JPS646414B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS646414B2 JPS646414B2 JP14100882A JP14100882A JPS646414B2 JP S646414 B2 JPS646414 B2 JP S646414B2 JP 14100882 A JP14100882 A JP 14100882A JP 14100882 A JP14100882 A JP 14100882A JP S646414 B2 JPS646414 B2 JP S646414B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- interpolated
- phased
- analog
- listening
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/80—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
- G01S3/802—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、アナログビーム補間器を用いたデイ
ジタルソーナーの聴音装置に関するものである。
ジタルソーナーの聴音装置に関するものである。
（背景技術）
従来のデイジタルソーナーの信号処理部の構成
例のブロツク図を第１図に示す。第１図において
端子１1，１2，１3，…，１i，…，１KはＫ個の独
立した受波器出力に接続されるソーナーのデイジ
タル信号処理部の入力端子、２はデイジタルビー
ムフオーマ、端子２1，２2，２3，…，２i，…２N
はデイジタルビームフオーマ２の出力端子、３は
自乗検波器、相関検波器、及び表示器等で代表さ
れる後処理のためのデイジタル信号処理装置、４
１，４2，４3，…，４i，…，４NはＮ個のデイジタ
ル／アナログ変換器（以下DA変換器と称す）、
５1，５2，５3，…，５i，…，５Nは前記DA変換
器の出力端子、６は端子５1，５2，５3，…，５i，
…，５Nを通過するアナログ聴音信号を選択する
アナログマルチプレクサ、７はアナログマルチプ
レクサ６を切り換える信号を入力する制御端子、
８はアナログマルチプレクサで選択された聴音信
号を出力する出力線、９は出力線８の信号を入力
し音に変換する拡声器である。
例のブロツク図を第１図に示す。第１図において
端子１1，１2，１3，…，１i，…，１KはＫ個の独
立した受波器出力に接続されるソーナーのデイジ
タル信号処理部の入力端子、２はデイジタルビー
ムフオーマ、端子２1，２2，２3，…，２i，…２N
はデイジタルビームフオーマ２の出力端子、３は
自乗検波器、相関検波器、及び表示器等で代表さ
れる後処理のためのデイジタル信号処理装置、４
１，４2，４3，…，４i，…，４NはＮ個のデイジタ
ル／アナログ変換器（以下DA変換器と称す）、
５1，５2，５3，…，５i，…，５Nは前記DA変換
器の出力端子、６は端子５1，５2，５3，…，５i，
…，５Nを通過するアナログ聴音信号を選択する
アナログマルチプレクサ、７はアナログマルチプ
レクサ６を切り換える信号を入力する制御端子、
８はアナログマルチプレクサで選択された聴音信
号を出力する出力線、９は出力線８の信号を入力
し音に変換する拡声器である。
端子１1，１2，１3，…，１i，…，１Kを通過す
る受波信号（デイジタル信号）は、デイジタルビ
ームフオーマ２に入力され、Ｎ方位分の整相ビー
ム信号（デイジタル信号）として変換され、端子
２1，２2，２3，…，２i，…，２Nに出力され後段
の信号処理装置３で後処理される。他方、端子２
１，２2，２3，…，２i，…，２Nを通過した整相ビ
ーム信号は、DA変換器４1，４2，４3，…，４i，
…，４Nに直接入力され、オペレータが聴音する
ためのＮ方位分のアナログ聴音信号として端子５
１，５2，５3，…，５i，…，５Nに出力され、アナ
ログマルチプレクサ６によつて選択された聴音信
号が出力信号線８に出力され、拡声器（例えばヘ
ツドホン）９の入力信号となり、オペレータによ
り聴音される。
る受波信号（デイジタル信号）は、デイジタルビ
ームフオーマ２に入力され、Ｎ方位分の整相ビー
ム信号（デイジタル信号）として変換され、端子
２1，２2，２3，…，２i，…，２Nに出力され後段
の信号処理装置３で後処理される。他方、端子２
１，２2，２3，…，２i，…，２Nを通過した整相ビ
ーム信号は、DA変換器４1，４2，４3，…，４i，
…，４Nに直接入力され、オペレータが聴音する
ためのＮ方位分のアナログ聴音信号として端子５
１，５2，５3，…，５i，…，５Nに出力され、アナ
ログマルチプレクサ６によつて選択された聴音信
号が出力信号線８に出力され、拡声器（例えばヘ
ツドホン）９の入力信号となり、オペレータによ
り聴音される。
上述のごとく従来の聴音方式においては、デイ
ジタルビームフオーマ２から出力される整相ビー
ム信号が直接DA変換器に入力されてアナログ信
号に変換されるものであり、この様な直接的方式
では、以下のいづれかの欠点を有していた。
ジタルビームフオーマ２から出力される整相ビー
ム信号が直接DA変換器に入力されてアナログ信
号に変換されるものであり、この様な直接的方式
では、以下のいづれかの欠点を有していた。
(1) 拡声器９で聴音する全ての整相ビーム信号を
デイジタルビームフオーマ２で発生する必要が
あり、このことはデイジタルビームフオーマ２
及び後処理装置３を構成するデイジタルハード
ウエア量を大幅に増大させる。
デイジタルビームフオーマ２で発生する必要が
あり、このことはデイジタルビームフオーマ２
及び後処理装置３を構成するデイジタルハード
ウエア量を大幅に増大させる。
(2) 装置３を構成するデイジタル信号処理器の入
力は、一般的には全ビーム数（これをＮとす
る）の整相ビーム信号を必要とはせず、整相ビ
ーム補間が可能な最小の数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の独立
な基本整相ビーム信号があれば、それ以外の方
位の整相ビーム信号は上記Ｍ方位分の基本整相
ビーム信号からデイジタルフイルタによる補間
演算により求められる事が知られている。この
整相ビーム補間方式を用いる事により、デイジ
タルビームフオーマ２の出力整相ビーム数をＭ
とすることによりデイジタルビームフオーマ
２、及び後処理装置３のハードウエア量を極力
最小にする事ができる。この合第１図の直接的
な聴音方式では、Ｍ方位以上の整相ビーム信号
を聴音出来ない欠点をもつている。
力は、一般的には全ビーム数（これをＮとす
る）の整相ビーム信号を必要とはせず、整相ビ
ーム補間が可能な最小の数Ｍ（Ｍ＜Ｎ）の独立
な基本整相ビーム信号があれば、それ以外の方
位の整相ビーム信号は上記Ｍ方位分の基本整相
ビーム信号からデイジタルフイルタによる補間
演算により求められる事が知られている。この
整相ビーム補間方式を用いる事により、デイジ
タルビームフオーマ２の出力整相ビーム数をＭ
とすることによりデイジタルビームフオーマ
２、及び後処理装置３のハードウエア量を極力
最小にする事ができる。この合第１図の直接的
な聴音方式では、Ｍ方位以上の整相ビーム信号
を聴音出来ない欠点をもつている。
（発明の課題）
本発明はこれらの欠点を解決するために、ソー
ナーの聴音装置にアナログビーム補間器を導入し
たもので、以下詳細に説明する。
ナーの聴音装置にアナログビーム補間器を導入し
たもので、以下詳細に説明する。
（発明の構成および作用）
本発明の実施例を述べる前に、ソーナーのビー
ムフオーマ出力をビーム補間する原理を第２図ａ
においてB0，B1，B2，B3，…，Bi，…，BM-1
は、夫々デイジタルビームフオーマで形成される
整相ビームのビーム値であり、これらの整相ビー
ムはビーム補間が成立するために必要な最小数の
独立な基本整相ビームであるとする。また、この
基本整相ビームから整相ビーム補間が可能なビー
ム補間器の補間関数を第２図ｂとする。以上の条
件が成立しているとき、一般的に知られている標
本化定理を適用する事により、第２図ａの中の隣
り合う２つの基本整相ビーム間の任意の整相方位
の整相ビームを求める事ができる。例として第２
図ａの中のビーム値がB2とB3である２つの基本
整相ビームのなす角を４等分する方位（同図中の
破線矢印で示される）の整相ビームのビーム値
B2-3 (0)，B2-3(1)，B2-3(2)をビーム補間により求め
るものとする。このとき第２図ｂで示される補間
関数を同図破線で示される様に等分割した時のと
り得る値をα0，α1，α2，…，α15，α16，α17とす
ると、求める補間ビーム値B2-3 (0)，B2-3(1)，
B2-3(2)は B2-3 (0)＝α0・B0＋α3・B1＋α6・B2＋α9・B3
＋α12・B4＋α15・B5 B2-3(1)＝α1・B0＋α4・B1＋α7・B2＋α10・B3
＋α13・B4＋α16・B5 B2-3(2)＝α2・B0＋α5・B1＋α8・B2＋α11・B3
＋α14・B4＋α17・B5 のごとく、基本ビーム値B0，B1，B2，B3，B4，
B5と補間関数の標本値の組（α0，α3，α6，α9，
α12，α15），（α1，α4，α7，α10，α13，α16）
及び
（α2，α5，α8，α11，α14，α17）を用いて求めら
れ
る。上述の例では、説明を簡単にするために補間
ビームの前後３つの被補間ビーム値B0，B1，B2
とB3，B4，B5を用いた６次補間の例で説明した
が、一般的には、ｍ次補間に拡張できる。すなわ
ち補間ビームを中心に前後から夫々ｍ／２個とり
出した基本ビーム値の値を（B0，B1，…，
B(n/2)-1）と（B(n/2)，B(n/2)+1，……，Bn-1）と
し、補間関数から補間ビームに対応して取り出し
たｍ個の標本値の組を（α0，α1，…，αn-1）とす
れば、求める補間ビームのビーム値
（B(n(k)/2)-1,(n/2)は(1)式で示される。
ムフオーマ出力をビーム補間する原理を第２図ａ
においてB0，B1，B2，B3，…，Bi，…，BM-1
は、夫々デイジタルビームフオーマで形成される
整相ビームのビーム値であり、これらの整相ビー
ムはビーム補間が成立するために必要な最小数の
独立な基本整相ビームであるとする。また、この
基本整相ビームから整相ビーム補間が可能なビー
ム補間器の補間関数を第２図ｂとする。以上の条
件が成立しているとき、一般的に知られている標
本化定理を適用する事により、第２図ａの中の隣
り合う２つの基本整相ビーム間の任意の整相方位
の整相ビームを求める事ができる。例として第２
図ａの中のビーム値がB2とB3である２つの基本
整相ビームのなす角を４等分する方位（同図中の
破線矢印で示される）の整相ビームのビーム値
B2-3 (0)，B2-3(1)，B2-3(2)をビーム補間により求め
るものとする。このとき第２図ｂで示される補間
関数を同図破線で示される様に等分割した時のと
り得る値をα0，α1，α2，…，α15，α16，α17とす
ると、求める補間ビーム値B2-3 (0)，B2-3(1)，
B2-3(2)は B2-3 (0)＝α0・B0＋α3・B1＋α6・B2＋α9・B3
＋α12・B4＋α15・B5 B2-3(1)＝α1・B0＋α4・B1＋α7・B2＋α10・B3
＋α13・B4＋α16・B5 B2-3(2)＝α2・B0＋α5・B1＋α8・B2＋α11・B3
＋α14・B4＋α17・B5 のごとく、基本ビーム値B0，B1，B2，B3，B4，
B5と補間関数の標本値の組（α0，α3，α6，α9，
α12，α15），（α1，α4，α7，α10，α13，α16）
及び
（α2，α5，α8，α11，α14，α17）を用いて求めら
れ
る。上述の例では、説明を簡単にするために補間
ビームの前後３つの被補間ビーム値B0，B1，B2
とB3，B4，B5を用いた６次補間の例で説明した
が、一般的には、ｍ次補間に拡張できる。すなわ
ち補間ビームを中心に前後から夫々ｍ／２個とり
出した基本ビーム値の値を（B0，B1，…，
B(n/2)-1）と（B(n/2)，B(n/2)+1，……，Bn-1）と
し、補間関数から補間ビームに対応して取り出し
たｍ個の標本値の組を（α0，α1，…，αn-1）とす
れば、求める補間ビームのビーム値
（B(n(k)/2)-1,(n/2)は(1)式で示される。
B(n(k)/2)-1,(n/2)＝n-1
〓i=0
αi，Bi (1)
また、補間関数の性質から
α2i＋１，α(n/2)+2i＞０
（ｉ＝０，１，…，（ｍ／４）−１）
α2i，α(n/2)+2i+1＜０ (2)
が一般的に成立するので（上式では説明の都合上
ｍは４の倍数としたが、これは補間の一般性を失
なうものでない）、(1)式は(3)式で表現できる。
ｍは４の倍数としたが、これは補間の一般性を失
なうものでない）、(1)式は(3)式で表現できる。
Ｂ（B(n(k)/2)-1,(n/2)＝(n/4)-1
〓
〓i=0
（α2i+1・B2i+1＋α(n/2)+2i・B(n/2)+2i)−(n/4)-
1 〓i=0 （｜α2i｜・B2i＋｜α(n/2)+2i+1｜ ・B(n/2)+2i+1） (3) 次に本発明の実施例について求める。先ず第３
図は(3)式の整相ビーム補間演算をアナログ回路で
実現するアナログビーム補間の実施例のブロツク
図である。同図において１0，１1，…，１(n/2)-2，
１(n/2)-1，１n/2，１(n/2)+1，……，１n-2，１n-1は
ｍ個の被補間整相ビーム値（デイジタル量）を格
納する記憶装置、２0，２1，…，２(n/2)-2，２(n/2)
−１，２n/2，２(n/2)+1，……，２n-2，２n-1はｍ個
のDA変換器、３0，３1，…，３(n/2)-2，３(n/2)-1，
３n/2，3(n/2)+1，……，3n-2，3n-1，及び６，８，
９は抵抗、４及び７は演算増幅器、１０はアナロ
グビーム補間器の出力端子である。次に本ブロツ
ク図の動作原理を説明する。まずｍ個の記憶装置
１0，１1，…，１(n/2)-2，１(n/2)-1，１(n/2)，１(n/
2)
＋１，……，１n-2，１n-1にＭ個の基本整相ビーム
から取り出されたｍ個の被補間整相ビーム値がデ
イジタル値（記憶装置１(n/2)-1と１n/2に格納され
ているビーム間に補間ビームが形成される） として格納されているものとすると、この記憶装
置の夫々の出力が同時にｍ個のDA変換器２0，２
１，…，２(n/2)-2，２(n/2)-1，２n/2，２(n/2)+1，…
，
２n-2，２n-1に入力され、アナログ量の被補間整
相ビーム値に変換され、ｍ個の抵抗から構成され
る抵抗網３0，３1，…，３(n/2)-2，3(n/2)-1，３n/2，
３(n/2)+1，……，３n-2，３n-1により重みづけら
れる。今この抵抗網の抵抗値をr0，r1，…，
r(n/2)-2，r(n/2)-1，rn/2，r(n/2)+1，…，rn-2，rn-1
と
する。このとき上記ｍ個の抵抗網のうち｛32i+1｝
ｉ＝０，１，…，（ｍ／４）−１、｛3(n/2)+2i｝ｉ＝
０，１，…，（ｍ／４）−１を通過する信号は演算
増幅器４で加算される。抵抗６の値をR0とする
と、演算増幅器４の出力端子５での出力電圧V1
は V1＝−｛(n/4)-1 〓i=0 （R0／r2i+1・B2i+1＋R0／r(n/2)+2i ・B(n/2)+2i）｝ (4) となる。同様にｍ／２個の抵抗網 ｛32i｝ｉ＝０，１…，（ｍ／４）−１、
｛3(n/2)+2i+1｝ｉ＝０，１…，（ｍ／４）−１を通過
する信号と前記演算増幅器４の出力が演算増幅器
７の入力となるので、抵抗８，９の低抗値をR0
とすれば、演算増幅器７の出力端子１０における
電圧V2は V2＝−［V1＋｛(n/4)-1 〓i=0 （R0／r2i・B2i＋R0／r(n/2)+2i+1 ・B(n/2)+2i+1）｝］ (5) となる。(4)，(5)式から出力端子１０における出力
電圧V2は(6)式となる。
1 〓i=0 （｜α2i｜・B2i＋｜α(n/2)+2i+1｜ ・B(n/2)+2i+1） (3) 次に本発明の実施例について求める。先ず第３
図は(3)式の整相ビーム補間演算をアナログ回路で
実現するアナログビーム補間の実施例のブロツク
図である。同図において１0，１1，…，１(n/2)-2，
１(n/2)-1，１n/2，１(n/2)+1，……，１n-2，１n-1は
ｍ個の被補間整相ビーム値（デイジタル量）を格
納する記憶装置、２0，２1，…，２(n/2)-2，２(n/2)
−１，２n/2，２(n/2)+1，……，２n-2，２n-1はｍ個
のDA変換器、３0，３1，…，３(n/2)-2，３(n/2)-1，
３n/2，3(n/2)+1，……，3n-2，3n-1，及び６，８，
９は抵抗、４及び７は演算増幅器、１０はアナロ
グビーム補間器の出力端子である。次に本ブロツ
ク図の動作原理を説明する。まずｍ個の記憶装置
１0，１1，…，１(n/2)-2，１(n/2)-1，１(n/2)，１(n/
2)
＋１，……，１n-2，１n-1にＭ個の基本整相ビーム
から取り出されたｍ個の被補間整相ビーム値がデ
イジタル値（記憶装置１(n/2)-1と１n/2に格納され
ているビーム間に補間ビームが形成される） として格納されているものとすると、この記憶装
置の夫々の出力が同時にｍ個のDA変換器２0，２
１，…，２(n/2)-2，２(n/2)-1，２n/2，２(n/2)+1，…
，
２n-2，２n-1に入力され、アナログ量の被補間整
相ビーム値に変換され、ｍ個の抵抗から構成され
る抵抗網３0，３1，…，３(n/2)-2，3(n/2)-1，３n/2，
３(n/2)+1，……，３n-2，３n-1により重みづけら
れる。今この抵抗網の抵抗値をr0，r1，…，
r(n/2)-2，r(n/2)-1，rn/2，r(n/2)+1，…，rn-2，rn-1
と
する。このとき上記ｍ個の抵抗網のうち｛32i+1｝
ｉ＝０，１，…，（ｍ／４）−１、｛3(n/2)+2i｝ｉ＝
０，１，…，（ｍ／４）−１を通過する信号は演算
増幅器４で加算される。抵抗６の値をR0とする
と、演算増幅器４の出力端子５での出力電圧V1
は V1＝−｛(n/4)-1 〓i=0 （R0／r2i+1・B2i+1＋R0／r(n/2)+2i ・B(n/2)+2i）｝ (4) となる。同様にｍ／２個の抵抗網 ｛32i｝ｉ＝０，１…，（ｍ／４）−１、
｛3(n/2)+2i+1｝ｉ＝０，１…，（ｍ／４）−１を通過
する信号と前記演算増幅器４の出力が演算増幅器
７の入力となるので、抵抗８，９の低抗値をR0
とすれば、演算増幅器７の出力端子１０における
電圧V2は V2＝−［V1＋｛(n/4)-1 〓i=0 （R0／r2i・B2i＋R0／r(n/2)+2i+1 ・B(n/2)+2i+1）｝］ (5) となる。(4)，(5)式から出力端子１０における出力
電圧V2は(6)式となる。
V2＝(n/4)-1
〓i=0
（R0／r2i+1・B2i+1＋R0／r(n/2)+2i・B(n/2)+2i）
−(n/4)-1
〓i=0
（R0／r(n/2)+2i+1・B(n/2)+2i+1） (6)
(6)式において
R0／r2i+1＝α2i+1，R0／r(n/2)+2i＝α(n/2)+2i
R0／r2i＝｜α2i｜，R0／r(n/2)+2i+1＝｜α(n/2)+2i
+1｜ となる様に各抵抗値を設定すれば、出力端子１０
の電圧V2は(3)式で求められる被補間整相ビーム
B(n/2)-1とBn/2との間に形成される補間ビーム
B(n(k)/2)-1,(n/2)となる。
+1｜ となる様に各抵抗値を設定すれば、出力端子１０
の電圧V2は(3)式で求められる被補間整相ビーム
B(n/2)-1とBn/2との間に形成される補間ビーム
B(n(k)/2)-1,(n/2)となる。
次に前述のアナログビーム補間器を具備した聴
音装置に関して説明する。第４図は本発明の聴音
装置としての実施例を示すブロツク図であり、Ｍ
方位分の基本整相ビーム（ビーム間隔をΔθとす
る）信号からｍ次（ｍＭ）のアナログ補間器を
複数個（ｎ個）用いて、隣り合う基本整相ビーム
間にｎ個の補間整相ビームを形成することによ
り、Δθ／（ｎ＋１）間隔の整相ビーム信号を聴
音できる聴音装置の構成を示している。
音装置に関して説明する。第４図は本発明の聴音
装置としての実施例を示すブロツク図であり、Ｍ
方位分の基本整相ビーム（ビーム間隔をΔθとす
る）信号からｍ次（ｍＭ）のアナログ補間器を
複数個（ｎ個）用いて、隣り合う基本整相ビーム
間にｎ個の補間整相ビームを形成することによ
り、Δθ／（ｎ＋１）間隔の整相ビーム信号を聴
音できる聴音装置の構成を示している。
第４図において１０１0，１０１1，１０１2，
…１０１M-1はソーナー聴音装置の入力端子、１
０２は入力端子１０１0，１０１1，１０１2，…，
１０１M-1から入力されたＭ方位分の基本整相デ
イジタルビーム信号からｍ次のビーム補間に必要
なｍ個の被補間整相ビーム信号の組を選択する被
補間整相ビーム信号選択器、１０３は本装置に聴
音方位情報が入力される入力端子、１０４は聴音
方位情報をＭ方位分の基本整相デイジタルビーム
信号から聴音方位に対応したｍ方位分の被補間ビ
ーム信号の組を切り出すための情報と、補間器出
力を切り換える情報に変換する聴音方位情報変換
器、１０５は制御線、１０６0，１０６1，…，１
０６(n/2)-2，１０６(n/2)-1，１０６n/2，１０６(n/2)
+
１，…，１０６n-2，１０６n-1は記憶装置、１０
７0，１０７1，…，１０７(n/2)-2，１０７(n/2)-1，
１０７n/2，１０７(n/2)+1，…，１０７n-2，１０７
ｎ−１はDA変換器、１０８0は記憶装置１０６(n/2)-1
に格納されている被補間整相ビーム値をアナログ
出力する出力線、１０８1，１０８2，１０８3，
…，１０８oは第３図の破線部内で示される抵抗
網と演算増幅器から構成されるアナログビーム補
間（演算）器、１０９0は出力線１０８0の出力端
子、１０９1，１０９2，１０９3，…，１０９oは
アナログビーム補間器１０８1，１０８2，１０８
３，…，１０８oの出力端子、１１０は端子１０９
０，１０９1，１０９2，１０９3，…，１０９oを通
過する聴音信号のうち１つの信号を選択するアナ
ログマルチプレクサ、１１１は聴音方位情報変換
器１０４の２種類の出力情報のうちアナログビー
ム補間器出力を切り換える情報によりアナログマ
ルチプレクサ１１０を制御する制御線、１１２は
アナログマルチプレクサ１１０の聴音出力信号を
聴音するための拡声器である。なお、本実施例で
はｍ個のDA変換器及びｎ個のアナログビーム補
間器を用いているが、ｍは１補間ビームを生成す
るための「アナログビーム補間器の次数」を意味
し、ｎは補間ビームを何個形成するかで決まる
「アナログビーム補間器の数」を意味し、従つて、
ｍとｎは相互に無関係である。
…１０１M-1はソーナー聴音装置の入力端子、１
０２は入力端子１０１0，１０１1，１０１2，…，
１０１M-1から入力されたＭ方位分の基本整相デ
イジタルビーム信号からｍ次のビーム補間に必要
なｍ個の被補間整相ビーム信号の組を選択する被
補間整相ビーム信号選択器、１０３は本装置に聴
音方位情報が入力される入力端子、１０４は聴音
方位情報をＭ方位分の基本整相デイジタルビーム
信号から聴音方位に対応したｍ方位分の被補間ビ
ーム信号の組を切り出すための情報と、補間器出
力を切り換える情報に変換する聴音方位情報変換
器、１０５は制御線、１０６0，１０６1，…，１
０６(n/2)-2，１０６(n/2)-1，１０６n/2，１０６(n/2)
+
１，…，１０６n-2，１０６n-1は記憶装置、１０
７0，１０７1，…，１０７(n/2)-2，１０７(n/2)-1，
１０７n/2，１０７(n/2)+1，…，１０７n-2，１０７
ｎ−１はDA変換器、１０８0は記憶装置１０６(n/2)-1
に格納されている被補間整相ビーム値をアナログ
出力する出力線、１０８1，１０８2，１０８3，
…，１０８oは第３図の破線部内で示される抵抗
網と演算増幅器から構成されるアナログビーム補
間（演算）器、１０９0は出力線１０８0の出力端
子、１０９1，１０９2，１０９3，…，１０９oは
アナログビーム補間器１０８1，１０８2，１０８
３，…，１０８oの出力端子、１１０は端子１０９
０，１０９1，１０９2，１０９3，…，１０９oを通
過する聴音信号のうち１つの信号を選択するアナ
ログマルチプレクサ、１１１は聴音方位情報変換
器１０４の２種類の出力情報のうちアナログビー
ム補間器出力を切り換える情報によりアナログマ
ルチプレクサ１１０を制御する制御線、１１２は
アナログマルチプレクサ１１０の聴音出力信号を
聴音するための拡声器である。なお、本実施例で
はｍ個のDA変換器及びｎ個のアナログビーム補
間器を用いているが、ｍは１補間ビームを生成す
るための「アナログビーム補間器の次数」を意味
し、ｎは補間ビームを何個形成するかで決まる
「アナログビーム補間器の数」を意味し、従つて、
ｍとｎは相互に無関係である。
入力端子１０１0，１０１1，１０１2，…１０
１M-1にはデイジタルビームフオーマ出力として
のＭ方位分の基本整相デイジタルビーム信号B0，
B1，B2，…，BM-1が入力され、このうちｍ方位
分の被補間整相ビーム信号の組を選択する被補間
整相ビーム信号選択器１０２に入力される。一方
入力端子１０３から入力された聴音方位は、聴音
方位情報変換器１０４によつて変換された情報の
うち、被補間正相ビーム信号の組の切り出し情報
が制御線１０５を介して被補間正相ビーム信号選
択器１０２に供給される。この時、制御線１０５
の情報によつて被補間整相ビーム選択器１０２
は、端子１０３に入力された聴音方位に一対一対
応するｍ方位分の被補間整相ビーム信号の組を出
力する。このｍ方位分の出力信号はｍ個の記憶装
置、１０６0，１０６1，…，１０６(n/2)-2，１０
６(n/2)-1，１０６n/2，１０６(n/2)+1，…，１０６n-
２，１０６n-1に同時に夫々格納され、その出力が
DA変換器１０７0，１０７1，…，１０７(n/2)-2，
１０７(n/2)-1，１０７n/2，１０７(n/2)+1，…，１０
７n-2，１０７n-1に入力され、アナログ信号とし
ての被補間整相ビーム信号として出力され、アナ
ログビーム補間器１０８1，１０８2，１０８3，
…，１０８oに入力される。このｎ個のアナログ
ビーム間器によつて、記憶装置１０６(n/2)-1と１
０６n/2とに記憶された２つの被補間整相ビーム
間にｎ個の補間整相ビームが形成され、端子１０
９1，１０９2，１０９3，…，１０９oに補間整相
ビーム信号として出力される。又、端子１０９0
には出力線１０８0を介して、記憶装置１０６(n/2)
−１に格納された被補間整相ビーム信号がアナログ
信号として前記信号と同時に出力される。端子１
０９0を通過する一方位分の被補間整相ビーム信
号と、端子１０９1，１０９2，１０９3，…，１
０９oを通過するｎ方位分の補間整相ビーム信号
の合計ｎ＋１方位分の聴音信号はアナログマルチ
プレクサ１１０の入力となり、制御線１１１の情
報によつて所望の聴音方位として選択され拡声器
１１２に入力され、オペレータによつて聴音され
る。
１M-1にはデイジタルビームフオーマ出力として
のＭ方位分の基本整相デイジタルビーム信号B0，
B1，B2，…，BM-1が入力され、このうちｍ方位
分の被補間整相ビーム信号の組を選択する被補間
整相ビーム信号選択器１０２に入力される。一方
入力端子１０３から入力された聴音方位は、聴音
方位情報変換器１０４によつて変換された情報の
うち、被補間正相ビーム信号の組の切り出し情報
が制御線１０５を介して被補間正相ビーム信号選
択器１０２に供給される。この時、制御線１０５
の情報によつて被補間整相ビーム選択器１０２
は、端子１０３に入力された聴音方位に一対一対
応するｍ方位分の被補間整相ビーム信号の組を出
力する。このｍ方位分の出力信号はｍ個の記憶装
置、１０６0，１０６1，…，１０６(n/2)-2，１０
６(n/2)-1，１０６n/2，１０６(n/2)+1，…，１０６n-
２，１０６n-1に同時に夫々格納され、その出力が
DA変換器１０７0，１０７1，…，１０７(n/2)-2，
１０７(n/2)-1，１０７n/2，１０７(n/2)+1，…，１０
７n-2，１０７n-1に入力され、アナログ信号とし
ての被補間整相ビーム信号として出力され、アナ
ログビーム補間器１０８1，１０８2，１０８3，
…，１０８oに入力される。このｎ個のアナログ
ビーム間器によつて、記憶装置１０６(n/2)-1と１
０６n/2とに記憶された２つの被補間整相ビーム
間にｎ個の補間整相ビームが形成され、端子１０
９1，１０９2，１０９3，…，１０９oに補間整相
ビーム信号として出力される。又、端子１０９0
には出力線１０８0を介して、記憶装置１０６(n/2)
−１に格納された被補間整相ビーム信号がアナログ
信号として前記信号と同時に出力される。端子１
０９0を通過する一方位分の被補間整相ビーム信
号と、端子１０９1，１０９2，１０９3，…，１
０９oを通過するｎ方位分の補間整相ビーム信号
の合計ｎ＋１方位分の聴音信号はアナログマルチ
プレクサ１１０の入力となり、制御線１１１の情
報によつて所望の聴音方位として選択され拡声器
１１２に入力され、オペレータによつて聴音され
る。
（発明の効果）
以上説明したように、実施例ではデイジタル信
号としてのＭ方位分の基本整相ビーム信号から取
り出されたｍ方位分の被補間ビーム整相信号の組
を用いて、２つの被補間ビーム間の任意の方位の
整相ビーム信号をアナログ的に補間して発生する
ものであるから、基本整相ビーム以外の整相ビー
ム信号を簡単なアナログ補間回路を通すことによ
り聴音できる利点がある。また、アナログ補間回
路のハードウエア量は比較的小規模で実現出来る
ので、聴音する方位信号をすべてデイジタルビー
ムフオーマで出力しこれを直接聴音する従来の方
法より、デイジタルビームフオーマ、及び後処理
としてのデイジタル信号処理装置のデイジタルハ
ードウエア量を最小にする事が出来る利点があ
る。本発明はアナログビーム補間器を有している
ので、基本整相ビーム以外の整相方位を聴音が可
能となり、デイジタル信号処理のハードウエア量
を最小にできる利点があるのでデイジタルソーナ
ーシステムの聴音装置として有効に利用できる。
号としてのＭ方位分の基本整相ビーム信号から取
り出されたｍ方位分の被補間ビーム整相信号の組
を用いて、２つの被補間ビーム間の任意の方位の
整相ビーム信号をアナログ的に補間して発生する
ものであるから、基本整相ビーム以外の整相ビー
ム信号を簡単なアナログ補間回路を通すことによ
り聴音できる利点がある。また、アナログ補間回
路のハードウエア量は比較的小規模で実現出来る
ので、聴音する方位信号をすべてデイジタルビー
ムフオーマで出力しこれを直接聴音する従来の方
法より、デイジタルビームフオーマ、及び後処理
としてのデイジタル信号処理装置のデイジタルハ
ードウエア量を最小にする事が出来る利点があ
る。本発明はアナログビーム補間器を有している
ので、基本整相ビーム以外の整相方位を聴音が可
能となり、デイジタル信号処理のハードウエア量
を最小にできる利点があるのでデイジタルソーナ
ーシステムの聴音装置として有効に利用できる。
第１図は従来のデイジタルソーナーの信号処理
部の構成例、第２図ａ及び第２図ｂはソーナーの
ビーム補間の原理を説明する図、第３図は本発明
のアナログ整相ビーム補間回路の実施例、第４図
は本発明のソーナー聴音装置としての実施例の説
明図である。 １０１0，１０１1，１０１2，…１０１M-1；本
装置の入力端子、１０２；被補間整相ビーム信号
選択器、１０３；聴音方位情報入力端子、１０
４；聴音方位情報変換器、１０５；制御線、１０
６0，１０６1，…，１０６(n/2)-2，１０６(n/2)-1，
１０６n/2，１０６(n/2)+1，…，１０６n-2，１０６
ｎ−１；記憶装置、１０７0，１０７1，…，１０７(n
／２）−２，１０７(n/2)-1，１０７n/2，１０７(n/2)+
1，
…，１０７n-2，１０７n-1；DA変換器、１０８
０；出力線、１０８1，１０８2，１０８3，…１０
８o；アナログビーム補間器、１１０；アナログ
マルチプレクサ、１１１；制御線、１１２；拡声
器。
部の構成例、第２図ａ及び第２図ｂはソーナーの
ビーム補間の原理を説明する図、第３図は本発明
のアナログ整相ビーム補間回路の実施例、第４図
は本発明のソーナー聴音装置としての実施例の説
明図である。 １０１0，１０１1，１０１2，…１０１M-1；本
装置の入力端子、１０２；被補間整相ビーム信号
選択器、１０３；聴音方位情報入力端子、１０
４；聴音方位情報変換器、１０５；制御線、１０
６0，１０６1，…，１０６(n/2)-2，１０６(n/2)-1，
１０６n/2，１０６(n/2)+1，…，１０６n-2，１０６
ｎ−１；記憶装置、１０７0，１０７1，…，１０７(n
／２）−２，１０７(n/2)-1，１０７n/2，１０７(n/2)+
1，
…，１０７n-2，１０７n-1；DA変換器、１０８
０；出力線、１０８1，１０８2，１０８3，…１０
８o；アナログビーム補間器、１１０；アナログ
マルチプレクサ、１１１；制御線、１１２；拡声
器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ Ｍ個の方位の基本整相ビームからビーム補間
を介して任意の方位信号の聴音を行なうことがで
きるソーナー聴音装置において、Ｍ方位分の基本
整相デイジタルビーム信号から、ｍ次ビーム補間
に要するｍ方位分の被補間デイジタルビーム信号
の組を選択する被補間整相ビーム信号選択器と、
前記被補間整相ビーム信号を同時に記憶するｍ個
の記憶装置と、前記記憶装置の出力をアナログ信
号に変換するｍ個のDA変換器と、前記ｍ個の
DA変換器の出力を被補間ビーム信号として入力
し補間ビーム信号を出力するｎ個のアナログビー
ム補間器と、ｎ個のアナログビーム補間器の出力
とひとつのDA変換器の出力により与えられるｎ
＋１方位の聴音信号を切り換えるアナログマルチ
プレクサと、所望の聴音方位を入力する入力端子
と、当該聴音方位に従つて前記被補間整相ビーム
信号選択器と前記アナログマルチプレクサとを制
御する聴音方位情報変換器と、前記アナログマル
チプレクサの出力に接続され選択された方位の聴
音を行なう拡声器とを有することを特徴とするソ
ーナー聴音装置。 ２ 前記アナログビーム補間器がｍ個の抵抗と２
個の演算増幅器とを有し、被補間整合ビームのビ
ーム値と補間関数との積和を演算することを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のソーナー聴音
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14100882A JPS5931466A (ja) | 1982-08-16 | 1982-08-16 | ソ−ナ−聴音装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14100882A JPS5931466A (ja) | 1982-08-16 | 1982-08-16 | ソ−ナ−聴音装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5931466A JPS5931466A (ja) | 1984-02-20 |
| JPS646414B2 true JPS646414B2 (ja) | 1989-02-03 |
Family
ID=15282037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14100882A Granted JPS5931466A (ja) | 1982-08-16 | 1982-08-16 | ソ−ナ−聴音装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5931466A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0447901A (ja) * | 1990-06-15 | 1992-02-18 | Shoji Watabe | 木質カラー床板の製造方法 |
| EP2774143B1 (en) * | 2011-11-04 | 2018-06-13 | Brüel & Kjaer Sound & Vibration Measurement A/S | Computationally efficient broadband filter-and-sum array focusing |
-
1982
- 1982-08-16 JP JP14100882A patent/JPS5931466A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5931466A (ja) | 1984-02-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR930001076B1 (ko) | 어레이 마이크로폰 | |
| US5173944A (en) | Head related transfer function pseudo-stereophony | |
| US8175292B2 (en) | Audio signal processing | |
| US4524451A (en) | Sound reproduction system having sonic image localization networks | |
| US6363155B1 (en) | Process and device for mixing sound signals | |
| US4116229A (en) | Acoustic imaging apparatus | |
| US4063034A (en) | Audio system with enhanced spatial effect | |
| US4685134A (en) | Multichannel computer generated sound synthesis system | |
| US4873722A (en) | Multi-channel reproducing system | |
| GB2438259A (en) | Audio recording system utilising a logarithmic spiral array | |
| JP2004363696A (ja) | アレースピーカーシステム | |
| KR20010033931A (ko) | 사운드 이미지 정위 처리 장치 | |
| JP3101842B2 (ja) | 指向性マイクロホン装置 | |
| JPH06269098A (ja) | 音場制御システム | |
| JP3905364B2 (ja) | ステレオ音像制御装置および多対地間通話システムにおける対地側装置 | |
| JPH0990967A (ja) | ディジタルフィルタ及び音響再生装置 | |
| US3336432A (en) | Tone generator with directivity cues | |
| JPS646414B2 (ja) | ||
| US4509185A (en) | Time domain audio panner | |
| Guldenschuh et al. | Transaural stereo in a beamforming approach | |
| JPH0937397A (ja) | 音像定位方法及びその装置 | |
| JP2548103B2 (ja) | 音響再生装置 | |
| JPH0514991A (ja) | スピーカ装置 | |
| JPH0496500A (ja) | 音声信号処理装置 | |
| KR970019738A (ko) | 멀티 채널 오디오시스템의 음상정위 제어장치 및 방법 |