JPS646577B2 - - Google Patents
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- JPS646577B2 JPS646577B2 JP17422680A JP17422680A JPS646577B2 JP S646577 B2 JPS646577 B2 JP S646577B2 JP 17422680 A JP17422680 A JP 17422680A JP 17422680 A JP17422680 A JP 17422680A JP S646577 B2 JPS646577 B2 JP S646577B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- distortion
- nonlinear
- output
- circuit
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は進行波管増幅器等（以下TWTと略
称する）を含む非線形伝送路の波形歪み除去に関
する。
称する）を含む非線形伝送路の波形歪み除去に関
する。
マイクロ波帯のデイジタル通信は衛星方式、地
上方式を問わず、周波数帯の有効利用の観点から
より高密度な伝送方式で運用されることが義務付
けられよう。
上方式を問わず、周波数帯の有効利用の観点から
より高密度な伝送方式で運用されることが義務付
けられよう。
すなわち1979年のInternational Conference
on Communications（ICC′79）のコンフアレン
ス・レコードの48，４，１ページから48，４，６
ページに記載されている“Characteristics of ａ
High Capacity 16QAM Digital Radio
System on ａ Multipath Fading Channel”
や同じく1979年のNational
Telecommunications Conference（NTC′79）の
コンフアレンス・レコード35，４，１〜35，４，
３ページに記載のDistortion Analysis of 64
QAM”でも分かるように多値の直交振幅変調
（QAM）が用いられることになる。この時、問
題になるのが送信増幅器（TWT）の非線形歪み
であり、この歪みによりQAM信号は歪められて
しまうわけである。TWTの非線形歪みは各
TWTによつて微妙に異なるが一つの範疇を形成
している。すなわち振幅飽和特性（AM／AM変
換）と入力レベルｘに対応した出力の位相回転θ
（ｘ）特性（AM／PM変換）で特徴付けられる。
on Communications（ICC′79）のコンフアレン
ス・レコードの48，４，１ページから48，４，６
ページに記載されている“Characteristics of ａ
High Capacity 16QAM Digital Radio
System on ａ Multipath Fading Channel”
や同じく1979年のNational
Telecommunications Conference（NTC′79）の
コンフアレンス・レコード35，４，１〜35，４，
３ページに記載のDistortion Analysis of 64
QAM”でも分かるように多値の直交振幅変調
（QAM）が用いられることになる。この時、問
題になるのが送信増幅器（TWT）の非線形歪み
であり、この歪みによりQAM信号は歪められて
しまうわけである。TWTの非線形歪みは各
TWTによつて微妙に異なるが一つの範疇を形成
している。すなわち振幅飽和特性（AM／AM変
換）と入力レベルｘに対応した出力の位相回転θ
（ｘ）特性（AM／PM変換）で特徴付けられる。
従つてこの種の歪みはかなりの程度まで比較的
簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。このような補償の公知例としては例えば電子
通信学会の通信方式研究会の資料CS78―201の
“自動追従形複素合成プリデイストーシヨンによ
るTWT非線形補償の検討”等がある。しかし非
線形歪みが別の波形歪みを受けるとこれらの簡単
な回路での補償はできなくなる。さらにこの公知
例はマイクロ波帯のSSB用に開発されたものであ
るのでデイジタル伝送にはあまりふさわしいもの
ではない。
簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。このような補償の公知例としては例えば電子
通信学会の通信方式研究会の資料CS78―201の
“自動追従形複素合成プリデイストーシヨンによ
るTWT非線形補償の検討”等がある。しかし非
線形歪みが別の波形歪みを受けるとこれらの簡単
な回路での補償はできなくなる。さらにこの公知
例はマイクロ波帯のSSB用に開発されたものであ
るのでデイジタル伝送にはあまりふさわしいもの
ではない。
この発明の目的は、非線形回路の前後に波形歪
みを起こす媒体が存在する非線形伝送路を通過し
たデイジタル信号の歪みを除去する非線形等化器
を提供することにある。
みを起こす媒体が存在する非線形伝送路を通過し
たデイジタル信号の歪みを除去する非線形等化器
を提供することにある。
すなわち、この発明は、送信信号が第１の波形
歪みを起こす第１の媒体を通り、入力Ｘに対し
（Ｘ）を出力とする非線形回路を通り、さらに第
２の波形歪みを起こす第２の媒体を通り受信側非
線形等化器に至る非線形伝送路において、前記第
２の媒体の波形歪みを等化し得る第１の等化器
と、入力Ｙを奇関数入出力特性回路と可変複素係
数回路とを通過させ前記入力Ｙと加算して複素合
成歪み特性-1（Ｘ）を発生する非線形補正回路
と、前記第１の媒体の波形歪みを等化し得る第２
の等化器と、前記第２の等化器出力から送信符号
の推定値を出力する識別器と、前記識別器の入出
力差より波形歪みを検出する歪み検出器とを備
え、前記歪み検出器出力の歪みを最少にすべく前
記非線形補正回路の可変複素係数回路を前記歪検
出器の出力と前記識別器の出力との積に応じて制
御するようにしたことを特徴とする非線形等化器
である。
歪みを起こす第１の媒体を通り、入力Ｘに対し
（Ｘ）を出力とする非線形回路を通り、さらに第
２の波形歪みを起こす第２の媒体を通り受信側非
線形等化器に至る非線形伝送路において、前記第
２の媒体の波形歪みを等化し得る第１の等化器
と、入力Ｙを奇関数入出力特性回路と可変複素係
数回路とを通過させ前記入力Ｙと加算して複素合
成歪み特性-1（Ｘ）を発生する非線形補正回路
と、前記第１の媒体の波形歪みを等化し得る第２
の等化器と、前記第２の等化器出力から送信符号
の推定値を出力する識別器と、前記識別器の入出
力差より波形歪みを検出する歪み検出器とを備
え、前記歪み検出器出力の歪みを最少にすべく前
記非線形補正回路の可変複素係数回路を前記歪検
出器の出力と前記識別器の出力との積に応じて制
御するようにしたことを特徴とする非線形等化器
である。
この発明によれば、帯域制限を受けた信号を
TWTにより増幅し、この信号を帯域通過フイル
タで受ける通常の非線形伝送路モデルを通るデイ
ジタル信号の波形歪みを除去することができる。
TWTにより増幅し、この信号を帯域通過フイル
タで受ける通常の非線形伝送路モデルを通るデイ
ジタル信号の波形歪みを除去することができる。
次にこの発明について図面を参照して詳細に説
明する。
明する。
第１図は通常のマイクロ波帯の伝送路のベー
ス・バンド・モデルのブロツク図であり、送信側
の帯域制限フイルタ１０、TWT２０、受信側選
択フイルタ１１より成つている。この時受信器の
雑音は端子１５１に加えられることになる。
ス・バンド・モデルのブロツク図であり、送信側
の帯域制限フイルタ１０、TWT２０、受信側選
択フイルタ１１より成つている。この時受信器の
雑音は端子１５１に加えられることになる。
第２図は衛星を介した通信方式を説明するため
の図で地上局３０からの信号は送受信フイルタと
TWTと持つ衛星３１を介して地上局３２に達す
る。このシステムのベース・バンドモデルは第３
図に示すように地上局３０の帯域制限フイルタ１
０、送信用TWT２０、衛星３１の受信選択フイ
ルタ１１、送信用TWT２１、地上局３１の受信
選択フイルタ１２とから成つている。この図から
分かるように多中継システムの場合の伝送路モデ
ルも基本的には第１図のものの繰り返しであるの
で、以下第１図のモデルについてのみ説明してい
く。したがつて多中継システムに対しても、この
発明は容易に拡張できるものである。
の図で地上局３０からの信号は送受信フイルタと
TWTと持つ衛星３１を介して地上局３２に達す
る。このシステムのベース・バンドモデルは第３
図に示すように地上局３０の帯域制限フイルタ１
０、送信用TWT２０、衛星３１の受信選択フイ
ルタ１１、送信用TWT２１、地上局３１の受信
選択フイルタ１２とから成つている。この図から
分かるように多中継システムの場合の伝送路モデ
ルも基本的には第１図のものの繰り返しであるの
で、以下第１図のモデルについてのみ説明してい
く。したがつて多中継システムに対しても、この
発明は容易に拡張できるものである。
次に入力ｘに対し（ｘ）を出力する非線形増
幅器TWTの非線形補正は以下の２つの方法によ
つて行なわれている。第１は予め入力信号ｘを
（ｘ）の逆関数回路ｇ（ｘ）〔-1（ｘ）〕に通して
TWTに供給するプリデイストーシヨン法、第２
はTWTの出力をｇ（ｘ）に通すデローテーシヨ
ン法（Derotation）である。
幅器TWTの非線形補正は以下の２つの方法によ
つて行なわれている。第１は予め入力信号ｘを
（ｘ）の逆関数回路ｇ（ｘ）〔-1（ｘ）〕に通して
TWTに供給するプリデイストーシヨン法、第２
はTWTの出力をｇ（ｘ）に通すデローテーシヨ
ン法（Derotation）である。
ここで受信側で行なえる補正としては後者の方
法であるが、これもTWTとｇ（ｘ）とが直接接
続される必要があり、第１図のモデルには適用で
きない。
法であるが、これもTWTとｇ（ｘ）とが直接接
続される必要があり、第１図のモデルには適用で
きない。
第１図のモデルの端子１０１からの信号を受け
て（ｘ）の補正を行なうためには受信選択フイ
ルタ１１の出力ypからその入力yiを推定して、こ
のyiに対し（ｘ）の逆関数回路を作用させＺ＝
g-1（yi）として（ｘ）の補正をする必要がある。
て（ｘ）の補正を行なうためには受信選択フイ
ルタ１１の出力ypからその入力yiを推定して、こ
のyiに対し（ｘ）の逆関数回路を作用させＺ＝
g-1（yi）として（ｘ）の補正をする必要がある。
第４図は上に述べたyiの推定部４０とｇ（ｘ）
４１のブロツクの接続を示したものである。
４１のブロツクの接続を示したものである。
ここでyiの推定部４０の性質について考察して
みる。
みる。
第５図で５０は受信端でのランダム雑音スペク
トル、５１はＴ秒周期のパルスで50％ロール・オ
フの帯域制限を受けた受信端での信号スペクトル
である。
トル、５１はＴ秒周期のパルスで50％ロール・オ
フの帯域制限を受けた受信端での信号スペクトル
である。
第６図は受信側の受信選択フイルタ１１により
変化、帯域制限された雑音スペクトル６０、信号
スペクトル６１を示す。
変化、帯域制限された雑音スペクトル６０、信号
スペクトル６１を示す。
この図よりフイルタ１１の出力の信号対雑音電
力比はある一定値Ｓ／Ｎを持つている。
力比はある一定値Ｓ／Ｎを持つている。
次に第４図の推定部４０をＴ秒サンプルのサン
プル値フイルタで構成することを考える。すると
端子１４０への入力スペクトルＳ（）＋Ｎ（）
はサンプルすることにより第７図に示すような １／Ｔ∞ 〓n=-∞ Ｓ（＋ｎ１／Ｔ）＋１／Ｔ∞ 〓n=-∞ Ｎ（＋ｎ１／Ｔ） の形になる。
プル値フイルタで構成することを考える。すると
端子１４０への入力スペクトルＳ（）＋Ｎ（）
はサンプルすることにより第７図に示すような １／Ｔ∞ 〓n=-∞ Ｓ（＋ｎ１／Ｔ）＋１／Ｔ∞ 〓n=-∞ Ｎ（＋ｎ１／Ｔ） の形になる。
上記信号に受信選択フイルタ１１の逆特性を持
つ（すなわち受信選択フイルタ１１が引き起こし
た波形歪みを等化する特性）推定部４０を用意す
ることにより第７図のスペクトル７０，７１は
各々第８図のスペクトル８０，８１のようにな
る。
つ（すなわち受信選択フイルタ１１が引き起こし
た波形歪みを等化する特性）推定部４０を用意す
ることにより第７図のスペクトル７０，７１は
各々第８図のスペクトル８０，８１のようにな
る。
この時受信選択フイルタ１１の入力として推定
された信号Ｓ（）に対する信号対雑音電力比は
およそ先のＳ／Ｎと等しい。
された信号Ｓ（）に対する信号対雑音電力比は
およそ先のＳ／Ｎと等しい。
これより推定部４０は受信入力雑音の大きさに
応じた精度で受信選択フイルタ１１の入力端での
信号を推定することになる。
応じた精度で受信選択フイルタ１１の入力端での
信号を推定することになる。
これは推定部４０をアナログ・フイルタによつ
て受信選択フイルタ１１の逆特性を実現する場合
には得られない効果である。
て受信選択フイルタ１１の逆特性を実現する場合
には得られない効果である。
先のＴ秒サンプルはデイジタル通信である以上
受信側の信号識別のために通常行なわれる過程で
あるので特別な処理を導入したわけではない。ま
たサンプル値フイルタの具体例としてはトラン
ス・バーサル型のフイルタが一般的である。
受信側の信号識別のために通常行なわれる過程で
あるので特別な処理を導入したわけではない。ま
たサンプル値フイルタの具体例としてはトラン
ス・バーサル型のフイルタが一般的である。
この時受信選択フイルタ１１の特性が伝送帯域
内に零を持つようなものであると、同フイルタ１
１の逆特性は伝送帯域内に無限大を持つことにな
る。このような場合には推定器４０にはypからyi
を推定するカルマン・フイルタ等を用いることに
より、先の不都合を回避することができる。この
場合カルマン・フイルタ内の伝送路パラメータ
（歪みに対応する等化ベースバンド周波数特性等）
が実際のそれと一致させるべく制御される。また
推定精度を若干下げることを条件にトランス・バ
ーサル型フイルタに前記無限大を持たせないよう
に先の逆特性を近似すると言うこともできる。
内に零を持つようなものであると、同フイルタ１
１の逆特性は伝送帯域内に無限大を持つことにな
る。このような場合には推定器４０にはypからyi
を推定するカルマン・フイルタ等を用いることに
より、先の不都合を回避することができる。この
場合カルマン・フイルタ内の伝送路パラメータ
（歪みに対応する等化ベースバンド周波数特性等）
が実際のそれと一致させるべく制御される。また
推定精度を若干下げることを条件にトランス・バ
ーサル型フイルタに前記無限大を持たせないよう
に先の逆特性を近似すると言うこともできる。
第９図はこの発明の主要部の構成を示す図で、
受信選択フイルタの波形歪みを等化する第１の等
化器４０、伝送路上に存在する非線形回路の特性
（ｘ）の逆特性-1（ｘ）を持つ非線形補正回路
４１、送信側の帯域制限フイルタの波形歪みを等
化する第２の等化器４２の３つから成る。出力端
子１４２には送信側で送つた送信符号が得られ
る。
受信選択フイルタの波形歪みを等化する第１の等
化器４０、伝送路上に存在する非線形回路の特性
（ｘ）の逆特性-1（ｘ）を持つ非線形補正回路
４１、送信側の帯域制限フイルタの波形歪みを等
化する第２の等化器４２の３つから成る。出力端
子１４２には送信側で送つた送信符号が得られ
る。
第１０図は従来から一般に用いられてきた非線
形補正回路のブロツク図を示す。図中、１００３
は３乗回路、１００５は可変係数器、１００４は
可変位相推移器、１００７は合成器である。ブロ
ツク１００６は従つて可変複素係数器を構成して
いることになる。
形補正回路のブロツク図を示す。図中、１００３
は３乗回路、１００５は可変係数器、１００４は
可変位相推移器、１００７は合成器である。ブロ
ツク１００６は従つて可変複素係数器を構成して
いることになる。
今ｘなる入力に対しTWTの非線形歪みにより
（ｘ）＝ｘ＋η・ｘ｜ｘ｜2
なる（ｘ）が出力されたとする。これは実際の
TWT非線形歪みの良い近似である。ここでηは η＝α・ej〓 なる複素数である。
TWT非線形歪みの良い近似である。ここでηは η＝α・ej〓 なる複素数である。
今、信号ＸをTWTに入力するとその出力は上
に述べたように （Ｘ）＝Ｘ＋η・Ｘ・｜Ｘ｜2 となる。この信号を ｇ（ｘ）＝ｘ＋ξ・ｘ｜ｘ｜2 （ξ≡α・ej〓；第１０図においてαは可変係
数器１００５により、φは可変位相推移器１００
４により任意の値が得られる。） なる特性を持つた非線形補正回路に通すとその出
力C0は、 C0＝Ｘ＋η・Ｘ｜Ｘ｜2＋ξ｛｜Ｘ＋η・Ｈ｜Ｘ｜2・
（Ｘ＋η・Ｘ・｜Ｘ｜2）｝ Ｘ＋η・Ｘ｜Ｘ｜2＋ξ・Ｘ｜Ｘ｜2＝Ｘ＋（η
＋ξ）・Ｘ・｜Ｘ｜2 従つてC0の本来の信号の値Ｘに対する誤差Ｅは
C0から本来の値Ｘを引いて Ｅ＝C0−Ｘ＝（η＋ξ）・Ｘ・｜Ｘ｜2 となる。この式よりξ＝−ηとすることによりＥ
＝０となる。そしてξの制御（dξ／dt）は dξ／dt＝−∂｜Ｅ｜2／∂ξ×（微少係数）のように
行な うことによりξ＝−ηで∂｜Ｅ｜2／∂ξ＝０とな
り安定する。
に述べたように （Ｘ）＝Ｘ＋η・Ｘ・｜Ｘ｜2 となる。この信号を ｇ（ｘ）＝ｘ＋ξ・ｘ｜ｘ｜2 （ξ≡α・ej〓；第１０図においてαは可変係
数器１００５により、φは可変位相推移器１００
４により任意の値が得られる。） なる特性を持つた非線形補正回路に通すとその出
力C0は、 C0＝Ｘ＋η・Ｘ｜Ｘ｜2＋ξ｛｜Ｘ＋η・Ｈ｜Ｘ｜2・
（Ｘ＋η・Ｘ・｜Ｘ｜2）｝ Ｘ＋η・Ｘ｜Ｘ｜2＋ξ・Ｘ｜Ｘ｜2＝Ｘ＋（η
＋ξ）・Ｘ・｜Ｘ｜2 従つてC0の本来の信号の値Ｘに対する誤差Ｅは
C0から本来の値Ｘを引いて Ｅ＝C0−Ｘ＝（η＋ξ）・Ｘ・｜Ｘ｜2 となる。この式よりξ＝−ηとすることによりＥ
＝０となる。そしてξの制御（dξ／dt）は dξ／dt＝−∂｜Ｅ｜2／∂ξ×（微少係数）のように
行な うことによりξ＝−ηで∂｜Ｅ｜2／∂ξ＝０とな
り安定する。
∂｜Ｅ｜2／∂ξ＝∂｜Ｅ｜2／∂ξR＋ｊ∂｜Ｅ｜2／
∂ξI ＝２（ξ＋η）・｜Ｘ｜6 （ξR＝Real（ξ） ξI＝Im（ξ）） ここで上式の値をこのような偏微分を経ないで
求める方法を考える。まず以上のような量C1を
考える。
∂ξI ＝２（ξ＋η）・｜Ｘ｜6 （ξR＝Real（ξ） ξI＝Im（ξ）） ここで上式の値をこのような偏微分を経ないで
求める方法を考える。まず以上のような量C1を
考える。
C1＝Ｅ×〔識別器出力（＝本来のＸの値）の複素
共役〕＝（ξ＋η）・｜Ｘ｜2・Ｘ・X*＝（ξ＋
η）・｜Ｘ｜2・｜Ｘ｜2 よつて C1＝１／｜Ｘ｜2・∂｜Ｅ｜2／∂ξ ＝（実係数）×∂｜Ｅ｜2／∂ξ となり∂｜Ｅ｜2／∂ξを求めたことになる。この
ようにして非線形補正回路の複素係数ξはＥと識
別値とから制御できることが分かる。
共役〕＝（ξ＋η）・｜Ｘ｜2・Ｘ・X*＝（ξ＋
η）・｜Ｘ｜2・｜Ｘ｜2 よつて C1＝１／｜Ｘ｜2・∂｜Ｅ｜2／∂ξ ＝（実係数）×∂｜Ｅ｜2／∂ξ となり∂｜Ｅ｜2／∂ξを求めたことになる。この
ようにして非線形補正回路の複素係数ξはＥと識
別値とから制御できることが分かる。
第１１図はこの発明の一実施例を示すブロツク
図で４０および４２は第１および第２の等化器、
４１は非線形補正回路であり、ブロツク９００が
先の非線形補正回路の係数ξの制御回路を構成し
ており先の記述より ξ＝∫t -∞−Ｅ・X*dt を具体化したものである。まず、９１１は識別
器、９１２はＥを検出する歪み検出器、９０４は
識別値の複素共役をとるため識別値の虚部の極性
のみを反転する虚部極性反転器、９０１はＥ・
X*の積を得る掛算器、９０２はインバータ、９
０３は積分器である。
図で４０および４２は第１および第２の等化器、
４１は非線形補正回路であり、ブロツク９００が
先の非線形補正回路の係数ξの制御回路を構成し
ており先の記述より ξ＝∫t -∞−Ｅ・X*dt を具体化したものである。まず、９１１は識別
器、９１２はＥを検出する歪み検出器、９０４は
識別値の複素共役をとるため識別値の虚部の極性
のみを反転する虚部極性反転器、９０１はＥ・
X*の積を得る掛算器、９０２はインバータ、９
０３は積分器である。
以上説明したように第２の等化器４２は非線形
回路の出力信号を推定していることになるので、
この信号を基にここに含まれる非線形歪みを最少
となるようξを制御することができる。
回路の出力信号を推定していることになるので、
この信号を基にここに含まれる非線形歪みを最少
となるようξを制御することができる。
第１図は非線形伝送路の等化ベース・バンドモ
デルのブロツク図、第２図は衛星通信方式を説明
するための図、第３図は第２図の方式の等化ベー
ス・バンド・モデルを示す図、第４図は非線形回
路の出力を推定するためのブロツク図、第５図は
非線形回路出力のスペクトルを示す図、第６図は
受信選択フイルタ出力におけるスペクトルを示す
図、第７図は第６図の信号をサンプルした後のス
ペクトルを示す図、第８図は第７図の信号を第１
の可変等化器で等化した後のスペクトルを示す
図、第９図はこの発明の主要部の構成を示すブロ
ツク図、第１０図は従来の非線形補正回路の構成
図、第１１図はこの発明の一実施例を示すブロツ
ク図である。 なお図において、４０は第１の等化器、４２は
第２の等化器、４１は非線形補正回路、９１１は
識別器、９１２は歪み検出器である。
デルのブロツク図、第２図は衛星通信方式を説明
するための図、第３図は第２図の方式の等化ベー
ス・バンド・モデルを示す図、第４図は非線形回
路の出力を推定するためのブロツク図、第５図は
非線形回路出力のスペクトルを示す図、第６図は
受信選択フイルタ出力におけるスペクトルを示す
図、第７図は第６図の信号をサンプルした後のス
ペクトルを示す図、第８図は第７図の信号を第１
の可変等化器で等化した後のスペクトルを示す
図、第９図はこの発明の主要部の構成を示すブロ
ツク図、第１０図は従来の非線形補正回路の構成
図、第１１図はこの発明の一実施例を示すブロツ
ク図である。 なお図において、４０は第１の等化器、４２は
第２の等化器、４１は非線形補正回路、９１１は
識別器、９１２は歪み検出器である。
Claims (1)
- １ 送信信号が第１の波形歪みを起こす第１の媒
体を通り、入力Ｘに対して（Ｘ）を出力する非
線形回路を通り、さらに第２の波形歪みを起こす
第２の媒体を通り受信側非線形等化器に至る非線
形伝送路において、前記第２の媒体の波形歪みを
等化し得る第１の等化器と、入力Ｙを奇関数入出
力特性回路と可変複素係数回路とを通過させ、前
記入力Ｙと加算して複素合成歪み特性-1（Ｘ）を
発生する非線形補正回路と、前記第１の媒体の波
形歪みを等化し得る第２の等化器と、前記第２の
等化器出力から送信符号の推定値を出力する識別
器と、前記識別器の入出力差より波形歪みを検出
する歪み検出器とを備え、前記歪み検出器出力の
歪みを最少にすべく前記非線形補正回路の可変複
素係数回路を前記歪検出器の出力と前記識別器の
出力との積にしたがつて制御するようにしたこと
を特徴とする非線形等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17422680A JPS5797737A (en) | 1980-12-10 | 1980-12-10 | Nonlinear equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17422680A JPS5797737A (en) | 1980-12-10 | 1980-12-10 | Nonlinear equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5797737A JPS5797737A (en) | 1982-06-17 |
| JPS646577B2 true JPS646577B2 (ja) | 1989-02-03 |
Family
ID=15974923
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17422680A Granted JPS5797737A (en) | 1980-12-10 | 1980-12-10 | Nonlinear equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5797737A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02216487A (ja) * | 1989-02-17 | 1990-08-29 | Kansai Electric Power Co Inc:The | 音波レーダ用送受波機 |
| JPH0591096U (ja) * | 1991-08-28 | 1993-12-10 | フェロー工業株式会社 | 有害音波除去装置 |
-
1980
- 1980-12-10 JP JP17422680A patent/JPS5797737A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02216487A (ja) * | 1989-02-17 | 1990-08-29 | Kansai Electric Power Co Inc:The | 音波レーダ用送受波機 |
| JPH0591096U (ja) * | 1991-08-28 | 1993-12-10 | フェロー工業株式会社 | 有害音波除去装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5797737A (en) | 1982-06-17 |
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