JPS647703B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS647703B2 JPS647703B2 JP55185694A JP18569480A JPS647703B2 JP S647703 B2 JPS647703 B2 JP S647703B2 JP 55185694 A JP55185694 A JP 55185694A JP 18569480 A JP18569480 A JP 18569480A JP S647703 B2 JPS647703 B2 JP S647703B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- training
- output
- training signal
- segment
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は位相変調データに先行するトレーニン
グ信号により受信信号の引込みを行なう自動等化
システムの瞬断時次にくる信号を識別するための
トレーニング信号識別方式に関するものである。
グ信号により受信信号の引込みを行なう自動等化
システムの瞬断時次にくる信号を識別するための
トレーニング信号識別方式に関するものである。
従来、位相変調データに先行するトレーニング
信号を等化器により等化し、その等化出力信号を
参照信号と比較し、誤差位相成分を補正して受信
信号の引込みを行なう方式が用いられている。第
１図はその構成の１例を示すものである。すなわ
ち、入力信号を等化器EQL１に入力して位相、
振幅の等化を行ない、該等化出力信号がキヤリア
自動位相調整回路CAPC５の積分ループの帰還点
の乗算部２を介し、判定回路３に入れ参照信号に
対する誤差を判定し、誤差信号を減算部４より出
力し、図示していない第１および第２積分回路よ
り成るCAPC５の第１積分回路に入れ、定常的位
相回転による周波数オフセツトの積分を行ない、
次に第２積分回路に入れてジツタおよび位相変動
を除去するための積分を行なう。これらの両積分
回路の加算出力を乗算部２を介して判定回路３に
加わる位相差を零とするように帰還させるととも
に、該出力を分岐して乗算部６に入れ、減算部４
からの誤差信号と乗算して等化器EQL１に帰還
させ、受信キヤリア信号の位相を自動的に参照信
号にセツトアツプしようとするものである。
信号を等化器により等化し、その等化出力信号を
参照信号と比較し、誤差位相成分を補正して受信
信号の引込みを行なう方式が用いられている。第
１図はその構成の１例を示すものである。すなわ
ち、入力信号を等化器EQL１に入力して位相、
振幅の等化を行ない、該等化出力信号がキヤリア
自動位相調整回路CAPC５の積分ループの帰還点
の乗算部２を介し、判定回路３に入れ参照信号に
対する誤差を判定し、誤差信号を減算部４より出
力し、図示していない第１および第２積分回路よ
り成るCAPC５の第１積分回路に入れ、定常的位
相回転による周波数オフセツトの積分を行ない、
次に第２積分回路に入れてジツタおよび位相変動
を除去するための積分を行なう。これらの両積分
回路の加算出力を乗算部２を介して判定回路３に
加わる位相差を零とするように帰還させるととも
に、該出力を分岐して乗算部６に入れ、減算部４
からの誤差信号と乗算して等化器EQL１に帰還
させ、受信キヤリア信号の位相を自動的に参照信
号にセツトアツプしようとするものである。
このような自動等化システムへ入力される入力
信号はデータ伝送装置たとえばモデムから供給さ
れるが、その回線に瞬断が発生する場合がある。
このような瞬断があつた場合次に来るべき信号が
トレーニング信号かデータ信号かを識別する必要
がある。そして、トレーニング信号の場合は受信
側の引込みシーケンスを実行し、トレーニング信
号でない場合（データ信号の場合）には瞬断時間
の経過により等化器の誤差が無限大に発散しない
ように所定のタイミング位相、タツプ係数等を与
える瞬断シーケンスを実行する。これにより自動
等化システムの瞬断耐力を増大することができ
る。
信号はデータ伝送装置たとえばモデムから供給さ
れるが、その回線に瞬断が発生する場合がある。
このような瞬断があつた場合次に来るべき信号が
トレーニング信号かデータ信号かを識別する必要
がある。そして、トレーニング信号の場合は受信
側の引込みシーケンスを実行し、トレーニング信
号でない場合（データ信号の場合）には瞬断時間
の経過により等化器の誤差が無限大に発散しない
ように所定のタイミング位相、タツプ係数等を与
える瞬断シーケンスを実行する。これにより自動
等化システムの瞬断耐力を増大することができ
る。
本発明の目的は自動等化システムの瞬断耐力を
増大するため瞬断時の次にくる信号を識別するた
めのトレーニング信号識別方式を提供することで
ある。
増大するため瞬断時の次にくる信号を識別するた
めのトレーニング信号識別方式を提供することで
ある。
前記目的を達成するため、本発明のトレーニン
グ信号の識別方式は位相平面内の相異なる相の２
値が交互に変化するセグメントを有するトレーニ
ング信号、および位相平面内の任意の複数相の値
を有するデータ信号とを含む信号を受信し、該ト
レーニング信号によつて受信信号の劣化成分を等
化する信号を作成し、前記データ信号を等化する
自動等化システムのトレーニング信号の識別方式
において、 前記セグメントに対応する周波数成分を抽出す
る抽出部と、該抽出された信号成分レベルを検出
する検出部とを具え、 該検出部で検出された信号成分レベルが時間的
に一定である場合、該検出された信号を前記トレ
ーニング信号であると判定することにより、前記
データ信号との識別を行なうことを特徴とするも
のである。
グ信号の識別方式は位相平面内の相異なる相の２
値が交互に変化するセグメントを有するトレーニ
ング信号、および位相平面内の任意の複数相の値
を有するデータ信号とを含む信号を受信し、該ト
レーニング信号によつて受信信号の劣化成分を等
化する信号を作成し、前記データ信号を等化する
自動等化システムのトレーニング信号の識別方式
において、 前記セグメントに対応する周波数成分を抽出す
る抽出部と、該抽出された信号成分レベルを検出
する検出部とを具え、 該検出部で検出された信号成分レベルが時間的
に一定である場合、該検出された信号を前記トレ
ーニング信号であると判定することにより、前記
データ信号との識別を行なうことを特徴とするも
のである。
以下本発明を実施例につき詳述する。
上記目的に適合したトレーニング信号として
CCITTの歓告による第２図ａの形式が用いられ
る。すなわち、無信号の第１セグメントに同図ｂ
の位相平面上の位置Ａ，Ｂの信号を交互に送る第
２セグメントと同じくＣ，Ｄの信号をランダムに
送る第３セグメントが続く。第２セグメントはト
レーニング信号の検出に用いられこれが本発明の
要部となるものである。第３セグメントは自動等
化器のタツプ補正に用いられる。第４セグメント
は複数相に亘りランダムに発生しデスクランプラ
を引込ませる。
CCITTの歓告による第２図ａの形式が用いられ
る。すなわち、無信号の第１セグメントに同図ｂ
の位相平面上の位置Ａ，Ｂの信号を交互に送る第
２セグメントと同じくＣ，Ｄの信号をランダムに
送る第３セグメントが続く。第２セグメントはト
レーニング信号の検出に用いられこれが本発明の
要部となるものである。第３セグメントは自動等
化器のタツプ補正に用いられる。第４セグメント
は複数相に亘りランダムに発生しデスクランプラ
を引込ませる。
第２セグメントのABパターンのスペクトラム
は同図ｃに示すとおり、1.7KHzのキヤリア信号
とその両側信号0.5KHzと2.9KHzより成る周波数
パターンである。これに対し、データ信号の場合
はこれら３周波をカバーする山形の周波数パター
ンを有する。
は同図ｃに示すとおり、1.7KHzのキヤリア信号
とその両側信号0.5KHzと2.9KHzより成る周波数
パターンである。これに対し、データ信号の場合
はこれら３周波をカバーする山形の周波数パター
ンを有する。
これを検出するため、まず1.7KHzキヤリアを
帯域通過フイルタにより抽出し、次に0.5KHz，
2.9KHz成分を1.7KHzキヤリアおよびこれと90゜位
相の異なるキヤリアで復調後1.2KHzの帯域通過
フイルタを経由させこれを自乗して2.4KHzの帯
域通過フイルタで抽出する。その出力波形の時間
変化をプロツトすると、トレーニング信号の場合
は第３図ａに示すように1.7KHzまたは2.4KHzの
何れも一定レベルとなるのに対し、データ信号の
場合は各周波数とも同図ｂに示すように大きなレ
ベル変動がある。
帯域通過フイルタにより抽出し、次に0.5KHz，
2.9KHz成分を1.7KHzキヤリアおよびこれと90゜位
相の異なるキヤリアで復調後1.2KHzの帯域通過
フイルタを経由させこれを自乗して2.4KHzの帯
域通過フイルタで抽出する。その出力波形の時間
変化をプロツトすると、トレーニング信号の場合
は第３図ａに示すように1.7KHzまたは2.4KHzの
何れも一定レベルとなるのに対し、データ信号の
場合は各周波数とも同図ｂに示すように大きなレ
ベル変動がある。
この特性を利用して両者の識別を行なうことが
できる。
できる。
第４図は上述の原理に従う本発明の実施例の構
成説明図である。
成説明図である。
同図において、等化器に入力する前の第２図ａ
に示した入力信号をＡ／Ｄ変換器８に入れ、デジ
タル信号に変換する。
に示した入力信号をＡ／Ｄ変換器８に入れ、デジ
タル信号に変換する。
そして、瞬断後の入力信号がトレーニング信号
の場合には、前述のABパターンに対応する周波
数スペクトラムが乗算部９1，９2に入力され、そ
れぞれ90゜の位相差を有する1.7KHzキヤリアの乗
算により両側周波数が復調され1.2KHzが出力さ
れる。この出力が1.2KHzの帯域通過フイルタ１
０1，１０2を通し絶対値２乗回路１１1，１１2に
よつて２乗後加算部１２で加算し、2.4KHzの帯
域フイルタ１３を経由し乗算部１７に入力され
る。
の場合には、前述のABパターンに対応する周波
数スペクトラムが乗算部９1，９2に入力され、そ
れぞれ90゜の位相差を有する1.7KHzキヤリアの乗
算により両側周波数が復調され1.2KHzが出力さ
れる。この出力が1.2KHzの帯域通過フイルタ１
０1，１０2を通し絶対値２乗回路１１1，１１2に
よつて２乗後加算部１２で加算し、2.4KHzの帯
域フイルタ１３を経由し乗算部１７に入力され
る。
一方、Ａ／Ｄ変換器８の出力を分岐して乗算部
１５と自動利得調整AGC１６より成るループの
制御出力を乗算部１７に入れて帯域通過フイルタ
１３の出力と乗算することにより逆数演算の効果
が得られ、入力信号レベルの増減にかかわらず一
定出力を実効値検出回路１９に送り、直流出力を
得る。該直流出力を遅延回路Ｔ２１を通して一定
時間遅れた出力と加算部２２で比較して差をと
り、この差出力を絶対値２乗回路２５により正値
出力を加算部２７に送る。
１５と自動利得調整AGC１６より成るループの
制御出力を乗算部１７に入れて帯域通過フイルタ
１３の出力と乗算することにより逆数演算の効果
が得られ、入力信号レベルの増減にかかわらず一
定出力を実効値検出回路１９に送り、直流出力を
得る。該直流出力を遅延回路Ｔ２１を通して一定
時間遅れた出力と加算部２２で比較して差をと
り、この差出力を絶対値２乗回路２５により正値
出力を加算部２７に送る。
また、Ａ／Ｄ変換器８の出力から1.7KHzのキ
ヤリアは1.7KHz帯域通過フイルタ１４により直
接抽出され上記と同様の手順をとる。まず、乗算
部１８で逆数演算されて一定出力を実効値演算回
路２０に送り、その直流出力を遅延回路２３と加
算部２４とにより一定時間遅れた出力差を検出
し、絶対値２乗回路２６に入れて正値出力として
加算器２７に入れ、前述の2.4KHz出力と加算す
る。これら2.4KHz出力と1.7KHz出力との加算結
果を時定数回路２８を通して帰還させて積分を行
ない、その積分出力を加算部３１に送る。他方両
実効値検出回路１９，２０の出力を分岐して加算
部２９で加算し、平均値検出回路３０で平均値を
求めて加算部３１に送り、この平均値を前記積分
出力から減算する。トレーニング信号の場合には
第３図ａで示したように2.4KHz，1.7KHzとも時
間的の変化は殆ど０であり、従つて加算部３１で
加えられる積分出力は殆ど０であるから、加算部
３１の出力利得Ｇは第５図ａに示すように平均値
の0dBに対し負の一定利得Ａが出力される。
ヤリアは1.7KHz帯域通過フイルタ１４により直
接抽出され上記と同様の手順をとる。まず、乗算
部１８で逆数演算されて一定出力を実効値演算回
路２０に送り、その直流出力を遅延回路２３と加
算部２４とにより一定時間遅れた出力差を検出
し、絶対値２乗回路２６に入れて正値出力として
加算器２７に入れ、前述の2.4KHz出力と加算す
る。これら2.4KHz出力と1.7KHz出力との加算結
果を時定数回路２８を通して帰還させて積分を行
ない、その積分出力を加算部３１に送る。他方両
実効値検出回路１９，２０の出力を分岐して加算
部２９で加算し、平均値検出回路３０で平均値を
求めて加算部３１に送り、この平均値を前記積分
出力から減算する。トレーニング信号の場合には
第３図ａで示したように2.4KHz，1.7KHzとも時
間的の変化は殆ど０であり、従つて加算部３１で
加えられる積分出力は殆ど０であるから、加算部
３１の出力利得Ｇは第５図ａに示すように平均値
の0dBに対し負の一定利得Ａが出力される。
以上はトレーニング信号の場合であるが、デー
タ信号の場合には第２図ｃのスペクトラムをカバ
ーする特性を有するから、2.4KHz出力と1.7KHz
出力はトレーニング信号の場合とほぼ同様にそれ
ぞれの実効値検出回路１９，２０から出力され
る。トレーニング信号の場合と異なる点は、次の
一定時間遅れの出力差をそれぞれ遅延回路２１，
２３でとり絶対値２乗回路２５，２６で正側出力
として加算する場合に０とはならず、第３図ｂで
前述したように各周波数とも大きなレベル変動が
あるから、サンプリングの都度前後の出力差が検
出され正値として加算されることである。従つて
第５図ｂに示すように、平均値の0dBに対し最初
負の利得Ｇであつたものがサンプリングに従い
徐々に正値が加算され、ある時点で利得Ｇが正に
転換する。このように利得Ｇが時間により負から
正に転換するか否かにより、瞬断後の入力信号が
トレーニング信号かデータ信号かを明確に識別す
ることができる。
タ信号の場合には第２図ｃのスペクトラムをカバ
ーする特性を有するから、2.4KHz出力と1.7KHz
出力はトレーニング信号の場合とほぼ同様にそれ
ぞれの実効値検出回路１９，２０から出力され
る。トレーニング信号の場合と異なる点は、次の
一定時間遅れの出力差をそれぞれ遅延回路２１，
２３でとり絶対値２乗回路２５，２６で正側出力
として加算する場合に０とはならず、第３図ｂで
前述したように各周波数とも大きなレベル変動が
あるから、サンプリングの都度前後の出力差が検
出され正値として加算されることである。従つて
第５図ｂに示すように、平均値の0dBに対し最初
負の利得Ｇであつたものがサンプリングに従い
徐々に正値が加算され、ある時点で利得Ｇが正に
転換する。このように利得Ｇが時間により負から
正に転換するか否かにより、瞬断後の入力信号が
トレーニング信号かデータ信号かを明確に識別す
ることができる。
以上説明したように、本発明によれば、位相変
調データに先行するトレーニング信号により受信
信号の引込みを行なう自動等化システムの瞬断
時、次にくる信号のトレーニング信号の等化前に
その１部に含まれる２値信号の周波数成分を抽出
し、抽出された信号成分レベルを検出し、該信号
成分レベルが一定となることを検出してトレーニ
ング信号であることを識別するものである。これ
により瞬断時トレーニング信号の場合には受信側
の引込みシーケンスを実行し、トレーニング信号
でない場合、たとえばデータ信号等の場合には前
述のような等化器が瞬断時間の経過により発散す
るのを防止する瞬断シーケンスを実行することが
でき、システムの瞬断耐力の向上に資するところ
が大きいものである。
調データに先行するトレーニング信号により受信
信号の引込みを行なう自動等化システムの瞬断
時、次にくる信号のトレーニング信号の等化前に
その１部に含まれる２値信号の周波数成分を抽出
し、抽出された信号成分レベルを検出し、該信号
成分レベルが一定となることを検出してトレーニ
ング信号であることを識別するものである。これ
により瞬断時トレーニング信号の場合には受信側
の引込みシーケンスを実行し、トレーニング信号
でない場合、たとえばデータ信号等の場合には前
述のような等化器が瞬断時間の経過により発散す
るのを防止する瞬断シーケンスを実行することが
でき、システムの瞬断耐力の向上に資するところ
が大きいものである。
第１図は従来の自動等化システムの説明図、第
２図ａ〜ｃは本発明に用いるトレーニング信号の
説明図、第３図ａ，ｂは本発明の原理説明図、第
４図は本発明の実施例の構成を示す説明図、第５
図ａ，ｂは本発明の効果を示す説明図であり、図
中、８はＡ／Ｄ変換器、９1，９2，１５，１７，
１８は乗算部、１０1，１０2は1.2KHz帯域通過フ
イルタ、１３は2.4KHz帯域通過フイルタ、１４
は1.7KHz帯域通過フイルタ、１９，２０は実効
値検出回路、２１，２３は遅延回路、１２，２
２，２４，２７，２９，３１は加算部、１１1，
１１2，２５，２６は絶対値２乗回路、２８は時
定数回路、３０は平均値検出回路を示す。
２図ａ〜ｃは本発明に用いるトレーニング信号の
説明図、第３図ａ，ｂは本発明の原理説明図、第
４図は本発明の実施例の構成を示す説明図、第５
図ａ，ｂは本発明の効果を示す説明図であり、図
中、８はＡ／Ｄ変換器、９1，９2，１５，１７，
１８は乗算部、１０1，１０2は1.2KHz帯域通過フ
イルタ、１３は2.4KHz帯域通過フイルタ、１４
は1.7KHz帯域通過フイルタ、１９，２０は実効
値検出回路、２１，２３は遅延回路、１２，２
２，２４，２７，２９，３１は加算部、１１1，
１１2，２５，２６は絶対値２乗回路、２８は時
定数回路、３０は平均値検出回路を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 位相平面内の相異なる相の２値が交互に変化
するセグメントを有するトレーニング信号、およ
び位相平面内の任意の複数相の値を有するデータ
信号とを含む信号を受信し、該トレーニング信号
によつて受信信号の劣化成分を等化する信号を作
成し、前記データ信号を等化する自動等化システ
ムのトレーニング信号の識別方式において、 前記セグメントに対応する周波数成分を抽出す
る抽出部と、 該抽出された信号成分レベルを検出する検出部
とを具え、 該検出部で検出された信号成分レベルが時間的
に一定である場合、該検出された信号を前記トレ
ーニング信号であると判定することにより、前記
データ信号との識別を行なうことを特徴とするト
レーニング信号の識別方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55185694A JPS57112142A (en) | 1980-12-29 | 1980-12-29 | System for discrimination of training signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55185694A JPS57112142A (en) | 1980-12-29 | 1980-12-29 | System for discrimination of training signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57112142A JPS57112142A (en) | 1982-07-13 |
| JPS647703B2 true JPS647703B2 (ja) | 1989-02-09 |
Family
ID=16175222
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55185694A Granted JPS57112142A (en) | 1980-12-29 | 1980-12-29 | System for discrimination of training signal |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57112142A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5897928A (ja) * | 1981-12-08 | 1983-06-10 | Fujitsu Ltd | トレ−ニング検出方式 |
| JPH0683104B2 (ja) * | 1983-05-13 | 1994-10-19 | 株式会社リコー | デ−タ伝送同期検出方式 |
-
1980
- 1980-12-29 JP JP55185694A patent/JPS57112142A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57112142A (en) | 1982-07-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5546132A (en) | NTSC interference detector | |
| US4320517A (en) | Method and device for effecting the initial adjustment of the clock in a synchronous data receiver | |
| US4606045A (en) | Method and apparatus for detecting an equalizer training period in a receiving-end modem | |
| JPS6156552A (ja) | 受信装置リセツト方法 | |
| US6198780B1 (en) | Method and apparatus for symbol timing recovery of a vestigial sideband television signal | |
| US4253186A (en) | Method and device for detecting a pseudo-random sequence of two symbols in a data receiver employing double sideband-quadrature carrier modulation | |
| CN100361511C (zh) | Ntsc信号检测器 | |
| US4462108A (en) | Modem signal acquisition technique | |
| KR100323788B1 (ko) | 루프필터및위상동기루프 | |
| JPS647703B2 (ja) | ||
| CA1188370A (en) | Am stereophonic demodulating circuit | |
| US4747114A (en) | Modem clock with automatic gain control | |
| EP0238100A2 (en) | Improved modem signal acquisition technique | |
| EP0134860A1 (en) | Improved modem signal acquisition technique | |
| US6259750B1 (en) | Digital phase reversal detector | |
| JPH03263907A (ja) | Ａｇｃ回路及びｆｓｋ復調装置 | |
| JPS6240829A (ja) | モデムトレ−ニング信号検出器 | |
| JP3225257B2 (ja) | Ｆｍ受信機 | |
| KR100937404B1 (ko) | 타이밍 복원 장치 | |
| JPH0462618B2 (ja) | ||
| JP2545882B2 (ja) | データ再生装置 | |
| JPH0370421B2 (ja) | ||
| JP2634684B2 (ja) | 同期確立判定回路 | |
| JPH0783291B2 (ja) | 相関器 | |
| JPH0332936B2 (ja) |