KR20170132099A - 전원 장치 - Google Patents

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Abstract

전원 장치는 교류 입력 전압을 정류하는 정류부와, 스위칭 소자를 갖고, 정류부에서 정류된 입력 전압을 받아 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따라 전압 변환된 출력 전압을 얻는 전압 변환부와, 출력 전압과 설정 출력 전압의 비교 신호를 생성하는 전압 비교부와를 구비한다. 전원 장치는 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 제어 신호로서, 발진 기간과 발진 정지 기간을 갖는 제어 신호를 출력하는 발진기부를 더 구비한다. 제어 신호의 발진 기간과 발진 정지 기간이 전압 비교부에 의한 비교 신호에 의해 제어되고, 또한 발진 기간의 제어 신호의 펄스 듀티비가 입력 전압에 따라 가변 제어된다.

Description

전원 장치{POWER SUPPLY DEVICE}
본 발명은 AC/DC 컨버터로서 적용할 수 있는 전원 장치에 대한 기술 분야에 관한 것이다.
예컨대 소형 엔진을 이용한 발전에 있어서는, 영구자석을 이용한 발전기를 사용하여, 교류의 전기를 발전하고 있는 것이 있다. 이 경우에 엔진의 회전수에 따라 발전하는 전압이 높고 낮기 때문에, 필요에 따라 션트 레귤레이터를 병용하고 있다. 그러나 션트 레귤레이터에 의해 출력 전압을 적정화하는 경우, 항상 잉여 전력을 열 에너지로서 방출하는 것이어서 낭비가 많다. 이것에 대하여 AC/DC 컨버터를 사용함으로써, 제어상의 낭비를 없앨 수 있다.
하기 특허 문헌 1에는 교류 입력에 대하여 정류 회로, 평활 회로, 및 DC/DC 컨버터로 이루어지는 AC/DC 컨버터가 개시되어 있다.
(선행 기술 문헌)
(특허 문헌)
(특허 문헌 1) 일본 특허 공개 평 1-148072호 공보
여기서 레귤레이트 렉티파이어로서 사용할 수 있는 AC/DC 컨버터를 생각한다. 구체적으로는 엔진 회전을 이용하는 발전기로 만들어진 교류를 안정화한 직류로서 출력하는 AC/DC 컨버터이다.
종래 AC/DC 컨버터를 레귤레이트 렉티파이어로서 사용하려면 이하의 문제가 있었다.
일반적으로 레귤레이트 렉티파이어에는, AC 0V로부터 AC 100V 이상의 입력 범위가 필요하지만, 종래의 PWM 제어에 의한 전압 조작만으로는 주변 소자로의 부담이 커진다. 이 때문에, 넓은 입력 전압 범위에 적합한 AC/DC 컨버터가 요구되고 있다.
또한 출력 전압의 제어 정밀도에 어려움이 있어, 보다 안정된 출력 전압이 요구되고 있다.
본 발명은 이들 요구를 감안하여, 넓은 입력 전압 범위에 대응하고, 출력 전압 정밀도가 높은 AC/DC 컨버터로서의 전원 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명과 관련되는 전원 장치는, 교류 입력 전압을 정류하는 정류부와, 스위칭 소자를 갖고, 상기 정류부에서 정류된 입력 전압을 받아 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따라 전압 변환된 출력 전압을 얻는 전압 변환부와, 상기 출력 전압과 설정 출력 전압의 비교 신호를 생성하는 전압 비교부와, 상기 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 제어 신호로서, 발진 기간과 발진 정지 기간을 갖는 제어 신호를 출력함과 아울러, 상기 제어 신호의 상기 발진 기간과 상기 발진 정지 기간이 상기 전압 비교부에 의한 비교 신호에 의해 제어되고, 또한 상기 발진 기간의 상기 제어 신호의 펄스 듀티비가 상기 입력 전압에 따라 가변 제어되는 발진기부를 구비한다.
즉 스위칭 소자의 제어 신호는, 출력 전압에 따라 발진 기간이 제어되고, 입력 전압에 따라 펄스 듀티비가 제어되도록 함으로써, 광범위한 입력 전압에도 대응할 수 있도록 한다.
상기한 전원 장치에 있어서는, 상기 전압 비교부는, 상기 출력 전압이 상기 설정 출력 전압을 넘은 경우에, 상기 발진기부에 의한 제어 신호를 상기 발진 정지 기간의 상태로 하게 하는 상기 비교 신호를 출력하고, 상기 발진 정지 기간에 있어서 상기 스위칭 소자는 오프로 제어되도록 하는 것이 생각된다.
이것에 의해 설정 출력 전압으로의 안정화를 행한다.
상기한 전원 장치에 있어서는, 상기 발진기부는, 상기 발진 기간의 제어 신호로서, 발진 시정수 회로에 의한 발진 신호와 임계치를 비교하여 구형파 발진 신호를 출력하는 콤퍼레이터를 갖는 구성이 되고, 상기 비교 신호는, 상기 출력 전압이 상기 설정 출력 전압을 넘은 경우에, 상기 콤퍼레이터의 상기 발진 신호의 입력 단자를 상기 임계치의 입력 단자보다 낮은 전위로 하는 신호로 하는 것이 생각된다.
시정수 회로의 출력과 임계치를 비교하는 콤퍼레이터로 제어 신호를 출력하는 구성으로 하는 경우, 발진 신호의 입력 단자를 임계치의 입력 단자보다 낮은 전위로 함으로써 발진 출력을 정지시킨다.
상기한 전원 장치에 있어서는, 상기 발진기부는, 상기 발진 기간의 제어 신호로서, 발진 시정수 회로에 의한 발진 신호와 임계치를 비교하여 구형파 발진 신호를 출력하는 콤퍼레이터를 갖는 구성이 되고, 상기 입력 전압에 의해 상기 임계치가 변화됨으로써, 상기 제어 신호의 상기 발진 기간에 있어서의 펄스 듀티비가 가변 제어되도록 한다.
이것에 의해 입력 전압에 따른 펄스 듀티비의 제어를 용이화한다.
본 발명에 의하면, 넓은 입력 전압 범위에 대응하고, 또한 출력 전압 정밀도가 높은 AC/DC 컨버터로서의 전원 장치를 실현할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시의 형태의 AC/DC 컨버터를 갖는 발전 시스템의 설명도이다.
도 2는 실시의 형태의 AC/DC 컨버터의 블록도이다.
도 3은 실시의 형태의 AC/DC 컨버터의 동작의 파형도이다.
도 4는 실시의 형태의 AC/DC 컨버터의 회로도이다.
도 5는 실시의 형태의 AC/DC 컨버터의 일부를 추출한 회로도이다.
이하, 본 발명의 전원 장치의 실시의 형태로서의 AC/DC 컨버터를 설명한다.
도 1은 실시의 형태의 AC/DC 컨버터(1)를 포함하는 발전 시스템의 예를 나타내고 있다.
해당 발전 시스템은, 발전용 엔진(2), 발전기(3), AC/DC 컨버터(1)에 의해, 배터리(5)를 충전하는 직류 전압을 얻는 시스템의 예로 하고 있다.
발전용 엔진(2)에 의한 회전이 벨트(4)에 의해 발전기(3)의 발전기 축으로 전달된다. 발전기(3)는 전달된 회전력을 이용하여 예컨대 영구자석식 발전 방식에 의해 발전을 행한다.
발전기(3)의 출력은 교류 전압으로, 단상, 삼상의 출력을 선택할 수 있다. 발전기(3)의 출력은 발전기 축의 회전수에 비례한 전압을 출력한다. 따라서 발전용 엔진(2)의 회전수에 비례한 전압이 출력된다. 본 실시의 형태에서는, R, S, T로서 나타낸 3상 교류 전압 출력을 행하는 것으로 하여 설명하여 간다.
AC/DC 컨버터(1)는 발전기(3)의 출력 전기를 사용하여 모든 동작을 개시한다. 본 실시의 형태의 AC/DC 컨버터(1)의 입력 전압 범위는, 0V로부터 AC 100V 이상의 고전압에도 대응하는 것이 된다.
이 AC/DC 컨버터(1)에 의한 출력 전압은 배터리(5)의 충전에 이용되지만, 이외에도 각종 전기 기기의 동작에 이용할 수 있다.
이와 같은 발전 시스템은, 예컨대 무선 조종 비행체(무선 조종형의 소형 헬리콥터, 그 외의 비행체)나 차량 등에 탑재하는 것이 상정된다.
그 경우, 예컨대 발전용 엔진(2)은, 비행용 회전익의 구동용이나 차량 주행을 위한 엔진을 이용할 수 있다. AC/DC 컨버터(1)의 출력이나, 배터리(5)로부터의 출력 전압은, 비행체 등에 탑재하는 전장품, 예컨대 무선 수신기, 카메라, 짐벌(카메라의 지지 기구)의 모터 등등의 동작 전압으로서 이용할 수도 있다.
물론 비행용 회전익의 구동이나 차량 주행을 위한 모터를, AC/DC 컨버터(1)의 출력 전압이나, 배터리(5)로부터의 출력 전압을 전원으로서 이용하는 것도 생각할 수 있다.
AC/DC 컨버터(1)의 구성을 도 2에 나타낸다.
AC/DC 컨버터(1)는, 정류부(11), 전압 변환부(DC/DC 컨버터)(12), 출력 필터부(13), 발진기부(14), 전압 비교부(15), 전압 설정부(16)를 갖는다.
정류부(11)는 발전기(3)로부터 공급되는 3상 교류 전압에 대하여 3상 정류 및 평활 동작을 행한다. 즉 정류부(11)는 정류용 다이오드와 평활용 콘덴서를 구비하고 있고, 교류 전압을 전파(全波) 정류하여 DC 전압으로 평활화한다.
정류부(11)에서 DC 전력으로 변환된 전압(이하 「입력 전압 V1」이라고 한다)은 전압 변환부(12)에 공급된다. 전압 변환부(12)는 입력 전압 V1을 입력하여 전압 변환 동작을 행하여, 변환된 전압(이하 「출력 전압 V2」라고 한다)을 얻는다.
출력 전압 V2는 출력 필터부(13)를 거쳐서 부하(150)(배터리(5) 등)에 대하여 직류 전압으로서 출력된다. 출력 필터부(13)는 예컨대 초크 코일과 콘덴서와 다이오드로 이루어지는 간이한 필터가 되고, 스위칭 노이즈의 저감, 배터리(5) 등을 접속한 경우의 역류 방지, 부하(150)를 병렬 접속 가능하게 하는 등의 목적으로 마련되어 있다.
전압 변환부(12)에서는 전압 변환을 위해 스위칭 소자가 이용되고 있다. 이 스위칭 소자의 온/오프가 발진기부(14)로부터 출력되는 제어 신호 S1에 의해 제어된다.
발진기부(14)는 예컨대 도 4, 도 5에서 후술하는 바와 같이 콤퍼레이터를 사용한 구형파 발진 회로이다. 발진기부(14)는 입력 전압 V1과 전압 비교부(15)로부터의 비교 신호 S2에 따라, 스위칭 제어를 위한 제어 신호 S1을 출력한다. 구체적으로는, 발진기부(14)는, 입력 전압 V1이 임의의 발진 개시 전압 Vst(도 4, 도 5에서 후술)가 되면 발진을 개시하는 구성으로 되어 있지만, 비교 신호 S2에 의해 발진이 정지되는 기간이 생기도록 되어 있다.
발진기부(14)에서는 이와 같은 발진/발진 정지의 동작에 의한 제어 신호 S1을 출력하지만, 그 발진 주기는 일정하고, 입력 전압 V1에 의해 듀티가 변화한다.
듀티를 변화시키는 목적은, 입력 전압 V1이 크게 바뀌었을 때나 출력 전류가 크게 바뀌었을 때의 대응을 용이하게 하기 위해서이다.
전압 비교부(15)는, 출력 전압 V2와 전압 설정부(16)의 설정 출력 전압 Vtg를 비교하고, 비교 결과에 따른 비교 신호 S2를 발진기부(14)에 출력한다. 설정 출력 전압 Vtg는, 출력 전압 V2의 목표 전압이다.
도 3을 참조하여 AC/DC 컨버터(1)의 동작을 설명한다.
도 3(a)는 입력 전압 V1이고, 여기서는, 입력 전압 V1이 0V로부터 서서히 높아지고 있는 상태를 예시하고 있다.
도 3(b)는 출력 전압 V2이다. 입력 전압 V1이 설정 출력 전압 Vtg에 도달할 때까지는, 입력 전압 V1이 그대로 출력 전압 V2가 된다. 입력 전압 V1이 설정 출력 전압 Vtg를 넘고 있을 때는, 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg가 되도록 전압 변환부(12)가 동작한다. 도면에서는, 출력 전압 V2는 설정 출력 전압 Vtg로 안정화되어 있는 상태로 나타내고 있다. 실제로는 입력 전압 V1에 변동이 있고, 그것이 제어 신호 S1에 의한 전압 비교부(15)의 스위칭 소자의 제어에 의해, 도시와 같이 안정화되는 것이다.
도 3(c)는 전압 비교부(15)로부터 출력되는 비교 신호 S2이다. 전압 비교부는 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg를 넘는 것에 따라 로우 레벨(=온)이 되는 비교 신호 S2를 출력한다.
도 3(d)는 발진기부(14)의 발진 상태를 나타내고 있다. 사선부의 구간은 발진을 정지하고 있는 구간이다. 예컨대, 입력 전압 V1이 발진 개시 전압 Vst에 도달할 때까지의 기간(시점 t0~시점 t1)이나, 비교 신호 S2가 로우 레벨인 기간은, 발진기부(14)는 발진 정지가 된다.
도 3(e)는 발진기부(14)로부터 출력되는 제어 신호 S1을 나타내고 있다. 이 제어 신호 S1에 의해 전압 변환부(12)가 제어되지만, 입력 전압 V1이 설정 출력 전압 Vtg 미만인 기간(예컨대, 시점 t0~시점 t1)은, 전압 변환부(12)는, 입력 전압 V1을 강압하지 않고 출력 전압 V2로 한다.
한편, 입력 전압 V1이 설정 출력 전압 Vtg 이상이 되는 시점 t2 이후에 대해서는, 제어 신호 S1에 따라 입력 전압 V1을 단접하여 출력 전압 V2를 설정 출력 전압 Vtg로 안정화한다. 구체적으로는 입력 전압 V1이 높아질수록, 스위칭 소자(FET)를 오프하는 기간(누적적인 기간)을 길게 한다.
이상의 구성을 구비하는 AC/DC 컨버터(1)의 구체적인 회로의 예를 도 4, 도 5에서 설명한다. 또, 도 4는 AC/DC 컨버터(1)의 전체의 회로의 예이고, 도 5는 도 4의 회로 중에서 주로 발진기부(14), 전압 비교부(15), 전압 설정부(16)를 추출하여 나타낸 것이다.
도 4에 나타내는 단자(41, 42, 43)에는, 발전기(3)로부터의 3상의 교류 전압이 공급된다. 이 단자(41, 42, 43)로부터의 입력이 정류부(11)에서 정류된다. 정류부(11)는 3상 정류를 행하는 3상 브리지 다이오드 D1(D1a~D1f)과 평활 콘덴서 C1을 갖는다. 이 정류부(11)의 출력으로서 양극 라인(50), 음극 라인(51) 사이에 입력 전압 V1이 얻어진다. 음극 라인(51)은 그라운드 라인으로 되어 있다.
양극 라인(50)과 음극 라인(51)의 사이에는, 제너 다이오드 D2, 저항 R1, R2가 직렬 접속되어 있다. 이들은 도 5에 나타내는 바와 같이 발진기부(14)의 일부가 되고, 저항 R1, R2에 의해 발진기부(14)가 발진 가능하게 되는 입력 전압 V1의 값을 설정한다. 저항 R1, R2로 결정되는 전압을 발진 개시 전압 Vst'로 한다.
발진 개시 전압 Vst'는, 발진기부(14)가 상술한 발진 개시 전압 Vst를 검지하기 위한 회로상의 설정치이다. 발진기부(14)의 동작으로서 보면, 발진 개시 전압 Vst'는 상술한 발진 개시 전압 Vst와 등가이다.
양극 라인(50)과 음극 라인(51)의 사이의 입력 전압 V1은 전압 변환부(12)에 공급된다. 전압 변환부(12)는 입력 전압 V1을 받아 출력 전압 V2를 출력한다.
전압 변환부(12)는, 스위칭 소자로서의 FET(Field Effect Transistor)(31), 초크 코일 L1, 다이오드 D3, 저항 R3, 스위칭 제어용의 포토커플러 Ph1, 출력측 콘덴서 C3을 가진 강압형 DC/DC 컨버터로서 구성되어 있다.
FET(31)는 드레인-소스가 양극 라인(50)에 삽입되어 있다. FET(31)의 게이트는 저항 R3을 거쳐서 게이트 구동용의 포토커플러 Ph1에 접속된다.
포토커플러 Ph1은 N 채널 MOS-FET(Metal Oxide Semiconductor-FET)인 FET(47, 48)와 발광 다이오드 D10과 포토다이오드 D11이 일체화된 소자로 되어 있다.
FET(47)의 소스와 FET(48)의 드레인은 접속되고, 이들이 저항 R3을 거쳐서 FET(31)의 게이트에 접속된다.
FET(47)의 드레인과 FET(48)의 소스의 사이는 콘덴서 C2가 삽입되어 있다. 그리고 FET(47)의 드레인은 DC/DC 컨버터(34)의 양극 출력 단자에 접속되고, FET(48)의 소스는 DC/DC 컨버터(34)의 음극 출력 단자에 접속되어 있다.
이 FET(47)의 드레인과 FET(48)의 소스 사이에는, DC/DC 컨버터(34)로부터, 스위칭 소자로서의 FET(31)의 스위칭 구동용의 게이트 드라이브 전압 V5가 공급된다.
FET(48)의 게이트와 FET(47)의 게이트의 사이에는 포토다이오드 D11이 접속된다.
이 포토커플러 Ph1에서는, 발광 다이오드 D10에 전류가 흐르는 것에 의해 포토다이오드 D11에 전류가 흐르고, FET(47, 48)가 제어되고, 그것에 따라 FET(31)의 게이트 전압이 변화한다. 이 경우, 발광 다이오드 D10에 전류가 흐르는 것에 의해, FET(31)가 온이 되는 구성으로 되어 있다.
스위칭 소자로서의 FET(31)의 소스에는 초크 코일 L1이 접속되고, 또한 FET(31)와 초크 코일 L1의 접점에 다이오드 D3의 캐소드가 접속된다. 다이오드 D3의 애노드는 음극 라인(51)에 접속되어 있다.
또한 콘덴서 C3은 초크 코일 L1의 출력단측과 음극 라인(51)의 사이에 접속되어 있다.
이와 같은 전압 변환부(12)에 의해, 그 출력측에 출력 전압 V2가 얻어진다.
콘덴서 C3과 병렬로, 전압 설정부(16)로서의 저항 R4, 가변 저항 VR1이 접속되어 있고, 가변 저항 VR1의 센터 단자로부터, 출력 전압 V2를 분압한 설정 출력 전압 Vtg'가 얻어진다. 따라서 설정 출력 전압 Vtg'는 가변 저항 VR1에 의해 설정 변경 가능하다. 이 설정 출력 전압 Vtg'는 전압 비교부(15)로서의 부위에 공급된다. 이것은 도 5에서 후술한다.
또, 앞의 도 2의 블록도에서는, 전압 비교부(15)가 설정 출력 전압 Vtg와 출력 전압 V2를 비교한다고 설명했지만, 이 도 4의 회로의 예에서는, 전압 비교부(15)(콤퍼레이터(37))가, 출력 전압 V2를 분압하여 설정 출력 전압 Vtg'를 얻고, 이것을 후술하는 고정의 기준 전압 Vref와 비교하는 구성으로 하고 있다. 이 설정 출력 전압 Vtg'와 기준 전압 Vref의 비교는, 설정 출력 전압 Vtg와 출력 전압 V2의 비교와 등가이다.
설명상, 가령 설정 출력 전압 Vtg=12V로 하고, 전압 변환부(12)는 출력 전압 V2=12V가 되도록 동작하는 것으로 한다.
전압 비교부(15)로부터 출력되는 출력 전압 V2는 출력 필터부(13)에 공급된다.
출력 필터부(13)는 코일 L2, 콘덴서 C4, 다이오드 D7, D8로 이루어지는 필터가 된다.
출력 전압 V2는 출력 필터부(13)를 거쳐서 출력 단자(44, 45) 사이에 얻어지게 된다. 출력 단자(44, 45)는 도 2에 나타낸 부하(150)의 양극/음극에 접속된다.
입력 전압 V1이 얻어지는 양극 라인(50)에는 저항 R14를 거쳐서 NPN형 바이폴라 트랜지스터인 트랜지스터(32)의 콜렉터가 접속되어 있다. 트랜지스터(32)의 콜렉터 베이스 사이에는 정전류 다이오드 D4가 접속되고, 또한 베이스에는 제너 다이오드 D5의 캐소드가 접속되어 있다. 제너 다이오드 D5의 애노드는 음극 라인(51)에 접속되어 있다. 또한 트랜지스터(32)의 베이스와 음극 라인(51)의 사이에는 콘덴서 C5가 접속되어 있다.
트랜지스터(32)의 이미터와 음극 라인(51)의 사이에는 콘덴서 C6이 접속되어 있음과 아울러, 이미터에 나타나는 전압 V4가 DC/DC 컨버터(33)에 입력되는 구성으로 되어 있다.
또한 트랜지스터(32)의 이미터에는, 다이오드 D8의 캐소드가 접속된다. 다이오드 D8의 애노드에는 전압 변환부(12)의 출력인 출력 전압 V2가 인가된다.
DC/DC 컨버터(33)는, 입력되는 전압 V4로부터, 일정한 동작 전압 V3(예컨대 V3=5V)을 생성하여 출력한다.
이 구성의 경우, 출력 전압 V2가 예컨대 12V에 도달할 때까지는, 입력 전압 V1에 근거한 전압 V4가 DC/DC 컨버터(33)에 공급된다. 다시 말해 입력 전압 V1이 낮고, 출력 전압 V2가 12V에 도달하고 있지 않은 기간은, 트랜지스터(32)가 온이 되고, 이미터측에 나타나는 전압 V4가 DC/DC 컨버터(33)의 입력 전압이 된다.
출력 전압 V2가 12V에 도달하면, 제너 전압이 12V로 설정된 제너 다이오드 D5가 도통한다. 그것에 의해 트랜지스터(32)는 베이스와 이미터가 동일한 전위가 되는 것에 의해 오프가 되고, 이 상태에서는, 출력 전압 V2가 다이오드 D8을 통해서 공급되고, DC/DC 컨버터(33)에 입력되는 전압 V4가 된다.
DC/DC 컨버터(33)의 출력측과 음극 라인(51)의 사이에는 콘덴서 C7이 접속되어 있다.
DC/DC 컨버터(33)의 출력인 동작 전압 V3은, 콤퍼레이터(36, 37)를 형성하는 단전원 듀얼 타입 콤퍼레이터인 IC(35)의 동작 전압으로서 IC(35)의 양 전원 단자에 공급된다. IC(35)의 음 전원 단자는 음극 라인(51)에 접속된다.
또한 동작 전압 V3은 소형의 DC/DC 컨버터(34)에도 공급된다. DC/DC 컨버터(34)는, 동작 전압 V3을 변환하여 FET(31)의 스위칭 구동용의 게이트 드라이브 전압 V5를 생성한다.
DC/DC 컨버터(34)는 게이트 드라이브 전압 V5를 조기에 확보하기 위해 마련되어 있고, 예컨대 동작 전압 V3이 DC 5V에 도달하면 12V의 게이트 드라이브 전압 V5를 발생시킨다. 이 DC/DC 컨버터(34)의 DC 출력 동작은 동작 전압 V3이 3V를 넘은 정도로부터 개시된다.
또한 동작 전압 V3의 라인으로부터는 저항 R13을 거쳐서 포토커플러 Ph1의 발광 다이오드 D10의 애노드가 접속되어 있다. 발광 다이오드 D10의 캐소드는 콤퍼레이터(36)의 출력 단자에 접속되어 있다.
저항 R5, R6은 동작 전압 V3을 분압한다. 분압된 전압은 저항 R8을 거쳐서 콤퍼레이터(37)의 + 입력 단자(비 반전 입력 단자)에 기준 전압 Vref로서 공급된다. 또 콘덴서 C8은 노이즈 제거 목적으로 저항 R5, R6의 접속점과 음극 라인(51)의 사이에 접속되어 있다.
또한 콤퍼레이터(37)의 출력 단자와 + 입력 단자의 사이에는 저항 R7이 접속된다.
콤퍼레이터(37)의 - 입력 단자(반전 입력 단자)에는, 상술한 설정 출력 전압 Vtg'가 공급된다.
콤퍼레이터(37)의 출력이 비교 신호 S2이다. 콤퍼레이터(37)의 출력 단자는 저항 R9를 거쳐서 콤퍼레이터(36)의 - 입력 단자에 접속되어 있다.
IC(35)의 양 전원 단자, 음 전원 단자 사이에는 콘덴서 C9가 삽입되어 있다.
콤퍼레이터(36)의 - 입력 단자와 출력 단자 사이에는 저항 R10이 접속되고, 또한 - 입력 단자와 음극 라인(51)의 사이에는 콘덴서 C10이 삽입되어 있다.
콤퍼레이터(36)의 + 입력 단자와 출력 단자 사이에는 저항 R11이 접속되고, 또한 상술한 저항 R1, R2의 접속점과 + 입력 단자 사이에는 저항 R12가 접속되어 있다.
이상의 구성에 있어서 발진기부(14), 전압 비교부(15), 전압 설정부(16)가 되는 부분을 추출하여 나타낸 도 5를 이용하여, 도 3을 참조하면서 AC/DC 컨버터(1)의 동작을 설명한다.
우선 전압 비교부(15)의 콤퍼레이터(37)는, - 입력 단자에 설정 출력 전압 Vtg'가 공급되고, + 입력 단자에 기준 전압 Vref가 공급되고, 이들의 비교 결과로서 비교 신호 S2를 출력한다. 이 경우, 구체적으로는, 출력 전압 V2가, 임의의 설정 출력 전압 Vtg(도 3 참조)를 넘었을 때에, 설정 출력 전압 Vtg'와 기준 전압 Vref의 관계가 Vtg'>Vref가 되도록 설정되어 있고, 이 경우, 콤퍼레이터(37)로부터의 비교 신호 S2는 로우 레벨(온)이 된다. 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg보다 낮은 경우, 비교 신호 S2는 하이 레벨(오프)이 된다.
발진기부(14)의 콤퍼레이터(36)에 대해서는, - 입력 단자에 접속된 저항 R10과 콘덴서 C10의 값을 시정수로 한 발진 회로를 구성한다. 콤퍼레이터(36)로부터 출력되는 제어 신호 S1은, 이 발진 회로의 시정수에 의해 정해지는 발진 주파수를 가진 신호가 된다.
또한 저항 R1, R2에 의해 발진 개시 전압 Vst'가 설정된다. 입력 전압 V1이 발진 개시 전압 Vst에 도달하면, 발진기부(14)는 발진을 개시한다. 발진 개시 전압 Vst'는, 예컨대 입력 전압 V1이 2V~3V 정도가 되면 발진이 개시되도록 설정된다.
또한 저항 R11, R12에 의해 임계치가 설정된다. 예컨대 발진 회로에 의한 삼각파와 비교하는 임계치가 설정되고, 그 비교 결과로서, 구형파의 발진 신호로서의 제어 신호 S1이 출력된다.
또, 일례로서, R13=680Ω, R10=51㏀, R11=51㏀, R12=47㏀, R9=10㏀이다.
우선 도 3의 입력 전압 V1이 0V인 시점 t0으로부터 입력 전압 V1이 서서히 상승한 시점 t1의 동작을 설명한다. 다시 말해 입력 전압 V1이 발진 개시 전압 Vst에 도달하고 있지 않은 기간이다.
또 입력 전압 V1이 출력 설정 전압 Vtg보다 낮을 때에 대해서는, 동작은, 동작 전압 V3(예컨대 DC 5V)의 전원 공급이 되고 있는 것을 전제로 실행된다.
전압 비교부(15)의 콤퍼레이터(37)는, - 입력 단자의 전압(설정 출력 전압 Vtg')이 + 입력 단자의 전압(기준 전압 Vref)보다 낮아지므로, 비교 신호 S2는 오프(오픈)를 유지한다.
또한, 이 기간, 발진기부(14)는 발진을 행하고 있지 않다.
포토커플러 Ph1의 발광 다이오드 D10의 애노드에는, 동작 전압 V3이 인가되고 있기 때문에, 발광 다이오드 D10에는 전류가 흐른다. 즉, 전류가 동작 전압 V3(DC 5V 전원)→저항 R13→발광 다이오드 D10→저항 R10→콘덴서 C10의 경로로 흐른다. 발진기부(14)의 콤퍼레이터(36)는, 상기 경로로 전류가 흐르는 것에 의해, - 입력 단자의 전압이 + 단자의 전압보다 높아지기 때문에, 발진을 정지한 채로, 로우 레벨(쇼트)을 유지한다.
이것에 의해 FET(31)가 계속하여 온이 되기 때문에, 입력 전압 V1은 그대로 출력 전압 V2로서 나타난다.
입력 전압 V1이 더 상승하여 발진 개시 전압 Vst에 도달한 후의 기간(시점 t1~시점 t2)은, 다음과 같이 된다.
발진기부(14)는 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg보다 낮은 전압에서도, 입력 전압 V1이 발진 개시 전압 Vst를 넘으면 발진을 시작한다.
단, 발진 개시 전압 Vst의 설정(Vst'의 설정)을 설정 출력 전압 Vtg의 설정(Vtg'의 설정)에 접근시키면, 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg가 되기 직전까지 발진 정지의 상태를 유지할 수 있도록 할 수 있다. 도 3에서는 그와 같은 설계에 의해 발진이 개시되지 않는 상태를 나타내고 있다.
따라서 발진기부(14)(콤퍼레이터(36))의 출력인 제어 신호 S1은 계속하여 로우 레벨(온)이고, 발광 다이오드 D10에는 전류가 흐르고, FET(31)가 계속하여 온이 되고 있다. 따라서, 입력 전압 V1은 그대로 출력 전압 V2로서 나타난다.
출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg에 도달한 시점 t2 이후는 다음과 같이 된다. 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg를 넘으면, 전압 비교부(15)의 콤퍼레이터(37)는, 콤퍼레이터(37)의 - 입력 단자의 전압(설정 출력 전압 Vtg')이 + 입력 단자의 전압(기준 전압 Vref)보다 높아지므로, 비교 신호 S2가 로우 레벨(온)이 된다.
여기서 콤퍼레이터(37)의 출력 단자는, 저항 R9를 거쳐서 발진기부(14)의 콤퍼레이터(36)의 - 입력 단자에 접속되어 있다. 다시 말해 비교 신호 S2가 로우 레벨이 되면, 콤퍼레이터(36)(≒발진 회로)의 - 입력 단자가 로우 레벨(예컨대 그라운드 레벨)로 끌리게 되고, 발진기부(14)의 발진이 멈춘다.
다시 말해 출력 전압 V2가 높아져 비교 신호 S2가 온(로우 레벨)이 되면, 발진기부(14)의 발진이 멈춘다. 이때 콤퍼레이터(36)의 - 입력 단자의 전압이 + 입력 단자의 전압보다 낮아지므로 콤퍼레이터(36)의 출력 단자는 오픈을 유지한다.
이 경우, 포토커플러 Ph1의 발광 다이오드 D10에는 전류가 흐르지 않으므로, FET(31)는 오프가 된다.
이때, 상술한 바와 같이 저항 R13=680Ω에 비하여 저항 R10, R9의 저항값은 51㏀, 10㏀으로 높게 설정함으로써, 전압 비교부(15)의 콤퍼레이터(37)가 온(로우 레벨)하고 있는 상태에서도, 발광 다이오드 D10을 온할 만큼의 전류가 흐르지 않고, FET는 온하지 않는다. 왜냐하면 콤퍼레이터(36)의 출력 단자는 오픈이고, 또한 저항 R10을 거친 전류 경로를 생각하더라도, 발광 다이오드 D10의 양단 전압은 그 임계치 전압 이하가 되기 때문이다.
FET(31)가 오프가 됨으로써 출력 전압 V2는 저하한다.
그리고, 출력 전압 V2가 출력 설정 전압 Vtg보다 낮아지면, 비교 신호 S2는 오프(하이 레벨)가 되고, 발진기부(14)는 발진을 시작하고, FET(31)는 발진기부(14)로부터 출력되는 제어 신호 S1에 의해 미세하게 온/오프 제어된다.
여기서, 콤퍼레이터(36)의 + 입력 단자에 주어지고 있는 임계치는, 입력 전압 V1에 따라 변동한다.
이 때문에 발진 상태에 있어서, 제어 신호 S1의 하이 레벨(오프)/로우 레벨(온)의 듀티가 입력 전압 V1에 따라 변화하게 된다.
도 3에 나타내는 바와 같이, 입력 전압 V1이 설정 출력 전압 Vtg보다 약간 높은 상태에서는, 제어 신호 S1의 로우 레벨(온)의 기간이 비교적 길고, 한편, 시점 t3 이후로서 나타내는 바와 같이, 입력 전압 V1이 설정 출력 전압 Vtg보다 상당히 높아지면, 제어 신호 S1의 로우 레벨(온)의 기간이 짧아져 가게 된다. 다시 말해 FET(31)가 온이 되는 기간(단위 기간 내에서의 온 시간)이, 입력 전압 V1이 높을수록 짧아진다.
다시 말해 입력 전압 V1이 출력 설정 전압 Vtg보다 상당히 높아졌을 때는, 출력 전압 V2의 상승에 따라 발진을 멈추어 FET(31)를 오프시키면서, 또한 발진 중의 오프 기간의 비율도 길게 하여, 출력 전압 V2를 설정 출력 전압 Vtg로 안정화시키기 쉽게 하고 있다.
이상의 실시의 형태의 AC/DC 컨버터(1)는, 교류 입력 전압을 정류하는 정류부(11)와, 스위칭 소자(FET(31))를 갖고, 정류부(11)에서 정류된 입력 전압 V1을 받아 FET(31)의 스위칭 동작에 따라 전압 변환된 출력 전압 V2를 얻는 전압 변환부(12)를 갖는다. 또한 출력 전압 V2와 설정 출력 전압 Vtg의 비교 신호 S2를 생성하는 전압 비교부(15)와 발진기부(14)를 갖는다. 발진기부(14)는, FET(31)의 온/오프를 제어하는 제어 신호로서, 발진 기간과 발진 정지 기간을 갖는 제어 신호 S1을 출력함과 아울러, 제어 신호 S1의 발진 기간과 발진 정지 기간이 전압 비교부(15)에 의한 비교 신호 S2에 의해 제어되고, 또한 발진 기간의 제어 신호 S1의 펄스 듀티비가 입력 전압 V1에 따라 가변 제어된다.
즉 스위칭 소자(FET(31))의 온/오프를 제어하는 제어 신호 S1이, 출력 전압 V2에 따라 발진 기간이 제어되고, 입력 전압 V1에 따라 펄스 듀티비가 제어되도록 함으로써, 광범위한 입력 전압에도 대응할 수 있도록 하고 있다.
이 AC/DC 컨버터(1)에 의하면, 이른바 레귤레이트 렉티파이어로서 사용할 수 있는 AC/DC 컨버터를 실현할 수 있다.
AC/DC 컨버터를 레귤레이트 렉티파이어로서 사용하는 경우, AC 0V로부터 AC 100V 이상의 입력 범위가 필요한 것이나, 출력 전압의 제어 정밀도로서 보다 안정된 출력 전압이 요구되고 있었지만, 본 실시의 형태에 의하면, 이들 사정을 극복할 수 있다.
전술한 바와 같이, 넓은 입력 전압 범위에 대응하는 AC/DC 컨버터에 있어서는, DC/DC 컨버터가 스위칭 소자의 PWM 제어에 의한 전압 조작을 행하는 것만으로는 주변 소자로의 부담이 커져 버린다.
본 실시의 형태의 경우, 입력 전압 V1에 따라 전압 변환부(12)(DC/DC 컨버터)의 FET 구동을 정지하는 기간을 변화시켜 출력 전압 V2를 제어하는 것에 의해, 주변 부품의 펄스 전류에 의한 부하를 감소시킬 수 있다.
또한 출력 전압 V2의 변동을 검출하고 전압 변환부(12)의 FET(31)의 구동에 히스테리시스 제어(펄스 듀티비의 제어)를 더해, 2중으로 제어하는 것에 의해, 출력 전압 제어의 정밀도를 올리고 있다.
또한, 특허 문헌 1의 예에서는 DC/DC 컨버터의 입력 전압을 제어하여 광범위한 입력 전압 범위에 대응하기 위해 복수의 FET를 이용하고 있지만, 본 실시의 형태에서는, 하나의 FET(31)로 대응할 수 있게 된다.
출력 전압 V2는, 발전기(3)가 발전을 시작하면, 작은 전압으로부터 출력할 수 있다. 이것은 입력 전압 V1이 설정 출력 전압 Vtg 이하인 경우는, 정류부(11)의 출력을 그대로 출력 전압 V2로 할 수 있기 때문이다.
또한 실시의 형태의 전압 비교부(15)는, 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg를 넘은 경우에, 발진기부(14)에 의한 제어 신호 S1을 발진 정지 기간의 상태로 하게 하는 비교 신호 S2를 출력하고, 그 발진 정지 기간에 있어서 FET(31)는 오프로 제어된다.
이것에 의해 출력 전압 V2가 상승했을 때에 출력 전압 V2를 내려 설정 출력 전압 Vtg로 안정화시키는 동작이 실현된다.
또, 실시의 형태의 경우, 입력 전압 V1이 발진 개시 전압 Vst에 도달하고 있지 않은 기간(시점 t0~시점 t1)은 발진 정지 기간이 되고, 이때 FET(31)는 온이 된다.
한편, 입력 전압 V1이 설정 출력 전압 Vtg를 넘고 있을 때는, 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg를 넘으면, 콤퍼레이터(36)의 - 입력 단자가 0V(그라운드 전위)로 되고, 발진 정지 기간이 되지만, 이 경우, FET(31)는 오프가 된다.
다시 말해, 발진 정지 중으로서는 FET가 온이 되는 경우와 오프가 되는 경우가 있다. 입력 전압 V1이 발진 개시 전압 Vst에 도달하고 있지 않은 경우에, 발진 정지로서 FET(31)를 계속적으로 온함으로써, 출력 전압 V2를 빠르게 상승시키는 것에 적합하게 된다. 그리고, 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg를 넘은 경우에, 발진 정지로서 FET(31)를 계속적으로 오프로 함으로써, 전압 상승을 유효하게 억제하고, 안정화에 적합하게 된다.
또한 발진기부(14)는, 발진 기간의 제어 신호로서, 발진 시정수 회로(R10, C10)에 의한 발진 신호와 임계치를 비교하여 구형파 발진 신호를 출력하는 콤퍼레이터를 갖는 구성으로 되어 있다. 비교 신호 S2는, 출력 전압 V2가 설정 출력 전압 Vtg를 넘은 경우에, 콤퍼레이터(36)의 발진 신호의 입력 단자(- 입력 단자)를, 임계치의 입력 단자(+ 입력 단자)보다 낮은 전위로 하는 신호로 하고 있다.
발진 시정수 회로의 출력과 임계치(R11, R12의 접속점의 전위)를 비교하는 콤퍼레이터(36)에 의해 제어 신호 S1을 출력하는 구성으로 하는 경우, 발진 신호가 입력되는 - 입력 단자를, 임계치가 입력되는 + 입력 단자보다 낮은 전위(예컨대 그라운드 전위)로 함으로써 발진 출력을 정지시킬 수 있다.
또한 이 구성의 경우, 발진 출력의 정지, 재개를 신속히 행할 수 있고, 출력 전압 V2의 안정화 제어에 적합하다.
또한 발진기부(14)는, 입력 전압 V1에 의해 임계치(콤퍼레이터(36)의 + 입력 단자 전압)가 변화됨으로써, 제어 신호 S1의 발진 기간에 있어서의 펄스 듀티비가 가변 제어되도록 하고 있다. 특히 실시의 형태의 회로에서는, 입력 전압 V1을 분압하여 임계치를 설정하고 있다. 이것에 의해 입력 전압 V1에 따른 펄스 듀티비의 제어를 용이화할 수 있다.
이상 실시의 형태의 AC/DC 컨버터(1)에 대하여 설명하여 왔지만, 도 4, 도 5의 회로는 일례이고, 다른 회로의 예가 상정되는 것은 말할 필요도 없다.
또한 본 발명의 전원 장치는, 도 1과 같은 발전 시스템 이외에도 널리 적용할 수 있다.
1 : AC/DC 컨버터
11 : 정류부
12 : 전압 변환부
13 : 출력 필터부
14 : 발진기부
15 : 전압 비교부
16 : 전압 설정부
31 : FET
36, 37 : 콤퍼레이터

Claims (5)

  1. 교류 입력 전압을 정류하는 정류부와,
    스위칭 소자를 갖고, 상기 정류부에서 정류된 입력 전압을 받아 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따라 전압 변환된 출력 전압을 얻는 전압 변환부와,
    상기 출력 전압과 설정 출력 전압의 비교 신호를 생성하는 전압 비교부와,
    상기 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 제어 신호로서, 발진 기간과 발진 정지 기간을 갖는 제어 신호를 출력함과 아울러, 상기 제어 신호의 상기 발진 기간과 상기 발진 정지 기간이 상기 전압 비교부에 의한 비교 신호에 의해 제어되고, 또한 상기 발진 기간의 상기 제어 신호의 펄스 듀티비가 상기 입력 전압에 따라 가변 제어되는 발진기부
    를 구비한 전원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전압 비교부는, 상기 출력 전압이 상기 설정 출력 전압을 넘은 경우에, 상기 발진기부에 의한 제어 신호를 상기 발진 정지 기간의 상태로 하게 하는 상기 비교 신호를 출력하고,
    상기 발진 정지 기간에 있어서 상기 스위칭 소자는 오프로 제어되는
    전원 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 발진기부는, 상기 발진 기간의 제어 신호로서, 발진 시정수 회로에 의한 발진 신호와 임계치를 비교하여 구형파 발진 신호를 출력하는 콤퍼레이터를 갖는 구성이 되고,
    상기 비교 신호는, 상기 출력 전압이 상기 설정 출력 전압을 넘은 경우에, 상기 콤퍼레이터의 상기 발진 신호의 입력 단자를 상기 임계치의 입력 단자보다 낮은 전위로 하는 신호인
    전원 장치.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 발진기부는, 상기 발진 기간의 제어 신호로서, 발진 시정수 회로에 의한 발진 신호와 임계치를 비교하여 구형파 발진 신호를 출력하는 콤퍼레이터를 갖는 구성이 되고,
    상기 입력 전압에 의해 상기 임계치가 변화됨으로써, 상기 제어 신호의 상기 발진 기간에 있어서의 펄스 듀티비가 가변 제어되는
    전원 장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 발진기부는, 상기 발진 기간의 제어 신호로서, 발진 시정수 회로에 의한 발진 신호와 임계치를 비교하여 구형파 발진 신호를 출력하는 콤퍼레이터를 갖는 구성이 되고,
    상기 입력 전압에 의해 상기 임계치가 변화됨으로써, 상기 제어 신호의 상기 발진 기간에 있어서의 펄스 듀티비가 가변 제어되는
    전원 장치.
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