JPS649662B2 - - Google Patents
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- JPS649662B2 JPS649662B2 JP57073543A JP7354382A JPS649662B2 JP S649662 B2 JPS649662 B2 JP S649662B2 JP 57073543 A JP57073543 A JP 57073543A JP 7354382 A JP7354382 A JP 7354382A JP S649662 B2 JPS649662 B2 JP S649662B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
- H04N9/80—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
- H04N9/82—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only
- H04N9/85—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only the recorded brightness signal occupying a frequency band totally overlapping the frequency band of the recorded chrominance signal, e.g. frequency interleaving
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04N9/00—Details of colour television systems
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- H04N9/7912—Suppression of interfering signals at the reproducing side, e.g. noise the interfering signals being intermodulation signals
-
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- H04N9/8211—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only involving the multiplexing of an additional signal and the colour video signal the additional signal being a sound signal
- H04N9/8222—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only involving the multiplexing of an additional signal and the colour video signal the additional signal being a sound signal using frequency division multiplex
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は周波数変調波信号の二次歪低減装置に
係り、可変非直線回路を通過した周波数変調波信
号の零クロスに応じて上記可変非直線回路の非直
線量を可変制御することにより、周波数変調波信
号の二次歪を低減し得、よつて特に周波数変調波
信号の変調波信号が各種の情報信号の多重信号で
ある場合に、その多重信号の夫々を信号対雑音比
（SN比）良く好適に復調せしめ得る二次歪低減装
置を提供することを目的とする。
係り、可変非直線回路を通過した周波数変調波信
号の零クロスに応じて上記可変非直線回路の非直
線量を可変制御することにより、周波数変調波信
号の二次歪を低減し得、よつて特に周波数変調波
信号の変調波信号が各種の情報信号の多重信号で
ある場合に、その多重信号の夫々を信号対雑音比
（SN比）良く好適に復調せしめ得る二次歪低減装
置を提供することを目的とする。
各種の情報信号、例えばカラー映像信号と周波
数変調波とされた音声信号とが周波数分割多重さ
れてなる信号で単一の搬送波を周波数変調
（FM）して得た周波数変調波信号を伝送する際、
何らかの原因により周波数変調波信号に二次歪が
生じると、上記カラー映像信号及び周波数変調波
とされた音声信号の一方の二次歪成分が他方の帯
域内に混入することがあり、その場合はFM復調
すると上記他方の帯域内に混入した二次歪成分に
よるビート妨害により画質等が劣化してしまう。
従つて、上記のような周波数変調波信号の二次歪
は、低減又は除去してからFM復調することが要
求される。
数変調波とされた音声信号とが周波数分割多重さ
れてなる信号で単一の搬送波を周波数変調
（FM）して得た周波数変調波信号を伝送する際、
何らかの原因により周波数変調波信号に二次歪が
生じると、上記カラー映像信号及び周波数変調波
とされた音声信号の一方の二次歪成分が他方の帯
域内に混入することがあり、その場合はFM復調
すると上記他方の帯域内に混入した二次歪成分に
よるビート妨害により画質等が劣化してしまう。
従つて、上記のような周波数変調波信号の二次歪
は、低減又は除去してからFM復調することが要
求される。
本発明は上記の要求を満たすものであり、以下
図面と共にその一実施例について説明する。
図面と共にその一実施例について説明する。
第１図は本発明になる周波数変調波信号の二次
歪低減装置を、本出願人が先に提案した情報信号
記録円盤再生装置に適用したときの一実施例のブ
ロツク系統図を示す。同図中、１は情報信号記録
円盤（以下「デイスク」という）で本出願人が先
に特願昭52―25262号その他により開示したよう
に、主要情報信号で単一の搬送波を周波数変調し
て得た周波数変調波信号が断続するピツト列とし
て記録された主トラツクと、相隣る主トラツクの
各トラツク中心線間の略中間部分に、デイスク一
回転周期毎に交互に、上記周波数変調波信号の帯
域よりも低い帯域内に在る単一周波数のバースト
状の第１及び第２のトラツキング制御用参照信号
p1及びp2の一方が断続するピツト列として記録
された副トラツクとが形成されており、更にp1，
p2の切換接続部分の主トラツクには第３のトラ
ツキング制御用参照信号p3が記録される。また
このデイスク１には再生針のトラツキング用案内
溝は形成されておらず、また電極機能を有してい
る。
歪低減装置を、本出願人が先に提案した情報信号
記録円盤再生装置に適用したときの一実施例のブ
ロツク系統図を示す。同図中、１は情報信号記録
円盤（以下「デイスク」という）で本出願人が先
に特願昭52―25262号その他により開示したよう
に、主要情報信号で単一の搬送波を周波数変調し
て得た周波数変調波信号が断続するピツト列とし
て記録された主トラツクと、相隣る主トラツクの
各トラツク中心線間の略中間部分に、デイスク一
回転周期毎に交互に、上記周波数変調波信号の帯
域よりも低い帯域内に在る単一周波数のバースト
状の第１及び第２のトラツキング制御用参照信号
p1及びp2の一方が断続するピツト列として記録
された副トラツクとが形成されており、更にp1，
p2の切換接続部分の主トラツクには第３のトラ
ツキング制御用参照信号p3が記録される。また
このデイスク１には再生針のトラツキング用案内
溝は形成されておらず、また電極機能を有してい
る。
ここで、前記主要情報信号は上限周波数が3M
Hz程度に制限された第２図にＹで示す周波数スペ
クトラムの輝度信号と、色副搬送波周波数が
3.58MHzからその５／７倍の2.56MHzに低減へ周波 数変換された同図にＣで示す周波数スペクトラム
の搬送色信号とが夫々帯域共用多重化されてなる
合成カラー映像信号と、3.43MHzの搬送波を第１
チヤンネルの音声信号で周波数変調して得た同図
にA1で示す第１の音声周波数変調波と、3.73MHz
の搬送波を第２チヤンネルの音声信号で周波数変
調して得た同図にA2で示す第２の音声周波数変
調波とよりなる。この第２図に示した周波数スペ
クトラムを有する主要情報信号で、単一の搬送波
を周波数変調することにより、第３図に実線で示
す周波数スペクトラムの周波数変調波信号が生成
される。
Hz程度に制限された第２図にＹで示す周波数スペ
クトラムの輝度信号と、色副搬送波周波数が
3.58MHzからその５／７倍の2.56MHzに低減へ周波 数変換された同図にＣで示す周波数スペクトラム
の搬送色信号とが夫々帯域共用多重化されてなる
合成カラー映像信号と、3.43MHzの搬送波を第１
チヤンネルの音声信号で周波数変調して得た同図
にA1で示す第１の音声周波数変調波と、3.73MHz
の搬送波を第２チヤンネルの音声信号で周波数変
調して得た同図にA2で示す第２の音声周波数変
調波とよりなる。この第２図に示した周波数スペ
クトラムを有する主要情報信号で、単一の搬送波
を周波数変調することにより、第３図に実線で示
す周波数スペクトラムの周波数変調波信号が生成
される。
第３図中、は周波数変調された輝度信号の搬
送波偏移周波数帯域を示し、aはシンクチツプに
相当する6.1MHzの周波数、bはペデスタルに相
当する6.6MHzの周波数、cはホワイトピークに
相当する7.8MHzの周波数を示す。またL，U
は周波数変調された輝度信号の下側波帯と上側波
帯を示す。L，Uは上記第１，第２の音声周波
数変調波（その周波数スペクトラムは第２図では
A1，A2で示され、第３図で破線で示される。）
を更に周波数変調して得た信号の下側波帯と上側
波帯を示す。更に、破線は前記低域変換された
搬送色信号の周波数スペクトラムを示し（第２図
にＣで示すものと同じ）、これが上記の周波数変
調によつて第１側波帯L，Uと第２側波帯L，
Uなどに変換される。
送波偏移周波数帯域を示し、aはシンクチツプに
相当する6.1MHzの周波数、bはペデスタルに相
当する6.6MHzの周波数、cはホワイトピークに
相当する7.8MHzの周波数を示す。またL，U
は周波数変調された輝度信号の下側波帯と上側波
帯を示す。L，Uは上記第１，第２の音声周波
数変調波（その周波数スペクトラムは第２図では
A1，A2で示され、第３図で破線で示される。）
を更に周波数変調して得た信号の下側波帯と上側
波帯を示す。更に、破線は前記低域変換された
搬送色信号の周波数スペクトラムを示し（第２図
にＣで示すものと同じ）、これが上記の周波数変
調によつて第１側波帯L，Uと第２側波帯L，
Uなどに変換される。
また第３図において、p1，p2及びp3は夫々前
記した第１，第２及び第３のトラツキング制御用
参照信号の周波数スペクトラムを示す。従つて、
第３図中、実線で示す周波数スペクトラムの信号
がデイスク１に断続するピツト列として記録さ
れ、そのうち実線，L，U，L，U，L，
U，L及びUで示される信号と第３のトラツ
キング制御用参照信号p3とが主トラツクに、例
えばデイスクー回転当り４フイールドの割合で記
録され、また第１及び第２のトラツキング制御用
参照信号p1及びp2が夫々前記副トラツクに記録
される。
記した第１，第２及び第３のトラツキング制御用
参照信号の周波数スペクトラムを示す。従つて、
第３図中、実線で示す周波数スペクトラムの信号
がデイスク１に断続するピツト列として記録さ
れ、そのうち実線，L，U，L，U，L，
U，L及びUで示される信号と第３のトラツ
キング制御用参照信号p3とが主トラツクに、例
えばデイスクー回転当り４フイールドの割合で記
録され、また第１及び第２のトラツキング制御用
参照信号p1及びp2が夫々前記副トラツクに記録
される。
このように第３図に実線で示す周波数スペクト
ラムを有する周波数変調波信号とトラツキング制
御用参照信号p1〜p3とが記録されているデイス
ク１は、ターンテーブル（図示せず）上に載置せ
しめられて例えば900rpmで同期回転され、その
表面上を第１図に示す再生針２の底面が摺動せし
められる。再生針２はカンチレバー３の一端に固
着されており、カンチレバー３の他端の基部側に
は永久磁石４が固定されている。カンチレバー３
の永久磁石４が固定された部分は、再生装置に固
定されたトラツキングコイル５とジツタ補正用コ
イル６により囲繞されている。ジツタ補正用コイ
ル６は左右のコイル部が夫々同相に巻回されてい
るため、入力端子７に入来するジツタ補正信号の
極性に応じて永久磁石４に対して同時に吸引、又
は反発となつて働くため、カンチレバー３はデイ
スク１のトラツク接線方向Ｘに直動して、デイス
ク１の面振れ、あるいは偏芯によつて生ずるジツ
タを補正できる。またトラツキングコイル５は永
久磁石４の磁界方向に対して垂直な方向に磁界を
発生せしめ、トラツキングサーボ回路８よりもト
ラツキング誤差信号の極性に応じてカンチレバー
３をトラツク幅方向Ｙのいずれか一方向へ、か
つ、その大きさに応じた変位量で変位させる。
ラムを有する周波数変調波信号とトラツキング制
御用参照信号p1〜p3とが記録されているデイス
ク１は、ターンテーブル（図示せず）上に載置せ
しめられて例えば900rpmで同期回転され、その
表面上を第１図に示す再生針２の底面が摺動せし
められる。再生針２はカンチレバー３の一端に固
着されており、カンチレバー３の他端の基部側に
は永久磁石４が固定されている。カンチレバー３
の永久磁石４が固定された部分は、再生装置に固
定されたトラツキングコイル５とジツタ補正用コ
イル６により囲繞されている。ジツタ補正用コイ
ル６は左右のコイル部が夫々同相に巻回されてい
るため、入力端子７に入来するジツタ補正信号の
極性に応じて永久磁石４に対して同時に吸引、又
は反発となつて働くため、カンチレバー３はデイ
スク１のトラツク接線方向Ｘに直動して、デイス
ク１の面振れ、あるいは偏芯によつて生ずるジツ
タを補正できる。またトラツキングコイル５は永
久磁石４の磁界方向に対して垂直な方向に磁界を
発生せしめ、トラツキングサーボ回路８よりもト
ラツキング誤差信号の極性に応じてカンチレバー
３をトラツク幅方向Ｙのいずれか一方向へ、か
つ、その大きさに応じた変位量で変位させる。
再生針２の導出側端面には電極（図示せず）が
蒸着固定されている。ピツクアツプ回路９はこの
再生針２の電極とデイスク１との間に形成される
静電容量が断続するピツト列に応じて変化するこ
とに応動して共振周波数が変化する共振回路と、
この共振回路に一定周波数を印加する回路と、共
振回路よりの上記静電容量の変化に応じて振幅が
変化する高周波信号を振幅検波する回路と、この
振幅検波された高周波信号（再生信号）を前置増
幅より回路とよりなる。このピツクアツプ回路９
より取り出された高周波信号、すなわち前記周波
数変調波信号と第１乃至第３のトラツキング制御
用参照信号との混合信号は、本発明になる二次歪
低減装置１０に供給される一方、一部が分岐され
てトラツキングサーボ回路８に供給される。
蒸着固定されている。ピツクアツプ回路９はこの
再生針２の電極とデイスク１との間に形成される
静電容量が断続するピツト列に応じて変化するこ
とに応動して共振周波数が変化する共振回路と、
この共振回路に一定周波数を印加する回路と、共
振回路よりの上記静電容量の変化に応じて振幅が
変化する高周波信号を振幅検波する回路と、この
振幅検波された高周波信号（再生信号）を前置増
幅より回路とよりなる。このピツクアツプ回路９
より取り出された高周波信号、すなわち前記周波
数変調波信号と第１乃至第３のトラツキング制御
用参照信号との混合信号は、本発明になる二次歪
低減装置１０に供給される一方、一部が分岐され
てトラツキングサーボ回路８に供給される。
トラツキングサーボ回路８は上記再生混合信号
中からトラツキング制御用参照信号p1〜p3を
夫々周波数選択して取り出し、そのうち参照信号
p1，p2の各包絡線検波出力を差動増幅して得た
トラツキング誤差信号を前記トラツキングコイル
５に出力する。ただし、主トラツクに対するp1，
p2の記録位置関係はデイスク１の一回転周期毎
に切換わるから、トラツキング制御用参照信号
p3の検出出力に基づいて生成されたスイツチン
グパルスによりトラツキング極性が切換えられ
る。なお、トラツキングサーボ回路８は入力端子
１１にキツク指示信号が入来したときは、それに
応じて上記トラツキング極性を切換えられると同
時に、再生針２を１トラツクピツチ分又はそれ以
上強制的にトラツク幅方向へ移送するための信号
をトラツキングコイル５に出力する。
中からトラツキング制御用参照信号p1〜p3を
夫々周波数選択して取り出し、そのうち参照信号
p1，p2の各包絡線検波出力を差動増幅して得た
トラツキング誤差信号を前記トラツキングコイル
５に出力する。ただし、主トラツクに対するp1，
p2の記録位置関係はデイスク１の一回転周期毎
に切換わるから、トラツキング制御用参照信号
p3の検出出力に基づいて生成されたスイツチン
グパルスによりトラツキング極性が切換えられ
る。なお、トラツキングサーボ回路８は入力端子
１１にキツク指示信号が入来したときは、それに
応じて上記トラツキング極性を切換えられると同
時に、再生針２を１トラツクピツチ分又はそれ以
上強制的にトラツク幅方向へ移送するための信号
をトラツキングコイル５に出力する。
一方、ピツクアツプ回路９から取り出された再
生混合信号中の周波数変調波信号には次の理由に
より二次歪が生じている場合があり、これを低減
するために、再生された周波数変調波信号は本発
明になる二次歪低減装置１０に供給される。ここ
で、第３図に実線で示す周波数スペクトラムの信
号のうち、周波数変調波信号及びp3はレーザー
光を光変調器にて変調して得た第１の被変調光ビ
ームとされ、他方トラツキング制御用参照信号
p1及びp2はレーザー光を光変調器にて変調して
得た第２の被変調光ビームとされて、ガラス基板
上に感光剤層が形成されている円盤状記録原盤上
に、第１の被変調光ビームは長方形状に集束照射
せしめられ、またその位置とは1/2トラツクピツ
チ程度離間した位置に第２の被変調光ビームが円
形状に集束照射せしめられる。しかる後にこの記
録原盤は公知の現像処理工程及び製造工程を経て
スタンパ盤を作成せしめる。しかして、デイスク
１はこのスタンパ盤を導電性プラスチツクにスタ
ンプすることにより作成されたものである。
生混合信号中の周波数変調波信号には次の理由に
より二次歪が生じている場合があり、これを低減
するために、再生された周波数変調波信号は本発
明になる二次歪低減装置１０に供給される。ここ
で、第３図に実線で示す周波数スペクトラムの信
号のうち、周波数変調波信号及びp3はレーザー
光を光変調器にて変調して得た第１の被変調光ビ
ームとされ、他方トラツキング制御用参照信号
p1及びp2はレーザー光を光変調器にて変調して
得た第２の被変調光ビームとされて、ガラス基板
上に感光剤層が形成されている円盤状記録原盤上
に、第１の被変調光ビームは長方形状に集束照射
せしめられ、またその位置とは1/2トラツクピツ
チ程度離間した位置に第２の被変調光ビームが円
形状に集束照射せしめられる。しかる後にこの記
録原盤は公知の現像処理工程及び製造工程を経て
スタンパ盤を作成せしめる。しかして、デイスク
１はこのスタンパ盤を導電性プラスチツクにスタ
ンプすることにより作成されたものである。
一方、デイスク１は等角度方式（CAV方式）
で記録形成されたものでもあるため、一定周波数
に対する記録波長はデイスク外周側より内周側に
行くに従つて短かくなり、特に最内周記録トラツ
ク部分付近の記録波長は、上記第１の被変調光ビ
ームのスポツト径に近い極めて短かい長さとなる
ため、ピツトを好適に形成できず、また上記スタ
ンプによるデイスクの成形性が内周記録トラツク
部分ほど悪くなつている。このため、デイスク１
から再生された周波数変調波信号は、特にデイス
ク１の内周側の主トラツクより再生された周波数
変調波信号ほど二次歪を生じている。
で記録形成されたものでもあるため、一定周波数
に対する記録波長はデイスク外周側より内周側に
行くに従つて短かくなり、特に最内周記録トラツ
ク部分付近の記録波長は、上記第１の被変調光ビ
ームのスポツト径に近い極めて短かい長さとなる
ため、ピツトを好適に形成できず、また上記スタ
ンプによるデイスクの成形性が内周記録トラツク
部分ほど悪くなつている。このため、デイスク１
から再生された周波数変調波信号は、特にデイス
ク１の内周側の主トラツクより再生された周波数
変調波信号ほど二次歪を生じている。
ここで、上記の周波数変調波信号中の合成カラ
ー映像情報が全画面黒であるときは、その各搬送
波周波数の周波数スペクトラムは第４図に実線で
示す如くになる。同図中、YBLは周波数変調され
た輝度信号の周波数（ペデスタルに相当する
6.6MHz）で、CL，CUは周波数変調された搬送色
信号の下側波帯と上側波帯の色副搬送波周波数
4.04MHzと9.16MHzを示し、またA1L，A1Uは前記
第１の音声周波数変調波を更に周波数変調した信
号の下側波帯と上側波帯の音声搬送波周波数
3.17MHzと10.03MHz、更にA2L，A2Uは前記第２
の音声周波数変調波を更に周波数変調した信号の
下側波帯と上側波帯の音声搬送波周波数2.87MHz
と10.33MHzを夫々示す。かかる周波数変調波信
号に、前記した二次歪が発生すると、第４図に破
線で示す如く、輝度信号の搬送波周波数の２倍の
周波数13.2MHzの二次歪成分YBL′が生じる一方、
更に13.2MHz±2.56MHz、13.2MHz±3.43MHz、
13.2MHz±3.73MHzの各二次歪成分が発生する。
第４図中、破線CL′は搬送色信号の二次歪成分
10.56MHz、破線A1L′，A2L′は第１，第２の音声
周波数変調波の二次歪成分9.77MHz、9.47MHzを
夫々示す。すなわち、第４図からわかるように、
A1L′及びA2L′で示す第１及び第２の音声周波数
変調波の二次歪成分9.77MHzと9.47MHzが夫々周
波数変調された搬送色信号の第１側波帯（第３図
ではUで示す）内に混入してしまい、色ビート
を発生させ画質を劣化させてしまう。
ー映像情報が全画面黒であるときは、その各搬送
波周波数の周波数スペクトラムは第４図に実線で
示す如くになる。同図中、YBLは周波数変調され
た輝度信号の周波数（ペデスタルに相当する
6.6MHz）で、CL，CUは周波数変調された搬送色
信号の下側波帯と上側波帯の色副搬送波周波数
4.04MHzと9.16MHzを示し、またA1L，A1Uは前記
第１の音声周波数変調波を更に周波数変調した信
号の下側波帯と上側波帯の音声搬送波周波数
3.17MHzと10.03MHz、更にA2L，A2Uは前記第２
の音声周波数変調波を更に周波数変調した信号の
下側波帯と上側波帯の音声搬送波周波数2.87MHz
と10.33MHzを夫々示す。かかる周波数変調波信
号に、前記した二次歪が発生すると、第４図に破
線で示す如く、輝度信号の搬送波周波数の２倍の
周波数13.2MHzの二次歪成分YBL′が生じる一方、
更に13.2MHz±2.56MHz、13.2MHz±3.43MHz、
13.2MHz±3.73MHzの各二次歪成分が発生する。
第４図中、破線CL′は搬送色信号の二次歪成分
10.56MHz、破線A1L′，A2L′は第１，第２の音声
周波数変調波の二次歪成分9.77MHz、9.47MHzを
夫々示す。すなわち、第４図からわかるように、
A1L′及びA2L′で示す第１及び第２の音声周波数
変調波の二次歪成分9.77MHzと9.47MHzが夫々周
波数変調された搬送色信号の第１側波帯（第３図
ではUで示す）内に混入してしまい、色ビート
を発生させ画質を劣化させてしまう。
このように周波数変調波信号に二次歪が発生す
ると、周波数変調された第１及び第２の音声周波
数変調波の二次歪成分が、輝度情報が全画面白の
場合は問題ないが、輝度が暗くなるほど周波数変
調された第１，第２の音声周波数変調波の帯域内
又は上記したように周波数変調された搬送色信号
帯域内に混入して音声ビート又は色ビートを引起
してしまう。
ると、周波数変調された第１及び第２の音声周波
数変調波の二次歪成分が、輝度情報が全画面白の
場合は問題ないが、輝度が暗くなるほど周波数変
調された第１，第２の音声周波数変調波の帯域内
又は上記したように周波数変調された搬送色信号
帯域内に混入して音声ビート又は色ビートを引起
してしまう。
かかる周波数変調波信号の二次歪を低減するの
が前記二次歪低減装置であり、その一実施例のブ
ロツク系統図を第５図に示す。また第６図は本発
明装置の一実施例の回路図を示す。第５図及び第
６図中、同一構成部分には同一番号を付してあ
る。両図中、入力端子１６に入来するピツクアツ
プ回路９よりの再生周波数変調波信号は、二次歪
が存在しないときは正の半サイクルと負の半サイ
クルとは１：１の時間関係（デユーテイサイクル
50％の関係）にあるが、二次歪が存在していると
きは第７図Ａに示す如く正と負の半サイクル期間
が異なつた波形となる。この再生周波数変調波信
号は可変非直線回路１７を通して出力端子２１へ
出力される一方、零クロス検出回路１８に供給さ
れ、ここで零クロスレベルが検出される。
が前記二次歪低減装置であり、その一実施例のブ
ロツク系統図を第５図に示す。また第６図は本発
明装置の一実施例の回路図を示す。第５図及び第
６図中、同一構成部分には同一番号を付してあ
る。両図中、入力端子１６に入来するピツクアツ
プ回路９よりの再生周波数変調波信号は、二次歪
が存在しないときは正の半サイクルと負の半サイ
クルとは１：１の時間関係（デユーテイサイクル
50％の関係）にあるが、二次歪が存在していると
きは第７図Ａに示す如く正と負の半サイクル期間
が異なつた波形となる。この再生周波数変調波信
号は可変非直線回路１７を通して出力端子２１へ
出力される一方、零クロス検出回路１８に供給さ
れ、ここで零クロスレベルが検出される。
可変非直線回路１７は第６図に示す如く、入力
端子１６に結合コンデンサC1を介してベースが
接続されたNPNトランジスタQ1と、エミツタが
トランジスタQ1のエミツタに共通に接続され、
更に抵抗R3を介して接地されているNPNトラン
ジスタQ2と、トランジスタQ1のベースバイアス
用抵抗R1及びR2、トランジスタQ2のベースバイ
アス用抵抗R4及びR5より構成されており、後記
の抵抗R13及びコンデンサC7の接続点とトランジ
スタQ2のベースが接続されている。また零クロ
ス検出回路１８は第６図に示す如く、トランジス
タQ1，Q2の各エミツタに結合コンデンサC2を介
してベースが接続されているNPNトランジスタ
Q3と、トランジスタQ3のベースと接地間に直列
に接続されている抵抗R6及びコンデンサC3と、
トランジスタQ3のコレクタと電源電圧＋Vcc入力
端子との間に接続されている平滑用フイルタを構
成するコンデンサC4及び抵抗R7と、エミツタが
トランジスタQ3のエミツタに接続され、コレク
タが平滑用フイルタを構成するコンデンサC5及
び抵抗R8を並列に介して電源電圧＋Vcc入力端子
に接続されているNPNトランジスタQ4と、トラ
ンジスタQ4のベースに零クロス検出用の一定の
基準電圧を与えるための抵抗R10及びR11と、エ
ミツタ抵抗R9とより構成されている。またトラ
ンジスタQ4のベースは抵抗R6とコンデンサC3と
の接続点に接続されている。
端子１６に結合コンデンサC1を介してベースが
接続されたNPNトランジスタQ1と、エミツタが
トランジスタQ1のエミツタに共通に接続され、
更に抵抗R3を介して接地されているNPNトラン
ジスタQ2と、トランジスタQ1のベースバイアス
用抵抗R1及びR2、トランジスタQ2のベースバイ
アス用抵抗R4及びR5より構成されており、後記
の抵抗R13及びコンデンサC7の接続点とトランジ
スタQ2のベースが接続されている。また零クロ
ス検出回路１８は第６図に示す如く、トランジス
タQ1，Q2の各エミツタに結合コンデンサC2を介
してベースが接続されているNPNトランジスタ
Q3と、トランジスタQ3のベースと接地間に直列
に接続されている抵抗R6及びコンデンサC3と、
トランジスタQ3のコレクタと電源電圧＋Vcc入力
端子との間に接続されている平滑用フイルタを構
成するコンデンサC4及び抵抗R7と、エミツタが
トランジスタQ3のエミツタに接続され、コレク
タが平滑用フイルタを構成するコンデンサC5及
び抵抗R8を並列に介して電源電圧＋Vcc入力端子
に接続されているNPNトランジスタQ4と、トラ
ンジスタQ4のベースに零クロス検出用の一定の
基準電圧を与えるための抵抗R10及びR11と、エ
ミツタ抵抗R9とより構成されている。またトラ
ンジスタQ4のベースは抵抗R6とコンデンサC3と
の接続点に接続されている。
零クロス検出回路１８の出力信号は第５図に示
す如く、フイルタ１９及び増幅器２０を夫々経て
可変非直線回路１７に供給され、その非直線量
（クリツプレベル）を可変制御する。フイルタ１
９は上記の各回路１７，１８，１９及び２０より
なるクローズドループの動作を安定化させるため
のフイルタである。第６図に示す演算増幅器２２
とその出力端子と反転入力端子との間に接続され
た利得決定用抵抗R12とは上記の増幅器２０を構
成しており、また抵抗R12に並列に接続されてい
るコンデンサC6、演算増幅器２２の出力端子と
接地間に接続されている抵抗R13及びコンデンサ
C7は抵抗R12と共にフイルタ１９を構成してい
る。
す如く、フイルタ１９及び増幅器２０を夫々経て
可変非直線回路１７に供給され、その非直線量
（クリツプレベル）を可変制御する。フイルタ１
９は上記の各回路１７，１８，１９及び２０より
なるクローズドループの動作を安定化させるため
のフイルタである。第６図に示す演算増幅器２２
とその出力端子と反転入力端子との間に接続され
た利得決定用抵抗R12とは上記の増幅器２０を構
成しており、また抵抗R12に並列に接続されてい
るコンデンサC6、演算増幅器２２の出力端子と
接地間に接続されている抵抗R13及びコンデンサ
C7は抵抗R12と共にフイルタ１９を構成してい
る。
次に上記の構成の二次歪低減装置の動作につき
説明するに、入力端子１６に入来した周波数変調
波信号が前記したように第７図Ａに示す如く二次
歪を有しているものとすると、この周波数変調波
信号はコンデンサC1により直流分が阻止された
後エミツタフオロワを構成しているトランジスタ
Q1及びコンデンサC2を経てトランジスタQ4と共
に差動増幅器を構成しているトランジスタQ3の
ベースに印加される。トランジスタQ3及びQ4は
同じバイアス電圧によりベースバイアスされてお
り、トランジスタQ3は第７図Ａに示す零クロス
レベル（平均直流レベル）より大なるレベルの
T1なる期間オンとされ、トランジスタQ4は同図
Ａに示す零クロスレベルより小なるレベルのT2
なる期間オンとされる。この周波数変調波信号は
二次歪を有しており、上記期間T1は期間T2より
も長いため、トランジスタQ3のオン期間がトラ
ンジスタQ4のオン期間よりも長くなり、トラン
ジスタQ3のコレクタ電圧はトランジスタQ4のコ
レクタ電圧よりも低くなる。
説明するに、入力端子１６に入来した周波数変調
波信号が前記したように第７図Ａに示す如く二次
歪を有しているものとすると、この周波数変調波
信号はコンデンサC1により直流分が阻止された
後エミツタフオロワを構成しているトランジスタ
Q1及びコンデンサC2を経てトランジスタQ4と共
に差動増幅器を構成しているトランジスタQ3の
ベースに印加される。トランジスタQ3及びQ4は
同じバイアス電圧によりベースバイアスされてお
り、トランジスタQ3は第７図Ａに示す零クロス
レベル（平均直流レベル）より大なるレベルの
T1なる期間オンとされ、トランジスタQ4は同図
Ａに示す零クロスレベルより小なるレベルのT2
なる期間オンとされる。この周波数変調波信号は
二次歪を有しており、上記期間T1は期間T2より
も長いため、トランジスタQ3のオン期間がトラ
ンジスタQ4のオン期間よりも長くなり、トラン
ジスタQ3のコレクタ電圧はトランジスタQ4のコ
レクタ電圧よりも低くなる。
トランジスタQ3，Q4の各コレクタ電圧は演算
増幅器２２の反転入力端子と非反転入力端子に
夫々別々に印加されるため、演算増幅器２２の出
力電圧は、周波数変調波信号に二次歪が無い場合
に比し上昇する。この演算増幅器２２の出力電圧
はトランジスタQ2のベースに印加され、その電
圧上昇分だけ非直線量（具体的にはクリツプレベ
ル）を上昇させる。これにより、トランジスタ
Q1のエミツタよりコンデンサC2を介してトラン
ジスタQ3のベースに供給される周波数変調波信
号はその波形の下側の一部が第７図Ｂに示す如く
クリツプされたものとなる。この結果、第７図Ｂ
にT1で示すトランジスタQ3のオン期間は短かく
なり、トランジスタQ4のオン期間T2に近付く。
以下、上記と同様の動作が繰り返されて可変非直
線回路１７→零クロス検出回路１８→フイルタ１
９→増幅器２０→可変非直線回路１７によるクロ
ーズドループは、トランジスタQ3のオン期間と
Q4のオン期間とが夫々等しくなるように動作す
る。
増幅器２２の反転入力端子と非反転入力端子に
夫々別々に印加されるため、演算増幅器２２の出
力電圧は、周波数変調波信号に二次歪が無い場合
に比し上昇する。この演算増幅器２２の出力電圧
はトランジスタQ2のベースに印加され、その電
圧上昇分だけ非直線量（具体的にはクリツプレベ
ル）を上昇させる。これにより、トランジスタ
Q1のエミツタよりコンデンサC2を介してトラン
ジスタQ3のベースに供給される周波数変調波信
号はその波形の下側の一部が第７図Ｂに示す如く
クリツプされたものとなる。この結果、第７図Ｂ
にT1で示すトランジスタQ3のオン期間は短かく
なり、トランジスタQ4のオン期間T2に近付く。
以下、上記と同様の動作が繰り返されて可変非直
線回路１７→零クロス検出回路１８→フイルタ１
９→増幅器２０→可変非直線回路１７によるクロ
ーズドループは、トランジスタQ3のオン期間と
Q4のオン期間とが夫々等しくなるように動作す
る。
これにより、可変非直線回路１７内のトランジ
スタQ1のエミツタからは、デユーテイサイクル
が略50％の周波数変調波信号が取り出され、出力
端子２１を介して第１図に示す低域フイルタ１２
に供給される。遮断周波数12MHz程度の低域フイ
ルタ１２は、第７図Ｂに示すような波形の一部が
クリツプされている入力周波数変調波信号中の不
要周波数成分を除去すると共に、正，負の各半サ
イクル期間の略等しい正弦波として出力する。こ
の低域フイルタ１２から取り出された正弦波の周
波数変調波信号は、リミツタ１３により振幅制限
された後FM復調回路１４に供給され、ここで
FM復調される。
スタQ1のエミツタからは、デユーテイサイクル
が略50％の周波数変調波信号が取り出され、出力
端子２１を介して第１図に示す低域フイルタ１２
に供給される。遮断周波数12MHz程度の低域フイ
ルタ１２は、第７図Ｂに示すような波形の一部が
クリツプされている入力周波数変調波信号中の不
要周波数成分を除去すると共に、正，負の各半サ
イクル期間の略等しい正弦波として出力する。こ
の低域フイルタ１２から取り出された正弦波の周
波数変調波信号は、リミツタ１３により振幅制限
された後FM復調回路１４に供給され、ここで
FM復調される。
このFM復調回路１４の入力周波数変調波信号
は二次歪が前記したように低減又は除去されてい
るから、FM復調回路１４は復調周波数帯域内に
混入している前記周波数変調された第１及び第２
の音声周波数変調波の二次歪成分によるビート妨
害無くFM復調することができる。従つて、FM
復調回路１４からは前記した第２図に示す如き周
波数スペクトラムを有する混合信号がSN比良く
復調されて取り出され、出力端子１５を介して後
段の信号処理回路（図示せず）へ出力される。本
発明者の実験結果によれば、本発明装置を使用し
た場合は、デイスク１の内周側主トラツクから再
生された周波数変調波信号の復調輝度信号のSN
比は従来に比し４〜5dB改善され、また復調搬送
色信号の振幅成分及び位相成分の夫々のSN比も
従来に比し４〜5dB改善された。
は二次歪が前記したように低減又は除去されてい
るから、FM復調回路１４は復調周波数帯域内に
混入している前記周波数変調された第１及び第２
の音声周波数変調波の二次歪成分によるビート妨
害無くFM復調することができる。従つて、FM
復調回路１４からは前記した第２図に示す如き周
波数スペクトラムを有する混合信号がSN比良く
復調されて取り出され、出力端子１５を介して後
段の信号処理回路（図示せず）へ出力される。本
発明者の実験結果によれば、本発明装置を使用し
た場合は、デイスク１の内周側主トラツクから再
生された周波数変調波信号の復調輝度信号のSN
比は従来に比し４〜5dB改善され、また復調搬送
色信号の振幅成分及び位相成分の夫々のSN比も
従来に比し４〜5dB改善された。
第８図は可変非直線回路１７の他の実施例の回
路図を示す。同図中、第６図と同一構成部分には
同一符号を付し、その説明を省略する。トランジ
スタQ1及びQ2の各エミツタは夫々共通に接続さ
れて定電流源２３を介して接地されており、差動
増幅器を構成している。トランジスタQ2のベー
スには零クロス検出信号が供給され、トランジス
タQ2のコレクタと抵抗R14との接続点から出力信
号が取り出される。本実施例によれば、周知のよ
うにトランジスタQ1とQ2の各ベース電圧の差が
零のときは、トランジスタQ1とQ2の各コレクタ
電流は共に最大値の１／２で等しいが、Q1のベース 電圧がQ2のベース電圧よりも高くなるとQ1のコ
レクタ電流が増加してQ2のコレクタ電流が減少
し、他方上記と逆の場合はQ1のコレクタ電流が
減少してQ2のコレクタ電流が増加するから、入
力端子１６に入来する周波数変調波信号の正と負
の半サイクルのいずれに二次歪が発生していて
も、二次歪を発生している波形側をクリツプする
ことができ、またリミツタとしても兼用すること
ができる。
路図を示す。同図中、第６図と同一構成部分には
同一符号を付し、その説明を省略する。トランジ
スタQ1及びQ2の各エミツタは夫々共通に接続さ
れて定電流源２３を介して接地されており、差動
増幅器を構成している。トランジスタQ2のベー
スには零クロス検出信号が供給され、トランジス
タQ2のコレクタと抵抗R14との接続点から出力信
号が取り出される。本実施例によれば、周知のよ
うにトランジスタQ1とQ2の各ベース電圧の差が
零のときは、トランジスタQ1とQ2の各コレクタ
電流は共に最大値の１／２で等しいが、Q1のベース 電圧がQ2のベース電圧よりも高くなるとQ1のコ
レクタ電流が増加してQ2のコレクタ電流が減少
し、他方上記と逆の場合はQ1のコレクタ電流が
減少してQ2のコレクタ電流が増加するから、入
力端子１６に入来する周波数変調波信号の正と負
の半サイクルのいずれに二次歪が発生していて
も、二次歪を発生している波形側をクリツプする
ことができ、またリミツタとしても兼用すること
ができる。
なお、上記の実施例では説明の便宜上、本出願
人が先に提案した静電容量変化読取型のデイスク
の再生装置に適用した場合を例にとつて説明した
が、本発明はこれに限定するものではなく、トラ
ツキング案内溝を有する静電容量変化読取型デイ
スクの再生装置や、光ビームによりデイスクの既
記録信号を読取る再生装置にも適用し得ることは
勿論であり、更には広く周波数変調波信号に二次
歪を与える伝送路系にも適用できるものである。
人が先に提案した静電容量変化読取型のデイスク
の再生装置に適用した場合を例にとつて説明した
が、本発明はこれに限定するものではなく、トラ
ツキング案内溝を有する静電容量変化読取型デイ
スクの再生装置や、光ビームによりデイスクの既
記録信号を読取る再生装置にも適用し得ることは
勿論であり、更には広く周波数変調波信号に二次
歪を与える伝送路系にも適用できるものである。
上述の如く、本発明になる周波数変調波信号の
二次歪低減装置は、周波数変調波信号が供給され
る可変非直線回路と、可変非直線回路の出力周波
数変調波信号の零クロスレベルを検出しその出力
検出信号に応じて上記可変非直線回路の非直線量
を可変制御する零クロス検出回路とよりなり、可
変非直線回路から二次歪が低減された周波数変調
波信号を取り出すようにしたため、例えばカラー
映像信号と音声周波数変調波との周波数分割多重
信号で単一の搬送波を周波数変調して得た周波数
変調波信号のような変調信号が各種の情報信号の
多重信号である周波数変調波信号であつて、その
二次歪成分がFM復調周波数帯域内に混入するよ
うな周波数変調波信号のビート妨害を軽減でき、
よつてこの装置により二次歪を低減した周波数変
調波信号をFM復調した場合はSN比良く各種情
報信号を復調させることができ、上記周波数変調
波信号が記録されているデイスクの再生装置に適
用して好適である等の特長を有するものである。
二次歪低減装置は、周波数変調波信号が供給され
る可変非直線回路と、可変非直線回路の出力周波
数変調波信号の零クロスレベルを検出しその出力
検出信号に応じて上記可変非直線回路の非直線量
を可変制御する零クロス検出回路とよりなり、可
変非直線回路から二次歪が低減された周波数変調
波信号を取り出すようにしたため、例えばカラー
映像信号と音声周波数変調波との周波数分割多重
信号で単一の搬送波を周波数変調して得た周波数
変調波信号のような変調信号が各種の情報信号の
多重信号である周波数変調波信号であつて、その
二次歪成分がFM復調周波数帯域内に混入するよ
うな周波数変調波信号のビート妨害を軽減でき、
よつてこの装置により二次歪を低減した周波数変
調波信号をFM復調した場合はSN比良く各種情
報信号を復調させることができ、上記周波数変調
波信号が記録されているデイスクの再生装置に適
用して好適である等の特長を有するものである。
第１図は本出願人の先の提案になる情報信号記
録円盤再生装置に本発明装置を適用した一実施例
を示すブロツク系統図、第２図は第１図示の情報
信号記録円盤に記録される周波数変調波信号の変
調信号の一例の周波数スペクトラム図、第３図は
第１図示の情報信号記録円盤の記録信号の周波数
スペクトラムの一例を示す図、第４図は周波数変
調波信号の各搬送波周波数と二次歪成分の一部の
一例を示す図、第５図は本発明の一実施例を示す
ブロツク系統図、第６図は本発明装置の一実施例
を示す回路図、第７図Ａ，Ｂは夫々第６図の動作
説明用信号波形図、第８図は本発明装置の要部の
他の実施例を示す回路図である。 １…情報信号記録円盤（デイスク）、２…再生
針、９…ピツクアツプ回路、１０…二次歪低減装
置、１２…低域フイルタ、１３…リミツタ、１４
…FM復調回路、１６…周波数変調波信号入力端
子、１７…可変非直線回路、１８…零クロス検出
回路、１９…フイルタ、２０…増幅器、２１…周
波数変調波信号出力端子、Q1〜Q4…NPNトラン
ジスタ。
録円盤再生装置に本発明装置を適用した一実施例
を示すブロツク系統図、第２図は第１図示の情報
信号記録円盤に記録される周波数変調波信号の変
調信号の一例の周波数スペクトラム図、第３図は
第１図示の情報信号記録円盤の記録信号の周波数
スペクトラムの一例を示す図、第４図は周波数変
調波信号の各搬送波周波数と二次歪成分の一部の
一例を示す図、第５図は本発明の一実施例を示す
ブロツク系統図、第６図は本発明装置の一実施例
を示す回路図、第７図Ａ，Ｂは夫々第６図の動作
説明用信号波形図、第８図は本発明装置の要部の
他の実施例を示す回路図である。 １…情報信号記録円盤（デイスク）、２…再生
針、９…ピツクアツプ回路、１０…二次歪低減装
置、１２…低域フイルタ、１３…リミツタ、１４
…FM復調回路、１６…周波数変調波信号入力端
子、１７…可変非直線回路、１８…零クロス検出
回路、１９…フイルタ、２０…増幅器、２１…周
波数変調波信号出力端子、Q1〜Q4…NPNトラン
ジスタ。
Claims (1)
- １ 周波数変調信号が供給される可変非直線回路
と、該可変非直線回路の出力周波数変調波信号の
零クロスレベルを検出しその出力検出信号に応じ
て該可変非直線回路の非直線量を可変制御する零
クロス検出回路とよりなり、該可変非直線回路か
ら二次歪が低減された周波数変調波信号を取り出
すことを特徴とする周波数変調波信号の二次歪低
減装置。
Priority Applications (7)
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|---|---|---|---|
| JP57073543A JPS58190190A (ja) | 1982-04-30 | 1982-04-30 | 周波数変調波信号の二次歪低減装置 |
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Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP57073543A JPS58190190A (ja) | 1982-04-30 | 1982-04-30 | 周波数変調波信号の二次歪低減装置 |
Publications (2)
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Family
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Family Applications (1)
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