路４４の他の入力は、標本化時間Ｔだけ遅延する
シフト・レジスタ４５に格納されている項Fo-1を
受ける。
回路４４の出力に得られる項Foは乗算回路４
６の入力に印加される。この回路４６は、この入
力に、メモリ４７から読み出される標本化期間に
等しい量Ｔを乗ずる。乗算回路４６の出力端は、
加算回路４８の入力端に接続されており、該加算
回路４８はその出力に緩慢な位相変化uoを発生す
る。加算回路４８の他の入力は、標本化時間Ｔだ
け遅延するシフト・レジスタ４９に記憶されてい
る項uo-1を受ける。従つてこのループは次式で表
わされるような別のろ過を行なう。
６の入力に印加される。この回路４６は、この入
力に、メモリ４７から読み出される標本化期間に
等しい量Ｔを乗ずる。乗算回路４６の出力端は、
加算回路４８の入力端に接続されており、該加算
回路４８はその出力に緩慢な位相変化uoを発生す
る。加算回路４８の他の入力は、標本化時間Ｔだ
け遅延するシフト・レジスタ４９に記憶されてい
る項uo-1を受ける。従つてこのループは次式で表
わされるような別のろ過を行なう。
uo＝uo-1＋Ｔ・Fo
加算回路４８から供給される成分uoは加算回路
３７の入力に印加される。該加算回路３７におい
て、この成分uoは迅速な変動もしくは変化に対応
する他の成分woに加算される。従つて、加算回
路３７の出力には、標本ｎに対して推定される位
相θoが得られる。
３７の入力に印加される。該加算回路３７におい
て、この成分uoは迅速な変動もしくは変化に対応
する他の成分woに加算される。従つて、加算回
路３７の出力には、標本ｎに対して推定される位
相θoが得られる。
加算回路３７の他の入力端に加えられる成分
woは、また、単一のろ過で、増分dwoから得られ
る。この量woは、加算回路３５の入力端に印加
される。該回路３５はこの量woと、先行の標本
化時点で得られて時間Ｔの遅延を行なうシフト・
レジスタ３６に格納されている値wo-1との加算
を行なう。
woは、また、単一のろ過で、増分dwoから得られ
る。この量woは、加算回路３５の入力端に印加
される。該回路３５はこの量woと、先行の標本
化時点で得られて時間Ｔの遅延を行なうシフト・
レジスタ３６に格納されている値wo-1との加算
を行なう。
迅速なドリフト現象woはこのようにして、次
の勾配のアルゴリズムに従がい再現される。
の勾配のアルゴリズムに従がい再現される。
wo＝wo-1＋dwo、但しdwo＝αTm（eoσo *）
このようにして、緩慢な現象は、本発明によれ
ば、３次の位相補正ループにより再現され、他
方、迅速な現象は１次の位相補正ループによつて
再現される。
ば、３次の位相補正ループにより再現され、他
方、迅速な現象は１次の位相補正ループによつて
再現される。
定数の、β、δの選択は、周波数ドリフトの推
定を行なうのに要する時間とエコーに周波数ドリ
フトが存在しない場合に許容し得る劣化との間の
妥協に従がつて行なわれる。
定を行なうのに要する時間とエコーに周波数ドリ
フトが存在しない場合に許容し得る劣化との間の
妥協に従がつて行なわれる。
しかしながら、αは通常βよりも大きく選ばれ
る。
る。
第５図は、δ＝１である場合の本発明の好まし
い実施例を示す。このようにすれば、緩慢な位相
変化ループは単純化され、アルゴリズムは次のよ
うに書くことができる。
い実施例を示す。このようにすれば、緩慢な位相
変化ループは単純化され、アルゴリズムは次のよ
うに書くことができる。
上式中uoは位相補正量を表わし、この補正量は
項dFoのろ過を除くことと同じである。第５図を
参照するに、加算回路４４はその入力に直接、項
（β／Ｔ）dwoを受けてそれに、遅延（Ｔ）回路
４５から供給されるFo-1を加えて、その出力に項
Foを発生し、この出力は乗算回路４６の入力に
印加される。このようにして遅延回路４１および
乗算回路４２によつて形成されるループだけが取
除かれる。緩慢な位相変化再現装置は３次から２
次に移る。
項dFoのろ過を除くことと同じである。第５図を
参照するに、加算回路４４はその入力に直接、項
（β／Ｔ）dwoを受けてそれに、遅延（Ｔ）回路
４５から供給されるFo-1を加えて、その出力に項
Foを発生し、この出力は乗算回路４６の入力に
印加される。このようにして遅延回路４１および
乗算回路４２によつて形成されるループだけが取
除かれる。緩慢な位相変化再現装置は３次から２
次に移る。
第５図に示す実施例によれば、非常に満足な位
相再現結果を得ることができ、エコーを消去でき
ることが判つた。第５図の好ましい実施例におい
ては、αおよびβの値は、αの場合10-3から10-2
に変化し、βの場合には10-4から10-3に変化す
る。
相再現結果を得ることができ、エコーを消去でき
ることが判つた。第５図の好ましい実施例におい
ては、αおよびβの値は、αの場合10-3から10-2
に変化し、βの場合には10-4から10-3に変化す
る。
エコーの周波数ドリフトの推定に充分な精度を
得るためには単に係数βをαよりも小さくするだ
けでよい。しかしながら、βが過度に小さい場合
には、周波数ドリフトの良好な推定を得るのに必
要とされる時間が大きくなり過ぎる。βの値が非
常に小さいと、ドリフトの推定量を迅速に得るこ
とができないので、同時二方向伝送の品質は劣化
する。
得るためには単に係数βをαよりも小さくするだ
けでよい。しかしながら、βが過度に小さい場合
には、周波数ドリフトの良好な推定を得るのに必
要とされる時間が大きくなり過ぎる。βの値が非
常に小さいと、ドリフトの推定量を迅速に得るこ
とができないので、同時二方向伝送の品質は劣化
する。
本発明による位相θoの再現装置は、本質的に、
複素領域におけるエコーの消去後データ信号eoか
ら形成される増分doを問題とするものである。し
かしながら、本発明による位相再現装置はまたeo
の実数部分だけの再生にも適用可能である。
複素領域におけるエコーの消去後データ信号eoか
ら形成される増分doを問題とするものである。し
かしながら、本発明による位相再現装置はまたeo
の実数部分だけの再生にも適用可能である。
この場合、増分dwoは次のように表わされる。
dwo＝αeoTm（σo *）
なお、第４図、第５図ならびに式(7)は変わらな
い。
い。
本発明による位相θoの再現装置は、第１図に示
したベース・バンドの信号Aoならびに通過帯域
の信号Aoに適用可能である。後者の場合には、
消去装置では多少異なつた仕方で変調が行なわれ
る。実際、消去装置５が第１図に示すようにベー
ス・バンドで動作する時には係数Coは複素数デ
ータ信号Aoから直接再現装置５１によつて形成
される。したがつて本発明による位相を再現装置
により供給されて位相をθoだけ移相されている搬
送波信号fpによる変調は、上記係数の再現装置の
出力部で行なわれる。
したベース・バンドの信号Aoならびに通過帯域
の信号Aoに適用可能である。後者の場合には、
消去装置では多少異なつた仕方で変調が行なわれ
る。実際、消去装置５が第１図に示すようにベー
ス・バンドで動作する時には係数Coは複素数デ
ータ信号Aoから直接再現装置５１によつて形成
される。したがつて本発明による位相を再現装置
により供給されて位相をθoだけ移相されている搬
送波信号fpによる変調は、上記係数の再現装置の
出力部で行なわれる。
しかしながら、本発明による位相補償装置は、
また、通過帯で動作するエコー消去装置にも適用
し得る。この場合には、係数Coの再現装置は、
搬送波周波数fpにより既に変調されているデータ
信号Aoを受け、そして本発明による位相補償装
置によつて供給されるθoの移相は係数の再現装置
の出力部でのみ行なわれる。* 図 第１図は公知のエコー補償装置の概略図、
第２図はエコー補償装置の公知の位相再現装置の
概略図、第３図はエコー位相変動の本発明による
分解を図解し、第４図は本発明による位相補正ル
ープを示し、そして第５図は第４図に示した本発
明の位相補正ループの好ましい実施例を示す。
また、通過帯で動作するエコー消去装置にも適用
し得る。この場合には、係数Coの再現装置は、
搬送波周波数fpにより既に変調されているデータ
信号Aoを受け、そして本発明による位相補償装
置によつて供給されるθoの移相は係数の再現装置
の出力部でのみ行なわれる。* 図 第１図は公知のエコー補償装置の概略図、
第２図はエコー補償装置の公知の位相再現装置の
概略図、第３図はエコー位相変動の本発明による
分解を図解し、第４図は本発明による位相補正ル
ープを示し、そして第５図は第４図に示した本発
明の位相補正ループの好ましい実施例を示す。
１……変調器、２……差動回路、４……復調
器、５……エコー消去デバイス、６……減算回
路、７……分離回路、３５，３７，４０，４４，
４８……加算回路、３１，３３，３８，４６……
乗算回路、３２……虚数部伝達回路、３６，４
１，４５，４７，４９……遅延レジスタ、３４，
３９，４７，４３……メモリ。
器、５……エコー消去デバイス、６……減算回
路、７……分離回路、３５，３７，４０，４４，
４８……加算回路、３１，３３，３８，４６……
乗算回路、３２……虚数部伝達回路、３６，４
１，４５，４７，４９……遅延レジスタ、３４，
３９，４７，４３……メモリ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 各標本化時点（nT）で（但しｎは整数、Ｔ
は標本化期間）受信されたデータ信号を補正する
ためにエコー補正量（δn）を与えるエコー除去
装置を用いるデータ伝送のためのエコー位相補償
装置に於いて、共役複素数エコー補正量（δn＊）
と補正されたデータ信号（ln）との積の虚数部に
比例した量（dWn）を決定する手段と、前記量
（dWn）から緩慢な位相変化（Un）を算定する第
１の手段と、前記量（dWn）から迅速な位相変
化（Wn）を算定する第２の手段と、前記迅速な
位相変化（Wn）に前記緩慢な位相変化（Wn）
を加算し、そしてエコーの固有位相量（θn）を
与える手段とを備え、前記第１の手段が量（Fn）
と前記標本化期間Ｔの積T.Fnをもつて先行の標
本化時点の緩慢な位相変化（Uo-1）を加算する
手段を備え、前記量（Fn）は量（dFn）に先行
の標本化時点の量（Fo-1）を加算する手段により
えられ、前記量（dFn）は正の定数（βδ／Ｔ）で
重み付けされた前記増分（dWn）に先行の標本
化時点の量（dFo-1）を加算する手段により得ら
れ、前記量（dFo-1）はまた他の正の実数の定数
（１−δ）により重み付けされ、前記第２の手段
は前記量（dWn）に先行の標本化時点の迅速な
位相変化（Wo-1）を加算する手段を含むデータ
伝送のためのエコー位相の補償装置。 ２ δは１に等しい特許請求の範囲第１項記載の
データ伝送のためのエコー位相の補償装置。 ３ 補正データ信号（ln）が複素数である特許請
求の範囲第１項乃至第２項のいずれかに記載のデ
ータ伝送のためのエコー位相の補償装置。 ４ 補正データ信号（ln）が実数である特許請求
の範囲第１項乃至第２項のいずれかに記載のデー
タ伝送のためのエコー位相の補償装置。 ５ 固有位相量θnにより位相された搬送波周波
数（fc）によつて係数が変調される限りにおいて
ベース・バンドで動作する特許請求の範囲第１項
乃至第４項記載のいずれかに記載のデータ伝送の
ためのエコー位相の補償装置。 ６ 搬送波周波数（fc）によつて既に変調されて
いる入り信号から係数が形成される限りにおい
て、通過帯域で動作しそして固有位相量（θn）
が係数再現装置の出力にのみ印加される特許請求
の範囲第１項乃至第４項のいずれかに記載のデー
タ伝送のためのエコー位相の補償装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8113498A FR2509552A1 (fr) | 1981-07-09 | 1981-07-09 | Dispositif de compensation de phase d'echo et son application aux annulateurs d'echo |
| FR8113498 | 1981-07-09 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5817735A JPS5817735A (ja) | 1983-02-02 |
| JPS644699B2 true JPS644699B2 (ja) | 1989-01-26 |
Family
ID=9260379
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57117860A Granted JPS5817735A (ja) | 1981-07-09 | 1982-07-08 | デ−タ伝送のためのエコ−位相の補償装置 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0070236B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5817735A (ja) |
| CA (1) | CA1194953A (ja) |
| DE (1) | DE3262044D1 (ja) |
| DK (1) | DK307782A (ja) |
| ES (1) | ES8305172A1 (ja) |
| FI (1) | FI73553C (ja) |
| FR (1) | FR2509552A1 (ja) |
| HU (1) | HU186079B (ja) |
| NO (1) | NO157679C (ja) |
| SU (1) | SU1414332A3 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3327467A1 (de) * | 1983-07-29 | 1985-02-14 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und schaltungsanordnung zur kompensation von echosignalen |
| NZ214905A (en) * | 1985-01-29 | 1988-09-29 | British Telecomm | Noise cancellation by adaptive filter compensates for timing variations |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4072830A (en) * | 1976-10-04 | 1978-02-07 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Variable phase shifter for adaptive echo cancellers |
-
1981
- 1981-07-09 FR FR8113498A patent/FR2509552A1/fr active Granted
-
1982
- 1982-06-25 CA CA000406048A patent/CA1194953A/en not_active Expired
- 1982-07-05 ES ES513728A patent/ES8305172A1/es not_active Expired
- 1982-07-06 SU SU823463653A patent/SU1414332A3/ru active
- 1982-07-07 EP EP82401285A patent/EP0070236B1/fr not_active Expired
- 1982-07-07 DE DE8282401285T patent/DE3262044D1/de not_active Expired
- 1982-07-08 HU HU822228A patent/HU186079B/hu unknown
- 1982-07-08 DK DK307782A patent/DK307782A/da not_active Application Discontinuation
- 1982-07-08 FI FI822436A patent/FI73553C/fi not_active IP Right Cessation
- 1982-07-08 NO NO822375A patent/NO157679C/no unknown
- 1982-07-08 JP JP57117860A patent/JPS5817735A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DK307782A (da) | 1983-01-10 |
| HU186079B (en) | 1985-05-28 |
| FR2509552B1 (ja) | 1983-12-02 |
| EP0070236A1 (fr) | 1983-01-19 |
| FI822436L (fi) | 1983-01-10 |
| FI73553B (fi) | 1987-06-30 |
| CA1194953A (en) | 1985-10-08 |
| NO157679C (no) | 1988-04-27 |
| EP0070236B1 (fr) | 1985-01-23 |
| JPS5817735A (ja) | 1983-02-02 |
| DE3262044D1 (en) | 1985-03-07 |
| SU1414332A3 (ru) | 1988-07-30 |
| ES513728A0 (es) | 1983-03-16 |
| ES8305172A1 (es) | 1983-03-16 |
| FI73553C (fi) | 1987-10-09 |
| NO822375L (no) | 1983-01-10 |
| NO157679B (no) | 1988-01-18 |
| FR2509552A1 (fr) | 1983-01-14 |
| FI822436A0 (fi) | 1982-07-08 |
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