JPS58501104A - エコ−キヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は１／Ｔ　の周波数で生ずる複素値の流れを表わす両側波帯直交搬送波信 号を送信するのに適した回路と共に用いられるエコー相殺装置に関する。該回路 はさらに該送信された信号の少くとも第１のエコーを含む信号を受信するのに適 しており、該エコー相殺装置は７秒の時１８１幅の連続の各々の間に少くとも第 １のエコー写しサンプルを形成するエコーキャンセラと、エコー写しサンプルの 各々を該受イ６さｉｔた信号のそれぞ扛のサンプルを組合わせて複数個のエコー 相殺さ扛たサンプルを形成する組合せ回路とを含んでいる。

電話回線のような１不の通信回線を通して、両方向に同時にデータを伝送するに は二つの主な手法がある。第１の手法では回線の帯域幅を二つに分割して、各々 の半分を利用して特定の伝送方向にデータを伝送する。他の方法−これが本発明 に関する方法である−では各々の伝送方向に全帯域を使用し、回線の各端末にエ コー千ヤンセラ全使用する方法である。

例えば屯詰網によるデータ伝送でエコーキャンセラか必要であるのは、回線の一 方の油末から迷信された信号のエコーが回柑の他端から送信さ几たＰＪＴ望の信 号と共に戻って来るからであめ。このようなエコーは、例工はハイブリッドから の席、洩および回線におけるハイブリッドインピーダンス不整合から生ずる。エ コーは（上述した周波数分割の方法と異り）受信信号と同一の周波数スペクトル を占有するから、これは受信信号に歪みを与え、こ九によって遠端からのデータ の正確な回復ヲ妨げることになる。近端のエコーキャンセラは例えば、近端のデ ータシンボルの流れに応動して動作し、回線から受信さ九た信号の中のエコーエ ネル千−の写しを発生する。写しＩ″ｉｉ受信たデータ信号から減算さ汎、本質 的にエコーのないデータ信号を発生する。

エコーの写しを発生する回路は従来はトランスバーサルフィルタの形態を有し、 その中で所定の数の最も新らしい近端のデータシンボルに対してそれぞれのタッ プ係数が乗せられる。タップ係数は局所的に発生さ汎た誤差信号に応動して周期 的に更新さ扛、エコーの写しと受信さ扛たデータ信号中の実際のエコーエネルギ ーの間にはできるたけ良い対応がとら扛るようにする。

従来技術の通過帯域のデータ伝送方式に用いられたエコーキャンセラでは、エコ ーの写しはベースバンドで発生さ九、次に通過帯域に変調されて、こｎが受信さ 扛た通過帯域のデータ信号と組合わされるようにする。さらに、従来技術のエコ ーキャンセラは央時由」で動作し、従って、その回数の釆算を極めて短い時間幅 の…」に実行することができなけ扛ば、エコーキャンセラはその伝能全能率良く 実行することはでさす、許容できない大きさのエコー信号が残留することになる 。

発明の要約 本発明に従えば、この問題は複素値の実成分と虚成分を回転したものの重み付き の和を形成することによって、エコーキャンセラが各々の写しサンプルを形成す るようなエコーキャンセラによって解決される。

本発明は乗算の回数を減少し、エコーキャンセラが実時間で動作できるようにす る。

本発明のここで述べる実施例においては、通過帯域のデータ信号は通常の両側波 帯直交搬送波信号である。このような実施例においては、１対のベースバンドフ ィルタがそ扛ぞれ本発明の特徴に従って、実および虚のデータシンボル成分の回 転したものに対して使用する。

図面の簡単な説明 第１図は本発明のエコー相殺装置を利用したデータ通信システムのブロック図： 第２図乃至第５図は第１（２）のシステムで用いら扛るエコーキャンセラのそ九 ぞ肛の実施例のブロック図である。

詳細な説明 第１図において近端のモデム１０はリード１０１を経由して、データ源２０から ４８００ビツト／紗（ｂｐｓ　）の２進データの流れを受信する。モデムの中で は、スクランブラ／エンコーダ１０２によって２進データは健米の方法に従って 、スクランブルされ、エンコード芒扛る。

７秒ことに１回スクランブラ／エンコーダ１０２はデータシンホルＡｍ’７Ｑ生 ずる。シンボルＡｍは実成分ａｍと虚成分ｂｍ　を持つ複素数であると見なされ 、その各々はこの例では±１である二つの実の値の一方をとることができるよう になっている。従って、データ源２０から受信された各々のビットの対ことに、 スクランブラ／エンコーダ１０２は複素データシンボルを発生し、これは４つの 複素値±ｌ±ｊの内の任意の値をとることができる。Ｔばいわゆるポー出」隔で あり、この汐ねでは１　／２４００秒に等しい。ポーインデクスｍは従ってｌ／ Ｔ＝２４００　Ｈｚのホー速度で進められる。

成分ａｍ、！：ｂｒｒｌはり一ド１０３を通して次々に変調器１０４に与えられ る。変調器は両側波帯搬送波信号のディジタルサンプルを発生し、これは次にア ナログ形式に変換されて低域Ｆ波され、最後には近端の４線式ループの出側の脚 １０５に次式の形をした両側波帯直交搬送波データ信号ｓ　（ｔ）　を与える。

こ＼でｇ　（ｔｌはいわゆるナイキストパルスで実関以、ω。

はラジアンで表わした搬送波周波数である。信号ｓ　（ｔ）はモデム１０の出力 袷号會形成するものであり、ハイブリッド４０に伝わり、こ＼て１ム送回緋４５ を煎して遠端のハイブリッド５０とだ閑のモデム６０に到る。遠端のモチムロｏ は近端のモデム１０とイー石門に同一のものであるが、伝送されて来た２進デー タ匪娑回復し、こｎをテ−タ利用装置８０に与える。

これと同時にモデム６０はデータ源７０．から４８００ビット／秒の２進データ の流れを受信する。このデータの流れはスクランブルされ、符号化さ九、変調さ 扛て遠端のアナログ通過帯域データ信号ｒ（ｔ）を発生し、こればハイブリッド ５０と伝送回線４５を経由してハイブリッド４０に伝送される。

ハイブリッド４０によって受信される伝送回線４５からの信号はｒ　（ｔ）その ものではなく、それがａ）ガウス性雑音、シンボル間干渉、位相ジッダおよび周 波数オフセットのような種々の形の回線によって誘起される歪み、およびｂ）例 えば回線４５とハイブリッド５０の間のインタフェースにおける不可避なインピ ーダンス不整合および回線４５の遠端における搬送システムのハイブリッドの漏 洩によって生ずるいわゆる信号ｓ　（ｔ）の遠端エコー５ｆ（ｔ）によって歪ま さｎたｒ（ｔ）である。ハイブリッド４０によって受信された信号は信号ｒ（１ ）である。ここでｄｆ　なる添字は歪みと遠端エコーによってくずさｎた遠端の 信号を示している。すなわちｒｄｆ（ｔ）　＝　ｒ（ｔ）＋　ｓ　（ｔ）」−歪 みである。信号ｒ（１）は回線４５からハイブリッド４０を通り、近端の４吻式 ループの入側の脚１２１に送られる。

ハイブリッド４０は完全なものではないから、信号ｓ　（ｔｌのエネルギーの一 部は（Ｂ号ｒｄｆ　（ｔ）と共に入側の脚に瀬扛てゆく。さらにハイブリッド４ ０によって回籾４５に与えられた信号ｓ　（ｔ）のエネルギーの一部は、近端の 電話局の搬送システムのハイブリッドのインピーダンスの不整合のためにハイブ リッド４０に反射して戻り、従ってリード１２１に与えらｎる。このような信号 波からのリード１２１へのエネルギーは近端エコーｓ”　（ｔ）と呼ばれる。入 側の脚１２１上の複合信号は信号ｒｄｆｎ　（ｔ）であり、添字ｄｆｎは歪み、 遠端エコーおよび近端エコーによるぐず扛を表わしている。

こ＼で示す実施例においては、エコー相殺はディジタル領域で実行される。この 目的のために信号ｒｄｆｎ（ｔ）は低域フィルタ１２２でＰ波さｎたあとで、Ａ ／Ｄ変換器１２３に与えられる。後者は１／Ｔ’＝Ｌ／Ｔサンプル／秒で与えら れ、ここでＬはＬ／Ｔが少くとも受信信号ｒｄｆｎ（ｔ）のナイキスト周波数に 等しくなるように選択されている。この実施例では特に、Ａ／Ｄ変侠変法２３は ９６００サンプル／秒で動作し、従ってＴ＝１／２４００秒であり、Ｌ−４であ る。Ａ／Ｄ変換器１２３ば（低域ｐ波された）アナログ信号ｒ”（ｔ）ｅディジ モル化したものを発生し、その第ｍポーの時間間隔の１番目のサンプルはｒｄｆ ｎ　で示され、インチフス玉はナイキスト周波ｍ、１ 数で進み、０，１・・・（Ｌ−２）（Ｌ−１）の領をとる。

ｆｎ サンプルｒ　、は組合せ回路１２５の一部の人力に与ｍ、１ えられる。組合せ回路１２５の他方の入力はリード１１８に与エラれるエコー写 しサンプル官□、１でりゐ。サンプル宕　はエコーキャンπう１１７て発生され るが、信ｍ、１ 号ｒｄｆｎ（ｔ）中のエコーエネルギーの写しのサンプルである。組合せ回路１ ２５の出力信号はエコー補償された信組合せ回路１２５の出力サンプルはＤ／Ａ 変換器１３６に与えられ、その結果得られるアナログ信号？ｄ（ｔ）は低域フィ ルタ１３８に与えられる。低域フィルタの出力信号は次に受信器１４３に与えら れる。受信機は等化、復調、スライス、復号、デスクランブルのような機能を実 行し、データ源７０で発生した２進データの流れを回復する。受信機１４３は回 復されたデータの流れをデータ利用装ｆｔ３０に与える。

この実施例において、キャンセラ１１γは本発明に従って、１対の実変数の帯域 フィルタから１＝る。ここで実変数のフィルタとはその出力信号が単一の入力の 流れの関数であることを意味している。（従来技術のこのタイプのデータ信号の エコーキャンセラではこれに対して、いわゆる相互結合された複素フィルタを含 み、これにその各々が１対の入力信号の流れの関数である１対の出カイＬ＋ｊを 発生する。） 詳しく述べれば、本実施例の二つの実変数フィルタは、−ｔ−ねそれ似素の回転 したシンボルＡ□Ｉ−Ａ□ｅｊθ　の回転したシンボル成分ａｍ′およびｂｒｒ ｌ′に対してそれぞれ演算を行なう。ここでθはωｃｍＴの関数であり、この例 では七のイ１！】にでましい。（角度θはこの代りにまた例えば周波数オフセッ ト修正項を含んでいてもよい。）回転されたシンボルの実および虚成分は従って 、それぞれ次式で与えられる。

ａｒｎ’　−ａｍｃ　ｏ　ｓ　（θ）−ｂｒｒｌＳｌｎ（θ）軸’＝　ａｍｓｉ ｎ（θ）→−ｂｍＣＯ８（θ）回転されたシンボルの成分は乗算器１１１によっ てキャンセラ１１７に与えられる。乗算器の入力はａ）リード１０３から受信さ れた実および虚のシンボル成分譜。

ｂｍ、ｍ＝０．１．２・・・とｂ）局部搬送波源１０９から受信されたｃｏｓ（ ωｒｎＴ）とｓｉｎ　（ωｍＴ）である。以下に詳述するように、キャンセラ１ １７の中のこの二つのフィルタの出力は組合わされて、リード１１８上のエコー 写しサンプルを形成するようになっている。

次に本発明の理論的な基砺について説明しよう。典型的な場合として、ナイキス トパルスｇ　（ｔ）　（式（１））の最高周波数成分は搬送波周波数ω／２πよ り小さいものとする。その場合には式（１）の活弧内の複素信号は解析的な信号 ｚ　（ｔ）である。こＮで であり、τ（１）はｓ　（ｔ）のヒルベルト変法である。式（２）ｖよ次のよう に書き賛えられる。

エコーチャネルｈ　（ｔ）のインパルス応答を持つものと仮定しよう。エコーチ ャネルの出力信号に対応する解析的信号は である。こ＼で星印（＠はたたみ込み積分を表わし、ＸＩ　（ｔ）　＝　Ｘ（ｔ ）　＊ｈ　（ｔ）　（３）である。こ＼でＺｌ（ｔ）とＸｔ（ｔ）は解析的信号 である。工２０コーチャネルの出力における実際の信号はＸｌ（ｔ）の実部であ る。すなわち である。ここでＸｌ（ｔ）　−＝　ｘｌ（ｔ）＋ｊマ１（ｔ）である。

キャンセラ１１７の仮割は受信信号（この実施例でほもっと正確にはそのディジ タル版）の写しを発生することであるから、式（９）は先に述べたように、キャ ンセラ１１７は実際にそれぞれｍ−０，１，２・・・として回転されたシンボル 成分ａｍ′およびｂｍ′について作用し、その出力信号が組合わされるような１ 対の実変数の帯域フィルタで構成して良いことを示している。式（９）で示され るように、二つのフィルタのそれぞれのインパルス応答はｘｔ（ｔ）と−ミ（１ ）　である。

この実施例では、キャンセラ１１７の二つの帯域フィルタはに＝０、±１１±２ 、・・・であるとし、Ｔ′ヲ先に述べたように足義してそのタップ係数がそれぞ れサンプル値−ｘｌ　（ｋＴ’　）および−丁１（ｋＴ’）であるような、ディ ジタルトランスバーサルフィルタである。第２図に示すように、２１０および２ ３０で示される二つのトランスバーサルフィルタは、それぞれのタップ付き遅延 線路を使用して実現できる。フィルタ２１０の遅延線路はＮ個の遅延区間２１１ から成る。フィルタ２３０の遅延麗路はＮ個の遅延区間２３１から成る。各々の 遅延区間はＴ′秒の遅延を与え、従って遅延線路の全時間幅はＮＴ’秒となる。

先に、詠べたように、１／Ｔ’−Ｌ／Ｔであるから、遅に＆路の区間はＷｉ　＝ 　Ｎ　／　Ｌシンボル時間である。笑部）の回転されたシンボル成分ａｒｎ′（ 鑵’　、　ｍ　＝　Ｑ、１．２・・・）はスイッチ２０６を経由してフィルタ２ １０（２３０）に与えられる。後右はＬ／Ｔ＝１／Ｔ’　＝　９６００　Ｈｚ　 （７）周波数で動作する。回転されたシンボル成分は瞬時的にしかスイッチ入力 に存在しないものであり、従ってフィルタ２１０および２３０の遅延線路にはま ばらにしかデータが入っていない。すなわちフィルタ２１０（２３０）ではＬ個 ごとの遅延線路の区間だけに笑（虚）の回転されたシンボル成分が入っており、 その間に挾まれた（Ｌ−１）個の区間の各々には０が含まれていることになる。

従って任意の時点において、フィルタ２１０はＭ個の実の回転されたシンボル成 分ａ′’　”ｍ−０・・・”ｍ−（Ｍ−１）を含み、フィルタ２３０はＭ個の虚 の回転されたシンボル成分賜′、ｂ′□−０・・・”ｍ−（Ｍ−１）を含むこと になる。

フィルタ２１０（２３０）の遅延区間２１１　（２３１）に接続されて、乗算器 ２１２　（２３２）がある。各々のフィルタの各々の乗算器は、それぞれの係数 を用いてそれに与えられたタップ信号を乗する。乗算器２１２の出力はＴ′秒ご とに組合せ回路２１５で組合わされる。乗算器２３２の出力は同様に組合せ回路 ２３５によってＴ′秒ごとに１回組合せられる。組合せ回路２１５および２３５ の出力は組合せ回路２６１によって組合せられる。

ｍ番目のホ一時間に関連した組合せ回路２６１の１番目の出力はエコー写しサン プル當　・であり、以上の説明ｍ、１ から回転された実および虚のデータシンボル成分の重み付けの札を形成すること によって、エコーキャンマラ１１７が％々のエコー写しサンプルを形成すること が理解されるであろう。

第２図に示すように、乗算器２１２および２３２は変化する。すなわち、各々の 乗算器がそれに与えられたタップ信号に対して乗算を行なう係数の値は時間的に 変化する。詳しく述べれば、各々の係数はｍ番目のボ一時間に関連した値を持っ ている。フィルタ２１０で使用されるタップ係数の集合はＣｏ　（ｍ）　ｐ　Ｃ ｔ　（ｍ）　＋　−ＣＮ−、（ｍ）　で表わされる。フィルタ２３０で使用され るタップ係数の集合はｄｏ　（ｍ）　＋　ｄｌ（ｍ）　＋　−ｄＮ−１（ｍ）で 表わされる。この係数値従ってフィルタの伝達特性はエコー相殺された信号すな わち組合せ回路１２５の出力信号のエコーエネルギーが最小化されるように、リ ード１２８上の誤差信号に応動して更新される。第２図の装置で係数値を更新す る特定の方法についてはここでは述べない。しかし係数の更新については以下に 述べる実施例に関連して説明する。

第２図実施例は動作可能であるが、Ｌ回の乗算の内のＬ−１回ではＯによる乗算 を行なうので能率が悪い。これと等価であるがもつと能率の良い構造を第３図に 示ｔこの構造では、各ポ一時間の間では、係数のＬ個の異る部分集合で、同一の Ｍ個の回転されたシンボル成分を乗じ、Ｌ個のそれぞれのディジタルエコー写し サンプルを得るという事実を利用している。このようになっているので、キャン セラ１１７は第３図に示すようにＬ個のサブキャンセラ３００ｉ、ｉ＝ｏ、１、 ・・（Ｌ−１）から成っていることになる。谷サブキャンセラは次にその遅延区 間の各々が遅延Ｔｉ与える１対のタップ付き遅延線路から成っている。各サブキ ャンセラの一方の遅ｋｋ１％は実の回転されたシンボル成分ａ　’、ｍ＝ｏ、１ ．２・・・ｍ を受信し、他方の遅延線路は虚の回転されたシンボル成分ｂｍ′２ｍ−０，１， ２・・・を受信する。遅延区間の各々は遅延Ｔを与えるから、各遅延線路は回転 されたシンボル成分で満されており、０の内容のものは存在しない。

１番目のサブキャンセラの係数は係数ＣｋＬ＋１（ｍ）、に−〇、１．２＝ｉＭ −１）−の第１の集合と係ｅ、　ｄ　］＜　Ｌ＋　１（ｍ）。

ｋ＝ｏ、１．２・・・（Ｍ−１）の第２の集合である。−例としてサブキャンセ ラ３００（０’）の構造を第３図に示した。

Ｌ個のサブキャンセラによって各々のホ一時ｈ」で発生されるＬ個のエコー写し ディジタルサンプルはスイッチ３０５を経由してリード１１８上に与えられ、こ れを発生するために第３図のエコーキャンセラの中で実行される処理は次式で示 される。

こ＼で再び第１図全参照されたい。エコー輛イ頁された信号サンプルｒ　は遠端 の通過帯域のデータ信号からｍ、Ｉ Ｘろ導されたエネル千−たけでなく、エコー写しサンプル食　とＡ／Ｄ変候器１ ２３の出力サンプルｒ　の間ｍ、Ｉ　ｍ、１ から生ずる相殺されていないエコーエネル干−ケ含んでい々。この結果として、 エコー相殺さｎ　ｆｒ−信”ｊサンブノし？Ｃ１は誤差信号サンプルを形成する のに利用することｍ、１ ができ、これに応動して係数値従ってキャンセラ１１７の伝達関数が更新される ことになる。誤差信号サンプルはこの実施例ではエコー補償された１６号サンプ ルｒｍ、１ に等しいがｅ　、と名イ・」けられ、リード１２８を経由しｍ、１ てキャンセラ１１７に与えられる。第３図の任意の特定のサブキャンセラで使用 される係数は、そのサブキャンセラで発生されたエコー写しサンプルが組合せ回 路１２５に与えられたときに生ずる誤差信号サンプルに応動して更新されるべき である。この目的のために、各々の誤差信号−サンプルはスイッチ３０４によっ て第３図の適切なサブキャンセラに与えられる。

第３図の実施例においては、キャンセラ１１７の係数は次の関係に従って更新さ れる。

ｅ　、（ｍ＋１）−＝ｃ　、（ｍ）→αａ’　ｅ　、（，１１）ｋＬ十ｉ　ｋＬ ＋ｚ　ｍ−ｋ　ｍ　、ｒｄｋＬ□−ｉ　（ｍ十”　）＝　ｄｋＬ＋ｉ　（ｍ）十 αｂｍ　−ｋｅｍ　、ｒ　（１２）これによっていわゆる　統計的最小二乗平均 アルゴリズムが実現される。この式において、αは次の条件ｆ　’Ａｎ４足する 選択されたステップサイズである。

こ＼でＡはデータシンボルの分散であり、すべての口■能な実（虚）シンボル成 分値の２乗の１１１を：このようなシンボル値の総数で除したものに等しい。（ この実施例ではＡ＝１である。）αの最適値、すなわち定常的な最小二乗誤差に 最も早く収束するようなαの値は最大のステップの大きさの半分である。すなわ ち 式１０，１１．１２から近端のキャンセラ１１７で実行される実通過帯域フィル タ動作には各シンボル時間で約４ＬＭ回の乗毅と同数の加算を必要とすることが わかる。有利なことにこれは従来技術のエコーキャンセラで必要であった算術演 算の回数のわずか半分である。従来技術においては、エコー写しのフィルタ動作 は複素の相圧結合された構造を用いてベースバンドで実行され、この構造ではエ コー写しの発生と係数の更新のために各データシンボル成分を二つの係数で乗じ ており、これに対して本発明では１　ｒｉ−１またけ乗するので、このような差 か生ずるのである。

特別の伝送されたデータシンボルによって生ずる近端エコーの終りと同一の伝送 されたシンボルで生ずると端エコーの開始のｌ−６Ｔ　Ｋは、典型的にはかなり の特出Ｊ差（例えば５〜５５ｍ秒）かめることをここで圧怠しておく。

この結果として、第２図および第３図の夫Ｉ也例におけるタップ係数の内の多く のものは常Ｖこ０になる。こ′ｉ″Ｌはもちろんｊｊｉｌ等が悲い。第４１９． Ｉに示ずように、もつと能率の良い方法は、キャンセラー１７を近端キャンセラ ー１７ａと遠端キャンセラー１７ｂに分割し、後者にはバルク遅延装置１１３で 遅延された回転されたシンボルを与える方法である。この遅延装「１′によって −ＬＪえられる遅延はエコーキャンセラの始動時にリード１０３（第１図）上の シンボルが、遠端エコー路を通って伝わるのに必要な時１■１にほぼ等しいよう に設電される。近端と遠端のエコーキャンセラの出力は組合せ回路１３０によっ て組合わされ、その出力リードがエコーキャンセラの出力リード１１８となる。

エコーキャンセラー１７ａと１１７ｂの各々は、例えば第２図あるいは第３図の 天廁＋／ｌｊと本質的Ｕζ同一・であるが、もちろん近端キャンセラについてＭ ｎ、Ｎ、および遠端キャンセラについてＭｆ、Ｎｆ　と表示される近端および遠 端のエコーキャンセラのＭとＮの値（先に訣明した）は近端と遠端のエコーの両 方を取扱かう１４ｉ−のキャンセラのＭとＮの値とは異っている。−例として近 端キャンセラについてはＭ　コ１４、Ｎ　二５６でりり、遠端キャンセラについ てはＭ　＝６０、Ｎ、＝２４．　Ｏてりる。

第４図のエコーキャンセラによって実行さノＬる処」呈は次式によって表現され 心。

（Ｍ−１） （Ｍ、−１） （１４） こ＼でΔはバルク遅延１１３によって与えられるホ一時間の遅延である。式１４ の第１の和の項はもちろん近端のキャンセラ１１７ａＫよって実行される処理で あり、第２の和の項は遠端のキャンセラ１１７ｂによって笑行される処理を表わ している。式１４の衾　、の式は式１１４．１ １Ｏと等価であり、式１０の係数の内のあるものが０になっているだけであるこ とが理解されるであろう。すなわちｃｋＬ＋ｉ（ｍ）＝ｄｋＬ＋ｉ（ｍ）−〇、 ｋ＝’ｎ　、（Ｍｎ＋１　）”　’　”（Δ−１）となっている。

近端のキャンセラ１１７ａのためのタップ係数の適応は次式で行なわれる。

ｃ　−（ｍ＋１）＝　ｃ　、（ｍ）十αｎ”ｍ’−ｋ”ｒｎ、ｉｋＬ＋１　ｋＬ ＋１ に＝ｏ、ｔ、、、（Ｍｎ−１）　（１５）ｄｋＬ＋ｉ　（””１）″ｄｋＬ十ｉ （ｍ）十αｎｂｍ’−ｋｅｍ、ｉこ＼でステップの大きさは次の条件を満足する 。

収束のための敢遍値は である。同様に遠端のキャンセラ１１７ｂのタップ係数の適応は次式で行なわれ る。

ｃ　、（ｍ＋１）＝ｃ　、（ｍ）＋αｆ　ａｍ’−ｋｅｍ　、　ｉｋＬ＋ｌｋＬ ＋ｔ ｋ−Δ、（Δ＋１）、、、（Ｍ、−１）　（１ｓ）ｄｋＬ＋ｉ　（ｍ”）＝ｄｋ Ｌ＋ｉ　（ｍＤａｆ　ｂｍ’−ｋｅｍ、ｉこ＼でステップの大きさα、は次の条 件を満足する。

収束のための最適値は エコーキャンセラ１１７の他の実施例を第５図に示す。

この実施例が本発明の商用に使用されるものとなろう。

キャンセラ１１７のこの実施例は係数ストア４０１、回転されたシンボルストア ４０４および算術制御ユニット４１５を含んでいる。算術制御ユニットはリード オンリーメモリー（ＲＯＭ）４１０に記憶されたマイクロコードによる命令に従 って動作する。詳しく述べれば、ユニット４１５はリード１１２から各々の新ら しい実および虚の回転はれたシンボル成分を受信し、これをストア４０４に記憶 する。次にこれは適切な回転されたシンボル成分と係数をそれぞれストア４０４ および４０１から読んで、式１４で規疋された処理を実行する。算術および制御 ユニット４１５はまたリード１２８から誤差信号サンプルＣを受信し、各々のシ ンボル時間の中で式１５および１８に従って各係数値を更新する。第５図の実施 例の実現は当業者の技能の範囲内にあり、それに関するこれ以上の詳細な説明は 不要である。しかし、ユニット４１５は、例えば特殊目的のＬＳＩ回路あるいは マイクロプロセッサとしても実現できることに注意しておく。

遠端エコーの相殺のための所望の信号対雑音比（ＳＮＲ）を実現するだめの適切 なパラメータの選択においては、次の式を使用することができる。

αｆｌＮｆ　およびＡについては先に定義されている、Ｐ、−近端エコー信号の 電力（相殺前）Ｐ　−遠端エコー信号の電力（相殺前）Ｐ　−すべての他の相関 のない信号、例えば刀ウス性雑音 Φ２　−最大の予期される位相ジッタの２乗（ラジアンａＸ 全単位とする。） （近端のエコーについては位相ジッタは存仕しないので（Ｐ、／Ｐ　）の２−０ とすれば、近端エコーの相液についｓ　ｍａｘ ての同様の式を得る。）この式ではキャンセラは無限の相変で動作するものと仮 定しているが、こればもちろん現実的ではない。実際にはディジタルの鞘度の程 度が与見られたときに最も良く実現できるＳＮ比はである。こ＼でＬＳＢはエコ ーキャンセラで使用されるディジタル表示の最下位のビット値である。式２２は 回森による雑音のないシステムを仮定しているが、これももちろん現実的ではな い。しかし実際の設計の問題として、これらの式によって得られるＳＮ比の値は 実際に望まれる値よりいく分太きいものとしてパラメータを選択するだめに、エ コーキャンセラの設計のために式２１および２２を使用することができる。実際 に試作され測定４ されたシステムにおいては、α＝２　、αｆ：＝　２−１４゜Ｎ　＝１６　、　 Ｎｆ＝３２．、　Ａ＝　１　、　ＬＳＢ＝２−”　、ΦｍａＸ＝１０度（π／３ ６ラジアン）尖頭値、Ｐｏは無視できる値であったが、２１．５ｄＢ　の総合Ｓ Ｎ比を実現できた。

第１図のエコー相殺システムの始動時には、まずΔ（式１４）を決定するために 遠端エコーチャネルの往復の遅延を推定するためにいくつかの周仰の方法の内の 任慧のものが使用され；すべての係数全０に設足し；ランダムもしくは擬似ラン ダムのシンボル時間を送信し：Ｎ−Ｎ十Ｎ　としてα　−（式１３）を使用して 、係数ｎ　ｆ　ｏｐｔ の更新を行なう。試作されて試験されたシステムでこの始動手法を用いた場せに は、約３秒のエコーキャンセラの始＠時間が実現できだ。

始動時に係数を更新するための代替方法では遠端エコーの相殺に関連した係数（ すなわち、式１４の係数の内に一Δ、（Δ＋１）・・・（Ｍ　−１）　）を凍結 し、α　をｆ　、　ｎｏｐｔ 使って他方の近端相殺係数を更新する。近端エコーのレベルが遠端エコーのレベ ルに達したとき、（それに必要な時間は実験的に、あるいは最悪の条件を仮定し て、エコーキャンセラの設計の伺に計算でめられる。）近端の相殺係数の更新を 続けるが、このときには所望のＳＮ比を与えるα　の値を使用する。近端エコー が遠端エコーより２０　ｄＢ低下したときに（これに必要な時間も寸だ最悪の条 件を仮定してエコーキャンセラの設計の間に決定することができる。）α　を使 用して遠端エコーｏｐｔ の相殺係数の更新を開始し、再び遠端のエコーが近端のエコーのレベルに達した ときに遠端のエコー相殺係数の適応を所望のＳＮ比を、与えるα、の値にスイッ チする。

他の設計上の考慮は周波数オフセットである。解析によれば、エコーキャンセラ の性能は周波数オフセットの大きさがそれほど太キくすくても、エコー千ヤンセ ラは大きな影響を受けることがわかっている。従って、周波数オフセットが予期 されるような応用では、モデムの中で適切なイレ正手段を構じておくべきである 。先に述べたように、ａｍ′とｂｍ′の式の中のパラメータθは周波数オフセッ ト修正項全含んでいても艮い。

先に述べたように、本発明の中心はデータ信号エコーの写しはベースバンドで発 生して再び通過帯域に変調するのではなく、通過帯域で直接発生できることの認 識にある。従って不発明は従来の両側波帯直交搬送波方式だけでなく、他の通過 帯域システムにも同様に適用することができる。従って、例えばこの実施例では 、伝送され５たデータ信号８（ｔ）は式ｌに示すような形式であるが、次式で示 す通過帯域のデータ信号ｓ　’　（ｔｌを代りに伝送することもできる。この場 合には、エコーキャンセラには回転されたシンボル成分ａｍ′、ｂｍ′２ｍ＝０ ．１．２・・・ではなく回転されていないシンボル成分ａ　ｍ　＋ｂ、ｍ＝＝０ ．１．２・・・を与えるべきである。本発明はまた振幅変調、位相変調および差 動位相変調とその組合せのような他の変調方式にも適用できる。（ＱＡＭはもち ろん振幅変調と位相変調の組合せである。）本発明の原理を実現するエコーキャ ンセラはまた例えばａ）こ＼で述べたのとは別の係数適応アルゴリズム、ｂ）ア ナログ領域、サンプル（階段状）領域あるいはその他の信号頴域ので少くとも部 分的に動作する回路、Ｃ）実数（複葉数でなく）データシンボルを使用しても実 現することができる。

さらに本発明はナイキスト周仮数でエコー与しサンプルを発生するキャンπうに ついて読切したが、これｉＩｉ同様に米国荷計４，０８７，６５４で示されたよ うなホー周波数でエコー写しサンプルケ発生するキャンセラにも同様に適用でき る。

さらに本発明ばこＸではデータシンボルが２次元でめり、１ホ一時同たけを占有 するようなデータ伝送方式について示されているが、これは同様に米し！ｉＩ特 許４．０８４，１３７に示すように各シンボルが２仄元以上であったり、２ポー あるいはそ−れ以上の時間幅にまたかるよう々システムにも同様に適用できる。

従って、ここには明確に図示したり記述したりしていなくとも、本発明の考え方 を実現する多くの装置を当業者は考案できることを理解されるであろう。

ＦＩ６．４ 国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．　１／’Ｔの周波数で発生する複素値の流れを表わす両側波帯直交搬送波信 号を伝送し、該伝送された信号の少くとも第１のエコーを含む信号を受信するの に適した回、路で用いるエコー相殺装置であって、Ｔ秒の時間幅の連続の各々の 間、に少くとも第１のエコー写しサンプルを形成するエコーキャンセラ（１１’ ７）と、 エコー写しサンプルの各々を該受信された信号のそれぞれのサンプルと組合わせ て複数個のエコー相殺されたサンプルを形成する組合せ回路（１２５）ｅ含むエ コー相殺装置において、 エコーキャンセラ（１０９，１１１，１１７）は複素値の実成分と虚成分を回転 したものの重み付けの和を形成することによってエコー写しサンプルを形成する ことを特徴とするエコー相殺装置。 ２、請求の範囲第１項に記載のエコー相殺装置におい１７秒の時間幅の任意の特 定のひとつの闇に形成される重み付けの和の各々は係数のそれぞれの集合を用い て形成されることを特徴とするエコー相殺装置。 ３、請求の範囲第１項あるいは第２項に記載のエコー相殺装置において、 該実および虚の成分のｍ贅目のものの回転さ扛た領はａｍ、ｂｒｎ　をそれぞれ 該ｍ企目の複素値の笑および虚の成分、θを（ωｍＴ）の予め定められた関数、 ω　を該伝送された信号のラジアンで表わした搬送周波数として、それぞれ（ａ ｍｃｏｓ（θ）−ｂｍｓｉｎ（θ））および（ａｍｓｉｎ（θ）十ｂｍｃｏｓ（ θ））に等しいことを特徴とするエコー相殺装置。 ４、請求の範囲第１項に記載のエコー相殺装置において、エコーキャンセラ（１ １７）は 第１および第２の実数フィルタ（２１０，２３０）と、実および虚成分の該回転 された値をそれぞれ該第１および第２のフィルタに与える回路（１１２）と：該 エコーから肪導された該エコー相殺されたサンプルのエネルギーを最小化するよ うに該エコー相殺されたサンプルに応動して該フィルタの伝達特性を時間と共に 更新する第２の回路（１２８，３０４）とを含むことを特徴とするエコー相殺装 置。 ５、請求の範囲第１項に記載のエコー相殺装置において、エコーキャンセラは Ｌを選択された整数とし、各時間間隔に関連してＬ個のエコー写しサンプルを発 生し、エコーキャンセラの形成するｍ％−目の時間間隔に関連したＬ１固のエコ ー写しサンプルの内のｉｉｌ目のものは次式 に従うようになりており、こ＼でＭはホ択された１１〜′はｍ布目の複素値の実 成分を回転させたもの、ｂｍ′ばｍ缶口の複素値の腫成分を回転させたもの、Ｃ ｋＬ＋□（ｍ）ｔｔｒｉ　ｉ　缶Ｌｌのエコー写しサンプルＶｒＣ関連したタッ プ係数の第１の集合のｋ　Ｌも目のもの、ｄｋＬ＋ｉ（ｍ）はｉ番目のエコー写 しサンプルに関連したタップ係数の第２の集合のｋＬ番目のものであることを特 徴とするエコー相殺装置。 ６、請求の範囲第５項に記載のエコー相殺装置において、■、／Ｔが受信信号の 少くともナイキスト周波数に等しいようにＬの値が選択されていることを特徴と するエコー相殺装置。 ７、請求の範囲第５項あるいは第６項に記載のエコー相殺装置において、 ａｍ’　−ａｍｃｏｓ（θ）　−ｂｍｓｉｎ（θ）ｂ　’＝　ａ　５ｉｎ（の＋ ｂ　ｃａｓ（θ）ｍ　ｍ　ｍ であり、ａｍは複素値のＴｎｍ番目成分の実成分、ｂｒｒｌは複素値のｍ番目の 成分の虚成分、θは（ωｃｍＴ）　の予め定められた関数、ω　は伝送された信 号のラジアンで表わしだ搬送波周波数であることを特徴とするエコー相殺装置。 ８、請求の範囲第５項あるいは第６項に記載のエコー相殺装置において、 エコーキャンセラはさらに エコー補償きれたサンプルの関数として該係数の領勿決定する手段を含むことを 特徴とするエコー相殺装置。 ９、請求の範囲第４項あるいは第５項に記載のエコー相殺装置において、 エコー千ヤンセラＣよさ′−）Ｉ／ｉニア１Ｘ式に１メＬって係数の１１（］を 沃一定する手段（１２８，３０４）を含み ｃ　、（ｍ＋１）＝ｃ　（ｍ）　＋α”ｍ−ｋｅｍ、ｉｋＬ＋ｉ　ｋＬ＋ｔ ｄｋＬ＋ｉ　（ｍ＋１）二ｄｋＬ＋□（ｍ）十αｂ’ｍ−ｋｅｍ、ｉこＸでｅ　 はｍ番目の時ｆｔＪＪ間隔に関連した１拓目の二ｍ、に 一補償された信号サンプルの関数である誤差信号であり、αは選択されたステッ プの大きさでを）ることを特徴とするエコー相殺装置。 １０．１／Ｔの周波数で発生する複素値の流れを表わす両側波帯直交搬送波信号 を伝送するのに適合した回路に関連して使用されるエコー相殺方法であって、該 回路はさらに該伝送された信号の少くとも第１のエコーを含む信号を受信するの に適しており、該エコー相殺方法はＴ秒の時間幅の連続の各々の間に少くとも第 ｌのエコー写しサンプルケ形成し、 エコー写しサンプルの各々を該受信された信号のそれぞｎのサンプルと組合わせ て？ｓ　Ｆ　１＋ｌ￥１のエコー補償されたサンプルを形成し、 各々のエコー写しサンプルについて複素値の笑および虚成分を回転させたものの 重み付きの和を形成する段階紮含むことを特悼とするエコー相殺方法。 １１　請求の範囲第１０項に記載のエコー相殺方法において、 該エコー相殺されたサンプルの少ぐとも一力に応動して該係数の値を決定する段 階を含むことを特徴とするエコー相殺方法。 １２　請求の範囲第１０項βるいは第１１項に記載のエコー相殺方法において、 談笑および虚成分のｍ属目のものの回転した値はそれ。 それ（ａｒｒ、ｃｏｓ　（θ）−ｂｍｓｉｎ（θ）　）　（ａｍｓｉｎ（θ）　 ＋ｂｎ１ｃｏｓ　（θ））に等しく、ａｍ、！：ｂｒｒ＋はそれぞれ該複素値の ｍ番目の値の実および虚成分であり、θは（ωｍＴ）の所定の関数であり、ω。 は該送信された信号のラジアンで表わしだ搬送波周波数であることを特徴とする エコー相殺方法。 １３　請求の範囲第１０項に記載のエコー相殺方法において、 談笑お工び虚の成分の回転したものをそれぞれ第１および第２のフィルタに与え 、 該エコーから詞導された該エコー補償されたサンプ／Ｌのエネル千−が最小化さ れるように該エコー補償されたサンプルに応動して該フィルタの伝達関数全更新 する段階を含むことを特徴とするエコー相殺方法。 １４　請求の範囲第１３項に記載のエコー相殺方法において、 Ｌを正損された型数とし、各々の時世」幅Ｖｃ（列連してＬ徊のエコー写しサン プルヲ形成し、エコーキャンセラは次式に初ρてｍ僧ｄ］の時ｒ川幅に１刈連し たＬ１固のエコー力しサンプルの［）５の１府−４目のものに一力多成し、こ＼ でＭは選択された整数　ａ　／はｍ番目の複素値の実成分を回転したもの、ｂ′ はｍ缶口の複素値の虚成分を回転したもの”　ｋＬ−１−ｉ（ｍ）はｉ　％’目 のエコー写しサンプルに関連したタップ係数の第ｌの集合のｋＬ裕目のもの、ｄ ｋＬ＋ｉ（ｍ）は１査目のエコー写しサンプルに関連したタップ係数の第２の集 合のｋＬ缶目のものであることを特徴とするエコー相殺方法。 １５、請求の範囲第１３項に記載のエコー相殺方法において、ＬはＬ／Ｔが受信 信号の少くともナイキスト周波数に等しいように選択されていることを特徴とす るエコー相殺方法。