JPH0697845B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 《産業上の利用分野》 この発明は、交流電源から直流電源をつくるスイッチン
グ方式の電源装置に関する。

《従来の技術》 商用電源などを入力とする一般的なスイッチング電源の
ほとんどは、第３図に示すようなコンデンサ・インプッ
ト型整流回路を使用している。つまり、ダイオードブリ
ッジからなる整流回路１で交流入力が全波整流され、そ
の脈流がコンデンサ２で平滑されてDC−DCコンバータ３
に入力される。このコンデンサ・インプット型整流回路
の各部の波形は、周知のとおり第４図のようになる。

《発明が解決しようとする問題点》 例えば「スイッチング・レギュレータ設計ノウハウ」
（CQ出版株式会社、1986年８月１日発行、著者：長谷川
彰）の170〜171ページにも解説されているように、コン
デンサ・インプット型整流回路においては、入力電流Ii
は、交流入力の半周期ごとにごく短時間だけ流れるパル
ス電流となり、電流ピーク値は非常に大きくなる。その
ため、入力電流が流れる部分の回路素子（整流ダイオー
ドや突入防止回路などの素子）に充分な耐電流特性のも
のを使用しなければならず、このことがコスト低減の阻
害要因の１つになっている。

また、交流電源ラインに鋭くてピーク値の大きいパルス
電流が流れることで、ノイズ環境を相当悪化させてい
る。このパルス電流は電源の波形に同期しているので、
商用電源に多数のスイッチング・レギュレータが接続さ
れた場合、それぞれのパルス電流が重畳されてしまい、
問題はより大きくなる。

またコンデンサ・インプット型整流回路の場合、交流入
力の電圧を例えば100Vから200Vに変更すると、平滑コン
デンサ２の出力電圧も同様に変わるので、そのままでは
DC−DCコンバータ３への入力電圧が許容範囲を超えてし
まい、安定化電源としては動作しない。入力として100V
電源と200V電源の両方に対応できるようにした従来の装
置では、整流部の構成を倍電圧整流回路と普通の全波整
流回路とにスイッチによって切り換えるようにしてい
る。入力電源の電圧ランクによって上記スイッチを切り
換えることで、DC−DCコンバータに許容範囲内の平滑電
圧を供給することができる。また別の従来装置では入力
段にトランスを設け、トランスのタップ切り換えによっ
て入力電圧の変更に対応できるようにしている。いずれ
にしても従来の装置では、使用する交流電源の電圧ラン
クに応じた切り換え操作が必要であった。

この発明は上述した従来の問題点に鑑みなされたもの
で、その目的は、交流電源からの入力電流が抵抗負荷の
場合と同様な入力電圧にほぼ比例した電流となり、また
交流電源の電圧ランクが大きく変更になってもコンデン
サの両端にほぼ一定の電圧を発生することができるよう
にした電源装置を提供することにある。

《問題点を解決するための手段》 この発明に係る電源装置は、全波整流回路（10）とチョ
ッパ回路（20）と制御回路（30）とDC−DCコンバータ
（40）とを有するものである。チョッパ回路（20）は、
スイッチング素子（Q1）とインダクタ（L1）とコンデン
サ（C1）とダイオード（D1）とを有し、スイッチング素
子（Q1）が全波整流回路（10）の一方の出力側に接続さ
れ、インダクタ（L1）がスイッチング素子（Q1）の出力
側と全波整流回路（10）の他方の出力側に接続され、コ
ンデンサ（C1）が順方向に接続されたダイオード（D1）
を介してスイッチング素子（Q1）の出力側と全波整流回
路（10）の他方の出力側に接続され、コンデンサ（C1）
の両端から平滑された直流を出力する。DC−DCコンバー
タ（40）は、トランス（41）とスイッチング素子（Q3）
と駆動回路（42）と整流平滑回路（D3・D4・L4・C3）と
を有し、トランス（41）の一次巻線（L2）とスイッチン
グ素子（Q3）とが直列にチョッパ回路（20）の出力側に
接続され、駆動回路（42）がスイッチング素子（Q3）を
充分に高い一定周波数で所定デューティ比でもってオン
・オフ駆動し、整流平滑回路（D3・D4・L4・C3）がトラ
ンス（41）の二次巻線（L3）の出力を整流および平滑し
て安定な直流を出力する。制御回路（30）は、PWM回路
（31）と乗算器（32）と差動増幅器（33）と電流検出回
路（34）と誤差増幅器（35）とを有し、誤差増幅器（3
5）がDC−DCコンバータ（40）の出力電圧（V3）と基準
電圧（Vs）との誤差分を検出し、電流検出回路（34）が
インダクタ（L1）を流れる電流（I1）の低周波成分を検
出し、乗算器（32）が全波整流回路（10）の出力電圧信
号（V1）に誤差増幅器（35）の出力信号を乗算し、差動
増幅器（33）が乗算器（32）の出力信号と電流検出回路
（34）の出力信号との差分を増幅し、PWM回路（31）が
インダクタ（L1）を流れる電流（I1）の波形が全波整流
回路（10）の出力電圧（V1）の波形に追従して変化する
ようにスイッチング素子（Q1）を充分に高い一定周波数
で駆動するパルス幅制御された駆動信号を出力する（第
１図参照）。

《作用》 上述の構成において、制御回路（30）に含まれる第１の
制御手段によってスイッチング素子（Q1）の駆動パルス
幅が制御され、インダクタ（L1）を流れる電流（I1）は
全波整流電圧波形（V1）にほぼ追従して変化する。ま
た、制御回路（30）に含まれる第２の制御手段によって
スイッチング素子（Q1）の駆動パルス幅が制御され、DC
−DCコンバータ（40）の出力電圧（V3）は基準電圧（V
s）にほぼ等しく保たれる。

《実施例》 第１図はこの発明の一実施例による電源装置の構成を示
し、第２図はその主要部分の波形図である。

正弦波の交流入力はダイオードブリッジからなる整流回
路10で全波整流され、以下に詳述する昇圧型のチョッパ
回路20に入力される。チョッパ回路20は、PWM（パルス
幅制御）回路31によって交流電源より充分に高い一定の
周波数でオン／オフ駆動されるスイッチング素子Q1と、
スイッチング素子Q1とともに整流回路10の出力間に直列
接続されたインダクタL1と、スイッチング素子Q1のオフ
時にインダクタL1を通して電流が流れるようにインダク
タL1の両端に直列接続されたダイオードD1とコンデンサ
C1とを有する。コンデンサC1は相当大きな容量があり、
これの両端から入力とは逆極性で平滑化され電圧安定化
（後述）された直流出力が取り出される。なお、コンデ
ンサC2は高周波リップルを吸収するための小容量のコン
デンサで、本発明に必須のものではない。

チョッパ回路20の出力は絶縁型DC−DCコンバータ40でさ
らに安定化された所定電圧の出力となり、負荷に供給さ
れる。

この例のDC−DCコンバータ40は良く知られた構成で、ト
ランス41の一次巻線L2とスイッチング素子Q3とを直列に
してコンデンサC1の両端に接続し、スイッチング素子Q3
を駆動回路42によって充分高い一定の周波数で所定デュ
ーティ比でもってオン／オフ駆動する。そして、トラン
ス41の二次巻線L3の出力をダイオードD3とD4、インダク
タL4、コンデンサC3によって整流・平滑して直流出力を
得る。

整流回路10の全波整流の出力電圧V1の信号は乗算器とし
てのVCA（電圧制御型可変利得増幅器）32を経て差動増
幅器33に入力される。チョッパ回路20のインダクタL1を
流れる電流I1が電流検出回路を構成する変流器34で検出
され、その低周波成分の信号が差動増幅器33に入力され
る。PWM回路31は、この差動増幅器33の差動出力に従っ
て動作し、差動出力が最小になるようにスイッチング素
子Q1の駆動パルス幅（オン時間）を変化させる。また、
DC−DCコンバータ40の出力電圧V3の基準電圧Vsに対する
誤差が誤差増幅器35で検出され、この出力がフォトアイ
ソレータ36を介してVCA32の制御電圧となる。

以上の構成において、差動増幅器33では、チョッパ回路
20の入力V1の波形と、インダクタL1を流れる電流I1の波
形とが比較され、電流波形が電圧波形に追従して変化す
るように、PWM回路31によってスイッチング素子Q1のオ
ン時間が変えられる。

スイッチング素子Q1がオンのとき、整流回路10からスイ
ッチング素子Q1を通してインダクタL1に電流が流れ、イ
ンダクタL1にエネルギーが蓄積される。このオン期間の
電流増加値は、入力電圧V1に比例するとともにオン時間
に比例する。スイッチング素子Q1がオフすると、これに
蓄積されたエネルギーの放出による電流がコンデンサC1
側に供給される。

入力電圧波形とインダクタL1の電流波形との比較による
パルス幅制御は、結果として、入力電圧V1が大きいほど
スイッチング素子Q1のオン時間を短くするように作用す
る。この制御によって電流波形の変化が、入力電圧の線
波整流波形にほぼ等しくなる。つまり、交流入力側から
見ると、入力電圧と入力電流とがほぼ同じ波形で位相差
もなくなり、あたかも負荷が抵抗である場合とほぼ同じ
状態になる。以上が制御回路30に含まれる第１の制御手
段の作用である。

また、制御回路30に含まれる第２の制御手段は次のよう
に作用する。出力電圧V3が基準電圧Vsより大きいほどVC
A32のゲインが小さくなり、V3がVsより小さいほどVCA32
のゲインが大きくなる。このVCA32は第１の制御手段に
おける入力電圧の波形信号が通る回路であり、これのゲ
インは第１の制御手段の基底的なパラメータとなる。つ
まり、出力電圧V3が高すぎるとスイッチング素子Q1のオ
ン時間が短縮され、反対に低すぎるとオン時間が新調さ
れ、これによってチョッパ回路20の出力電圧V3、すなわ
ちDC−DCコンバータ40の入力電圧V2が増減され、その結
果DC−DCコンバータ40の出力電圧V3を基準電圧Vsに近ず
けるように作用する。

《発明の効果》 以上詳細に説明したように、この発明に係る電源装置で
は、入力電流が交流入力電圧にほぼ追従して変化し、位
相差のないほぼ正弦波状になり、交流電源側から見た電
圧と電流の関係が抵抗負荷の場合とほぼ同様になる。従
って、従来のコンデンサ・インプット型整流回路のよう
に短時間に集中的に大きなパルス電流が流れることがな
く、回路素子の耐電流特性の面の制約が緩和されるとと
もに、交流電源ラインに様々な悪影響を及ぼすノイズを
低減することができる。

また、前記チョッパ回路の昇圧および降圧作用と、第２
の制御手段による出力電圧のフィードバック制御作用と
によって、交流入力の電圧が変動したり、あるいは電圧
ランクを変更した場合でも、出力電圧を一定に保つこと
ができる。その結果、まったく切り換えを必要とせず、
例えば交流100V電流から交流400V電源まで適合する電源
装置が容易に構成できるようになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例による電源装置の回路図、第
２図は第１図の回路の要部波形図、第３図は従来のコン
デンサ・インプット型の電源装置の回路図、第４図は第
３図の回路の要部波形図である。 10……整流回路 20……チョッパ回路 Q1……スイッチング素子 L1……インダクタ C1……コンデンサ D1……ダイオード 30……制御回路 31……PWM（パルス幅制御）回路 32……乗算器（VCA） 33……差動増幅器 34……電流検出回路（変流器） 35……誤差増幅器 40……DC−DCコンバータ 41……トランス 42……駆動回路 Q3……スイッチング素子

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】全波整流回路（10）とチョッパ回路（20）
   と制御回路（30）とDC−DCコンバータ（40）とを有する
   電源装置であって、 チョッパ回路（20）は、スイッチング素子（Q1）とイン
   ダクタ（L1）とコンデンサ（C1）とダイオード（D1）と
   を有し、スイッチング素子（Q1）が全波整流回路（10）
   の一方の出力側に接続され、インダクタ（L1）がスイッ
   チング素子（Q1）の出力側と全波整流回路（10）の他方
   の出力側に接続され、コンデンサ（C1）が順方向に接続
   されたダイオード（D1）を介してスイッチング素子（Q
   1）の出力側と全波整流回路（10）の他方の出力側に接
   続され、コンデンサ（C1）の両端から平滑化された直流
   を出力し、 DC−DCコンバータ（40）は、トランス（41）とスイッチ
   ング素子（Q3）と駆動回路（42）と整流平滑回路（D3・
   D4・L4・C3）とを有し、トランス（41）の一次巻線（L
   2）とスイッチング素子（Q3）とが直列にチョッパ回路
   （20）の出力側に接続され、駆動回路（42）がスイッチ
   ング素子（Q3）を充分に高い一定周波数で所定デューテ
   ィ比でもってオン・オフ駆動し、整流平滑回路（D3・D4
   ・L4・C3）がトランス（41）の二次巻線（L3）の出力を
   整流および平滑して安定な直流を出力し、 制御回路（30）は、PWM回路（31）と乗算器（32）と差
   動増幅器（33）と電流検出回路（34）と誤差増幅器（3
   5）とを有し、誤差増幅器（35）がDC−DCコンバータ（4
   0）の出力電圧（V3）と基準電圧（Vs）との誤差分を検
   出し、電流検出回路（34）がインダクタ（L1）を流れる
   電流（I1）の低周波成分を検出し、乗算器（32）が全波
   整流回路（10）の出力電圧信号（V1）に誤差増幅器（3
   5）の出力信号を乗算し、差動増幅器（33）が乗算器（3
   2）の出力信号と電流検出回路（34）の出力信号との差
   分を増幅し、PWM回路（31）がインダクタ（L1）を流れ
   る電流（I1）の波形が全波整流回路（10）の出力電圧
   （V1）の波形に追従して変化するようにスイッチング素
   子（Q1）を充分に高い一定周波数で駆動するパルス幅制
   御された駆動信号を出力する 電源装置。