NO842609L - Hoeyhastighetskrets, f.eks. logisk celle, forsterker - Google Patents

Description

1 1 Foreliggende oppfinnelse vedrører elektriske kretser som er

i stand til operasjon med høy hastighet. Mer presist, ved-rører foreliggende oppfinnelse elektriske halvlederkretser, som både er hensiktsmessige som logiske celler og som forsterkere .

I den kjente teknikk, er halvlederanordninger blitt klassi-fisert i to generelle kategorier, nemlig unipolare anordninger (vanligvis kalt felteffekt-anordninger) og bipolare anordninger. Slike unipolare og bipolare anordninger er blitt brukt til logiske celler og lineære forsterkere i en rekke forskjellige krets-utformninger.

Logiske celler er kretser som opererer i to forskjellige tilstander og derfor er bistabile anordninger. Logiske cel-JLer har funnet omfattende anvendelse ved lagring av digital informasjon, f.eks. brukt i datamaskiner og annet databehandlingsutstyr. Den hastighet som bistabile anordninger kan _koples fra en stabil tilstand til den andre stabile tilstand med er viktig, idet databehandlingsutstyr krever større og større operasjonshastigheter.

Tettheten av logiske celler, dvs antallet logiske celler pr. kvadratenhet, er et annet viktig hensyn, ettersom databehandlingsutstyr krever et stadig større antall celler. Tettheten av de logiske celler har også betydning for den hastighet med hvilken informasjon kan sendes fra celle til celle. Kraftforbruket av logiske celler er ytterligere en viktig -faktor, da for sterk varme-oppbygning som følge av høyt kraftforbruk vil ødelegge de logiske cellene.

Forsterkere opererer over et lineært område for å forsterke et inn-signal Vj_nnraed en faktor K for dannelse av et ut-signal V U£. Størrelsen av forsterkningsfaktoren K er en viktig egenskap av lineære forsterkere. Forsterkerens båndbredde er også av betydning. Også den maksimale spenning, kalt gjennom-slagsspenningen, som forsterkeren har, er viktig å ta hensyn til ved slike anvendelser, som drift av et katodeståle-

-rør, som krever høye spenningsnivåer.

For inn-signaler som opererer ved svært høye frekvenser og over store frekvensbåndbredder, må det ved forsterkerkretser tas utformningshensyn av samme slag som ved logiske celler.

Logiske celler

Ved kjente logiske celler er det brukt mange forskjellige typer av unipolare og bipolare kretser. For høyfrekvent drift, er det ved kjente logiske celler brukt både mettede og umettede felles-emitter bipolare transistorkretser. Skjønt felles-emitterkretser er svært raske, har de Miller-effekt kapasitanser som tenderer til å resultere i lavere operasjonshastigheter. Når felles-emitterkretser drives i en mettet modus, vil lagringstiden, den tid som kreves for kopling ut av metning, også redusere den totale omkoplings-tiden. Det ble utformet Schottky umettede logiske celler for reduksjon av lagringstiden hos den mettede felles-emit-terform. Men den forsinkelsestid som forårsakes av Miller-effekt kapasitansen er et vedvarende problem selv i anordninger av Schottky-type. Den forsinkelsestid som resulterer fra Miller-effekten er proporsjonal med produktet av belastningsmotstanden og Miller-effekt kapasitansen.

Emitter-koplede logiske celler (ECL) er velkjente celler som er utviklet for drift med høye hastigheter. ECL-cellen redu-. serer problemet med lagringstid og Miller-effekt kapasitans, jen omkostningen er større kraftforbruk. ECL-cellen er et differensialpar av høyfrekvente transistorer i en felles-emitter-utformning som drives på lineær måte for at man skal unngå lagringstider og med kollektor-transistorer (eller motstander) med lav motstandsverdi for å redusere til et mi-nimum de forsinkelser som forårsakes av Miller-effekt kapasitans. På grunn av den lineære drift, dvs at transistorene ikke går i metningstilstand, er ECL-cellens lagringstid lav eller eliminert.

_ L J

Én frekvensrespons-analyse for en konvensjonell ECL-celle, som er koplet i en felles-emittermodus, basert på en hybrid ekvivalenskrets er som følger:

hvor

co^/D = -3db høyfrekvenspunkt

co^_ = forsterknings-båndbreddeprodukt (i radianer) cl>c = f rekvensbegrensning av Miller-effekt-kapitans (i radianer)

3 = transistor-lavfrekvens-forsterkning

"c<=><1>/(<R>L<C>C} (<2>)

hvor

Cc= transistor-utgangskapitans

FL = belastningsmotstandsverdi

hvor

F^= Forsterknings-båndbredde-produkt

(perioder pr. sekund)

Typiske verdier for ECL 100K logiske celler er som følger:

F = 5G Hz

Cc. = 0,55pF

FL = 10 0 ohm

P>=20

En omskrivning av ligning (1) gir følgende ligning:

Hvis de ovenstående, typiske verdier settes inn i ligning (4),fås ' et -3db høyfrekvenspunkt som følger: -L J æ"b/D = [k(5xl09)J/[20 (1+(0 , 5xl0-12) (100) (cr) (5xl09) )]

= [2,5/l,25jxl0<8>

= 200 Mhz

Ved å bruke den ligning som relaterer båndbredde og stigetid, kan vi skrive:

Stigetid = RT = 0,35/båndbredde

= 0,35/[cob/D]

= 0 ,35/ [200xl06]

= 0 ,35/ [200xl06]

Stigetid = 1,8 nanosekunder.

Ovenstående analyse gir en stigetid på 1,8 nanosekunder, som er svært nær den (typiske) stigetid på 1,5 nanosekunder for logiske ECL 100K celler som er elminnelig tilgjengelige fra produsentene.

Av ovenstående analyse fremgår at forsterknings-båndbredde-produktet har en merkbar effekt på den høyeste driftsfrekvens co^/D. Jo større f or sterknings-båndbredde-produktet er, desto høyere blir høyeste driftsfrekvens. Men jo større forsterkning 3 f desto lavere blir høyeste driftsfrekvens. Dette forhold skyldes Miller-effekten, som effektivt multipliserer RLCc-leddet i nevneren i ligning (4) med forsterkningen

Typiske verdier for kollektormotstandene for logiske ECL celler er 50 til 100 ohm. For å oppnå et logisk nivåsving på 1 volt spiss-til-spiss, er en kollektorstrøm på 20 milliampere typisk i 50 ohm tilfellet. Ettersom det brukes to transistorer for den logiske differensialport, er 20 milliampere typisk for en logisk ECL-port. Den typiske kraftforsynings-spenning er 5,0 volt for et totalt kraftforbruk på 100 milliwatt pr. port. Dette kraftforbruksnivå pr. port har hindret bruk av ECL celler i megetrstor-skala-integrasjons (VLSI) tettheter som lett kan oppnås med MOS og andre unipolare tek-nikker. Hvis det f.eks. ble konstruert et 4000 port-sett ved bruk av typiske ECL celler, ville et typisk sett forbruke j40|0^watt. Et slikt kraftforbruk er for stort. |

Det er generelt to veier å gå for å redusere kraftforbruket

i logiske ECL celler med høy tetthet. Den ene er å redusere den likestrøms-forspenningsspenning som brukes til drift av cellen. En reduksjon av forspenningsspenningen reduserer generelt omkoplingshastigheten. Skjønt kraftforbruket blir redusert, blir omkoplingshastigheten tilsvarende redusert.

Én annen mulighet for å redusere kraftforbruket er å øke kollektormotstandsverdiene i den logiske ECL celle. Hvis kollektormotstandsverdiene blir økt,øker imidlertid også

de uheldige følger av Miller-effekt kapasitansen. Derfor vil en reduksjon av kraftforbruket ledsages av en reduksjon av den logiske ECL celles frekvensadferd.

Kraftforbruket og frekvensadferden er direkte relatert i en ECL celle. Hvis kraftforbruket økes (belastningsresistansenøkes), økes driftsfrekvensen og omvendt. Det skjer en kraft/frekvens-avveining i ECL celler. Utformningsteknikker som er effektive når det gjelder å redusere kraftforbruket, kan brukes for å opprette en økning i frekvensadferd rela-tivt samme kraftforbruk. Mens kraft/frekvens-avveiningen er velkjent, er det ikke oppnådd tilfredsstillende nivåer av kraft/frekvensadferd spesielt for logiske celler med høy tetthet.

Følgelig er det behov for en bedret logisk celle, som har bedret kraft/frekvensadferd uten svekket støy-immunitet eller temperaturstabilitet.

Forsterkere

Forsterkningen av signaler blir gjennomført ved bruk av mange forskjellige bipolare og unipolare kretsutformninger. Video-signalforsterkere spesielt, har krevende utformningsbe-grensninger, fordi de krever stor hastighet, stor båndbredde og høy gjennomslagsspennings-karakteristikk.

j j/ed en gjennomgående bipolar løsning av videoforsterkere, er, en

video-kaskodeforsterker meget brukt. Kaskodeforsterkeren benytter et felles- emittertrinn for drift av et felles-basis-trinn. Ettersom lineær forsterkning er den primære funksjon av en videoforsterker, tillates anordningene ikke å gå i metning, og dermed blir lagringstid uten interesse. Den grunnleggende begrensning av den bipolare videokaskode er den begrensede utgangsspenningshevning som følge av den lave gjennomslagsspennings-evne av de bipolare høyfrekvens-transistorene. Gjennomslagsspenningene ligger typisk rundt 15-20 volt. For å oppnå en spenningshevning på 45 volt, eksempelvis, må den nødvendige gjennomslagsspenning ligge på minst 50-60 volt.

For å oppfylle gjennomslagskravet på 60 volt ved bruk av bipolare 15 volt anordninger, har man benyttet en høy-spennings-"_stapel" av bipolare anordninger. "Stapelen" produserer ikke helt tilfredsstillende resultater på grunn av den økte kapasitans som man støter på i basis-forspenningskretsen. Spenningene i basisknutepunktene for anordningene i stapelen har hver sin inngangskapasitans. Hvis det benyttes et hurtig stigetids-signal, vil stigetiden progressivt degradere ved hvert knutepunkt i stapelen. Skjønt den ønskede, høye gjennomslagsspenning oppnås, blir således frekvensresponsen tilsvarende redusert. Derfor har den bipolare kaskode-videoforsterker ikke vært fullt ut tilfredsstillende for anvendelser med høy frekvens/høy gjennomslagsspenning.

I en typisk videoforsterker med gjennombående MOS-bruk, er

en MOS transistor, som har høy gjennomslagsspenning, i kilde-til-avløp serie med en belastningsmotstand. ProblemeS: med slike kretser er frekvens-begrensningen som følge av den høye utgangskapasitans som vanligvis gjenfinnes i høy-gjennomslags-MOS transistorer (typisk 15 til 30 pikofarad). Når utgangs-kapasitansen for MOS anordningene multipliseres med belastningsmotstanden, møter man en svært langsom stigetid som resulterer i en dårlig frekvensrespons. Følgelig har de kjen-jte, unipolare videof orsterkerne ikke vært fullt ut tilfredsstillende for høyfrekvens-anvendelse. i

I i Verken gjennomgående bipolare eller gjennomgående unipolare kretser har virket tilfredsstillende. Skjønt det er blitt foreslått kombinasjoner av bipolare og unipolare anordninger,, har slike forslag hittil vært for begrenset anvendelse. En slik krets, kalt en BI-MOS krets, er foreslått. BI-MOS kretsen er en vekselstrøm-drevet krets som hittil ikke kunne brukes i bred båndbredde-drift. I en typisk krets av denne type er en induktiv strømtransformator koplet i serie med serie-kombinasjonen av kollektor-emitter for en bipolar høy-spennings-anordning og kilde-avløp av en MOS anordning. Utgangen fra strømtransformatoren drives basis av den bipolare høyspennings-transistor. Uheldigvis begrenser kretsens transformator driften til et smalt frekvensbånd. Kretsen kan ikke virke godt ved høyfrekvens eller lavfrekvens (likestrøm).

Ved drift av BI-MOS kretsen, blir en kondensator, som er koplet fra basis av den bipolare anordning til MOS anordningens kilde, ladet til spenningen av en parallell zenerdiode, når BI-MOS bryteren er "av". Når MOS anordningen blir koplet "på", kreves en basisdrivstrøm til den bipolare anordning for å starte kollektorstrømmen og slå den bipolare anordning "på". Basisdrivstrømmen utledes opprinnelig fra kondensatoren. Når kollektorstrømmen først er opprettet, sørger utgangen fra strømtransformatoren for drivstrøm til basis av den bipolare anordning.

Når BI-MOS kretsen brukes i en horisontal avbøyningskrets

for et katodestrålerør (CRT), er det oppstått igangsettingsproblemer. For at slike igangsettingsproblemer skal unngås, ble det nødvendig med kompliserte kretser som følger BI-MOS kretsen. De kjente BI-MOS kretser har ikke vist seg tilfredsstillende for drift med høy båndbredde (likestrøm til høy frekvens) og drift med høy hastighet og de er dessuten uforholdsmessig kompliserte.

Strømforsterkere

I en konvensjonell, horisontal avbøyningskrets for en CRT mottager, brukes vanligvis en omkoplingstransistor for høy spenning og høy strøm. Den konvensjonelle metode for å kople en slik transistor "på" og "av", benytter en transformator som er koplet for å drive basis. Anordningen drives fullt ut via basis og ikke gjennom emitteren. Denne type basis-drevet drift medfører merkbare begrensninger når det gjelder omkop-lingshastighet og gjennomslagsspenning av transistoren. I den basis-drevne typen, er lagringstiden for en typisk høy-strøm-transistor ca. 3-6 mikrosekunder. Høyspennings-transistorer har lange metningstider, i størrelsesorden 5-10 mikrosekunder, når de drives på konvensjonell basis-drevet måte. En strømtransistor har to parametre for gjennomslagsspenning B^CBO'kollektor-til-basis g jennomslagsspenningen med åpen emitter, og BVCE0'kollektor-til-emitter gjennomslag med basis åpen. BVCB0er alltid størst av de to. Ved en slik anordning er BVCB01.700 volt, mens BVCE0er 800 volt. Drift av en slik anordning i felles-emitter modus forårsaker lange metningstider og begrenset gjennomslagsevne. Den ønskede høy-prestasjons-omkopling for en monitor med høy oppløsning kan derfor ikke oppfylles med slike anordninger som drives i van-lig felles-emittermodus. Eksempelvis er tilbakeløpspulsene som genereres med tilgjengelige avbøyningsåk-induktanser for et farge-katodestrålerør i området 1.000 til 1.200 volt for en fullstendig avsøkning av 14,5 tommer, målt horisontalt.

Skjønt mange kretsanordninger, inklusive de ovenfor omtalte, er blitt brukt for dannelse av høyfrekvente logiske celler og/eller høyfrekvens-bred-båndbredde-forsterkere, er det behov for bedrede anordninger som kan arbeide enda raskere og på større båndbredder og som har akseptable■nivåer for driftsspenning, strøm og kraftforbruk.

Det er følgelig et formål med foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe bedrede kretser som kan makte høyere hastigheter og størrebåndbredder i drift med akseptable nivåer for spenning, strøm og kraftforbruk, både for anvendelse i logiske celler og i forsterkerceller.

Foreliggende oppfinnelse er en krets med stor hastighet, hvor! I- ' ...i én grunnleggende celle omfatter en første transistor med stor hastighet og en andre transistor med stor hastighet. Både første og andre transistor har høye forsterknings-båndbredde-produkter. Andre transistor er en unipolar (felteffekt) anordning, som er koplet i kaskodeform med første transistor. Den unipolare anordnings funksjon er å styre driftspunktet for første transistor over en skala fra "på" til "av", som en funksjon av at den unipolare anordning opererer på et punkt over skalaen fra "på" til "av". Den unipolare anordning er styrt av et inn-spenningssignal som blir påtrykt anordningens port.

I en logisk utførelsesform forårsaker et forspenningsnett at første transistor med stor hastighet tvinges i og ut av metningstilstand med stor hastighet. Stor hastighet foreligger, fordi omkoplingssignalet opptrer i første transistor via høy-strøms lav-inngangsimpedansklemmen. Omkoplingssignalet drives av den andre transistor. Høy-strøms lav-inngangsklem-men er kilden i en unipolar anordning og emitteren i en bipolar anordning.

I et utførelseseksempel av foreliggende oppfinnelse er den grunnleggende celle konstruert med felt-effekt-anordningen i form av en MOS anordning og med transistoren med høy hastighet i form av en bipolar anordning. MOS anordningens av-løp er koplet til emitteren for den bipolare anordning. Den bipolare anordning koples i og ut av metning via emitteren ved drift av MOS anordningen. Den bipolare anordning drives i._ felles-basis-modus med inngangen gjennom emitter og utgangen gjennom kollektor.

I felles-basis-modus forekommer ingen Miller-effekt, og kollektor -kapasitansen er derfor en lav verdi. Den lave kollektor -kapasitans vil for enhver gitt kollektorbelastnings-motstand produsere i liten tidskonstant og dermed tillate høy driftsfrekvens.

I Ijet annet utførelseseksempel er den grunnleggende celle pt-

I I

formet som en lineær forsterker. Forspenningsnettet på transistoren med stor hastighet velges slik at transistoren hol-des utenfor metning. Omkoplingssignalet til transistoren med stor hastighet er inngang til høy-strøms, lav-inngangsimpe-dans-klemmen, det vil f.eks. si gjennom emitteren i tilfelle av en bipolar anordning og gjennom kilden i tilfelle av en unipolar anordning. Transistoren velges med høy frekvenska-rakteristikk, dvs et høyt forsterknings-båndbredde-produkt, som tillater høy driftsfrekvens. Når en høy gjennomslagsspenning er nødvendig for den grunnleggende celle, velges den unipolare anordning med en høy gjennomslagsspenning. Ved en typisk anvendelse, brukes den grunnleggende celle som video-forsterker, hvor det både kreves høy driftsfrekvens og høy gjennomslagsspenning.

Den grunnleggende celle ifølge foreliggende oppfinnelse har mange utførelsesformer med høy prestasjon, som oppnår det mål å tilveiebringe bedrede kretser som er i stand til høy hastighet, stor båndbredde og høy signalutgangsdrift og/eller redusert kraftforbruk.

De ovenstående og andre formål, trekk og fordeler ved oppfinnelsen vil fremgå klart av nedenstående mer detaljerte be-skrivelse av foretrukne utførelseseksempler av oppfinnelsen, som vist i de medfølgende tegninger, hvor

fig. 1 viser en grunnleggende celle ifølge foreliggende oppfinnelse ,

fig. 2 viser en typisk logisk celle-utførelse av den grunnleggende celle ifølge fig. 1,

fig. 3 viser et utførelseseksempel som lineær forsterker av den grunnleggende celle ifølge fig. 1,

fig. 4 viser en lineær forsterker med stor båndbredde og høy gjennomslagsspenning, som er hensiktsmessig for forsterk-'ning av videosignaler for katodestrålerør, i L i—. ' 1 f fig. 5 viser en bølgeform som representerer driften av forsterkeren ifølge fig. 4,

fig. 6 viser en høyspennings, høystrøms utførelsesform av den grunnleggende celle ifølge fig. 1,

fig. 7 viser en bølgeform som er representativ for driften av kretsen ifølge fig. 7.

Grunnleggende celle - figur 1

I fig. 1 er det vist et elektrisk blokk-skjerna av den grunnleggende celle 13. Cellen 13 er sammensatt av fire elementer, som omfatter element 12, inklusive transistorene Ql og Q2 og to elementer 14 og 15. Cellen 13 mottar V. signalet på led-inn J ^

ning 16 og avgir V. signalet på ledning 17. Q2 er gjerne en unipolar anordning, som en metall-oksyd-halvleder (MOS)-transistor, mens Ql er en valgfri anordning med stor hastighet, som en bipolar eller unipolar transistor.

Et vesentlig særtrekk ved cellen ifølge fig. 1 er at det benyttes en spenningsstyrt anordning Q2 for å styre anordningens Ql ledning ved endring av strømmen gjennom den gode lednings-bane for Ql. Hvis anordningen Ql er en bipolar anordning, blir Ql styrt til et driftspunkt i skalaen fra "på" til "av". Styresignalet tilføres gjennom emitteren for Ql i en felles-basis driftsmodus. Hvis Ql er en unipolar anordning, blir Ql styrt gjennom sin kilde i en felles-port driftsmodus.

I fig. 1 har belastningen 14 en impedans Zl, og element 15 har i enkelte utførelsesformer en impedans Z2. I slike utfø-relsesformer har Z2 en verdi som generelt er mye lavere enn Zl, slik at kollektorstrømmen for en bipolar anordning eller avløpsstrømmen for en unipolar anordning er langt større enn basis- hhv portstrømmen. Samlet utgjør elementene 14 og 15

en forspenningskrets, som styrer driftspunktet av transistoren Ql. Ut-signalet V ut utledes fra en forbindelse mellom belastningselementet 14 og transistoranordningen Ql. Størrel-j

sen av V ut bestemmes av transistorens Ql operas jonspunkt, dvs av den strømmengde som ledes av transistoren Ql.

I fig. 1 er transistoranordningene Ql og Q2 valgt med forskjellige karakteristikker, avhengig av den funksjon som kretsen ifølge fig. 1 skal ha.

For drift med stor båndbredde, velges transistoranordningen Ql slik at den har et høyt forsterknings-båndbredde-produkt, f.eks. større enn 2 GHz. For anvendelser med høy gjennomslagsspenning, f.eks. i en videoforsterker for et katode-strålerør, velges transistoranordningen Q2 slik at den har gode gjennomslagsspenningsegenskaper.

Både for bruk som logisk celle og lineær forsterker, velges begge anordninger Ql og Q2 slik at de har høye forsterknings-båndbredde-produkter. Ved anvendelse i< en logisk celle, er det høye forsterknings-båndbredde-produkt viktig for å sikre at det opptrer lavt kraftforbruk for høye omkoplings-hastigheter. Ved video-forsterker-anvendel se ,. er det høye forsterknings-båndbredde-produkt viktig for å sikre at ut-signalskalaen blir forsterket i forhold til inn-signalska-laen ved høye omkoplings-hastigheter.

For anvendelse ved høy effekt og forholdsvis høye omkoplings-hastigheter, velges transistoren Ql slik at den gir høy ut-effekt ved høye omkoplingshastigheter.

- Logisk celle- operasjon - Fig. 1

Det vises til fig. 1. Hvis inn-spenningen v-j_nnpå ledning 16 ligger over anordningens Q2 terskelnivå, er både anordning Q2 og anordning Ql "på" (dvs "ledende"), og ut-spenningen på ledning 17 er en logisk "0". I "på"-tilfelle er spennings-nivået på ledning 17 sammensatt av "på"-spenningen for MOS anordningen Q2 og "på" spenningen av den bipolare anordning Ql. Begge "på" spenninger av anordningene Ql og Q2 er en funksjon av +Vcc og elementets 14 ledeevne. Hvis inn-spenningen på ledning 16 ligger under anordningens Q2 terskel- "nivå, er ut-spenningen på ledning 17 en logisk "1" ved Vcc og anordning Q2 og anordning Ql er begge "av" (dvs "ikke-ledende" ) .

Et viktig trekk ved den logiske celle 13 er de høye hastigheter, med hvilke cellen kan slås "på" og "av" mens det er lav effektspredning. Den totale hastighet er sammensatt av"det antall ganger anordningene Ql og Q2 "slås på" oa "slås av" og forplantningsforsinkelsene av den logiske celle.

Stor hastighet oppnås ved hjelp av to mekanismer. For det første drives Ql på felles-basis eller felles-port-måte, slik at Miller-effekten blir eliminert; for det annet drives emitter eller kilden for anordning Ql med en felt-effekt-anordning som ikke viser lagringstid. Generelt velges for-spenningselementet 15 med en verdi i forhold til element 14 som sikrer at anordningen Ql er mettet, når den befinner seg i "på" tilstand. Impedansverdien av element 15 er eksempelvis i en lavere størrelsesorden enn impedansverdien av element 14 .

Ved at anordningen Ql tillates å bli slått "av" på kaskode-måte som omtalt, reduseres den lagringstid betydelig som anordningen Ql normalt ville møte, dersom Ql var koplet i en standard felles-emitterkrets og ble koplet fra metning. Lagringstiden for en felteffekt (unipolar) anordning, som Q2, koplet på en felles-kilde-måte er merkbart mindre enn for en bipolar anordning som er koplet på felles-emitter-måte. Lagringstiden av en unipolar anordning er langt lavere, fordi det ikke kreves rekombinasjonstid for to forskjellige typer av bærere (huller og elektroner), ettersom en enkelt bærer-type har ansvaret alene.

Logisk celle- ytelse

Fordi cellen 13 ikke forsinkes av Miller-effekt kapasitans, C ,.vil omkoplingshastigheten av cellen 13 være en størrel-.sesorden eller mer større enn konvensjonelle ECL kretser un-I der de samme betingelser. For en første størrelsesorden—

-tilnærming, beskrives tiden for å "slå på /slå av", T , på/ av ■ cellen 13 i følgende ligning:

hvor

-Cc = anordningens Ql kollektor-kapasitans

Cm = anordningens Ql Miller-effekt kapasitans

<R>L<=>motstanden av Z-^ element 14

Cm<=>P(<C>c)

= transistorf orsterkning

Som angitt i ligning (6), vil stige/fall-tidene for den logiske celle, dersom Miller-effekt kapasitansen C m er svært liten eller ikke eksisterende, være lik produktet av belastningsmotstanden R ganger kollektor-kapasitansen Cc.

Typiske transistorforsterkninger 3 ligger mellom 10 og 50

og forårsaker at Miller-effekt kapasitansen blir 10 til 50 ganger større enn kollektor-kapasitansen. Hvis det benyttes en typisk verdi på 25 for transistorforsterkningen, vil den logiske celles hastighet ved foreliggende oppfinnelse være 25 ganger raskere enn en ECL-port med samme belastningsmotstand.

Når den grunnleggende celle 13 i fig. 1 blir drevet som en logisk celle, blir transistoren Q2 koplet om av det elektro-statiske felt som påtrykkes porten av inn-signalet på ledning 16. Den hastighet som porten 16 kan koples om med er en funksjon av inngangsportens kapasitans og utgangsavløps-kapasitansen for en felt-effekt-anordning. Inngangs-kapasitansen for porten av en felt-effekt-anordning kan gjøres svært lav, f.eks. mindre enn 5 pikofarad. Men utgangs-kapasitansen ved avløpet for en felt-effekt-anordning tenderer til å være mer enn fire ganger høyere enn portinngangs-kapa-^itansen. Utgangskapasitansen vil i enkelte kretser forårsake uheldige hastighets-ef f ekter, dvs vil gjøre kretsen lang-i i i i

■sommere.

1 I

-I den logiske celle ifølge fig. 1 blir de uheldige hastig-hetseffekter av den høye utgangs-kapasitans fra felt-effekt-anordningen Q2 opphevet av den lave ekvivalente inngangsmotstand av anordningens Ql emitter eller kilde, ettersom Ql er koplet i en felles-basis eller felles-port-utformning. Når f.eks. avløpet av felt-effekt-transistor Q2 koples til emitteren for en bipolar transistor Ql, er det velkjent at den ekvivalente emitter-inngangsmotstand Rg fremgår av følgende ligning:

hvor

[kQ/tJ = tilnærmet 2 6 millivolt

(romtemperatur)

I = emitterstrøm

Hvis kollektor-belastningsimpedansen 14 ifølge fig. 1 velges til 100 ohm, er emitterstrømmen I eomtrent 50 milliampere ved romtemperatur. Følgelig-er den ekvivalente emittermot-stand R omtrent 500 milliohm ved romtemperatur eller ca. 0,5 ohm. Selv om utgangs-kapasitansen av felt-effekt-anordningen Q2 er 100 pikofarad, er ReCctidskonstant-produktet fremdeles meget akseptable 50 pikosekunder. Dersom seks tidskonstanter representerer den normale overgangstiden, vil overgangstiden bli 300 pikosekunder og kretsen vil ha en båndbredde på ca. 1 G Hz .

Hvis transistoren Ql er en felt-effekt-anordning som er koplet i en felles-port-modus, er inngangskilde-motstanden

R , likesom R en lav verdi,

s e

Fordi anordningen Ql er koplet i felles-basis eller felles-port-modus, må transistoren Q2 være i stand til å kople om hele emitter- eller kilde-'strømmen som føres av transistor Ql. Den energimengde som kreves for å kople om transistoren Q2 er imidlertid liten, ettersom strømmen- til porten av Q2 ler liten da Q2 er en felt-effekt-anordning. Omkoplings-I-spenningen til porten for Q2 er forholdsvis høy, men^energien er lav (produktet av inngangsport-strøm og inn-gangsport-spenning), fordi inngangsport-strømmen er lav. Følgelig vil kombinasjonen av at den spennings-omkoplede transistor Q2 kopler om transistoren Ql ikke kreve stor inngangs-omkoplings-energi. Som tidligere antydet, er den hastighet som anordningen Q2 kan koples om med og i sin tur kan kople om anordningen Ql med også høy.

Den energi som går med til omkopling.av cellen 12 er ikke stor, mens hastigheten som cellen 12 kan omkoples med er stor.

Denne store hastighet kan utnyttes direkte eller den kan brukes i en hastighet/energi-avveining ("trade-off") for redusert energiforbruk. Denne avveining gjennomføres for å — redusere energiforbruket ved ;.å øke belastningsmotstanden RLav element 14. Økningen reduserer T tiden, men reduse-p.a/ av

rer også energiforbruket. Hvis motstanden reduseres til 1/25 av dens opprinnelige verdi, er energiforbruket 25 ganger mindre i det antatte eksemplet. Det typiske energiforbruk av en celle 13 er ca. 4 milliwatt pr. celle.

Omvendt kan den logiske celle 13 bringes til å operere med hastigheter som er 10 ganger større enn den konvensjonelle ECL port ved bruk av samme belastningsimpedans RL. Når øvre frekvens av en ECL anordning er ca. 50 0 MHz , kan foreliggende oppfinnelse følgelig brukes til å oppnå operasjon ved 5 Ghz eller høyere. Den eneste begrensning på øvre operasjons-frekvens er forsterknings-båndbredde-produktet av de enkelte celler Ql og Q2.

V LSI logisk celle - fig. 2

Den grunnleggende celle 31 i fig. 1 er i fig. 2 implementert for en VLSI (very-large-scale-integration eller meget stor-skalaintegrasjon) utførelse. I en typisk prosess kan den logiske celle 13 produseres ved bruk av 3 mikron linjebred-I i der, hvilket gir en tre til firetusen celle-populasjon på enI j halvlederbrikke. Den logiske celle ifølge fig. 2 er sammen-j 1 1 satt av fem transistorer Ql, Q2, Q3, Q4 og Q5. To transistorer, Ql og Q5 er bipolare anordninger, mens tre anordninger, Q2, Q3 og Q4 er C-MOS transistorer. Denne struktur innebærer en bipolar/MOS prosess, sammensatt av 12 til 14 maskelag. Alternativt kan diskrete eller hybride MOS og bipolare anordninger tas i bruk. Den logiske celle 13 er utformet for lavt energiforbruk, samtidig som det produseres en høy operas jonshastighet. Typiske forplantningsforsinkelser er. i en størrelsesorden på 1 nanosekund eller mindre.

Hvis inn-nivået på ledning 16 i fig. 2 er logisk "0", er elementet Q2 "av". Denne "av"-tilstand avskjærer element Ql og element Q5, de to bipolare anordninger. Når Ql og Q5 er i "av"-modus, er ut-ledningen 18 på logisk "1". Den logiske celle ifølge fig. 2 inverterer således inn-signalet. ..Hvis Ql og Q5 er "av", vil elementene Q3 og Q4 dessuten forbruke null energi. Elementene Q3 og Q4 er MOS versjoner av diskrete motstander. Disse MOS anordninger 03 og Q4 er utfø-relsesformer av impedansene 14 og 15 i fig. 1. I VLSI anordninger, erstattes diskrete motstander av halvledere for at anordningen skal bli mindre komplisert. Q5 i cellen er et emitter-følger-trinn som er utformet for å gi lav ut-impedans for drift av flere inn-porter (ikke vist) for en stor utfangs- (fan-out) evne.

Q5 drives "på" og "av" på lignende måte som Ql ved bruk av emitterbanen for at man raskt skal kunne slå "av". Skjønt cellen 13 viser viser et logisk nivå nær null volt på ledning 18, er kollektoren for Ql en forbindelse ("junction") + 0,7 volt over jord som følge av basis-emitterforbindelsen av Q5. For å sikre stor hastighet fra kretsen ifølge fig. 2, er det nødvendig å ha et høyt forsterknings-båndbredde-produkt av Ql og Q5, f.eks. 3-5 GHz. For slike forsterknings-båndbredde- verdier, vil ut-kapasitansen av transistorene Ql og Q5 typisk være mindre enn 1 pikofarad.

j En grunn til at det oppnås raskere tider for å slå av ved j jbruk av emitteren som inngang, er at åpning av emitteren, I

I I

avleder kollektorstrømmen ut fra basisområdet. Denne strøm-"sveip" fra basisregionen eliminerer lagringstiden som normalt forekommer i et felles-emitter-trinn.

Videoforsterkercell e - fig. 3

Videoforsterkercellen ifølge fig. 3 er en lineær utførelse av den logiske celle ifølge fig. 1 og 2. Den påtagelige forskjell er den evne videocellen ifølge fig. 3 har til å forsterke og nøyaktig reprodusere et lineært inn-signal V. på ledning 16 for å danne ut-signalet V på ledning 18. Fig. 3 viser den grunnleggende videocelle sammensatt av fi-re motstander (Ri, R2, R3, R4), tre kondensatorer (Cl, C2, C3), to induktorer LI, L2) og to transistorer (Ql, Q2). Ql er gjerne en høyfrekvens (forsterknings-båndbredde-produkt på 2 GHz) NPN transistor, mens Q2 er en høyfrekvens MOS"transistor, som en D-MOS transistor. D-MOS transistoren Q2 er gjerne en lateral anordning med et forsterknings-båndbredde-produkt på 3 Gi-Iz og en inn-kapasitans på 15 pikofa-~ rad. Videocellen ifølge fig. 3 er enestående ved at den bru-ker en MOS transistor med høy gjennomslagsspenning Q2 og en høyfrekvens transistor med lav gjennomslagsspenning Ql. Som følge av denne kombinasjon, er at videocellen er i stand til å vende ("slew") med ekstremt høye hastigheter med used-vanlig høy spenningstilpasning.

Videocellen av den type som er vist i fig. 3 blir ved en typisk anvendelse brukt til å drive katoden av et farge-kato-destrålerør for visning med høy oppløsning. Xatodekapasi-tansen av et farge-katodestrålerør er gjerne 14 pikofarad. Designspesifikasjoner på 180 Mhz videobåndbredde ved 25 V spiss-ti1-spiss med stige/falltider på 1,9 nanosekunder.

I forsterkercellen ifølge fig. 3 blir utgangsenergien som kan avgis på ledning 19 begrenset av strømeffektdata for transistorene Ql og Q2. For å øke ut-energieffekten, kan Ql og Q2 transistorene grupperes i parallell, som vist i fig. 4.

I

Høy- effekt videoforsterker - fig. 4

I fig. 4 er en høy-effekt videoforsterker gjengitt mer detal-jert. Forsterkeren omfatter et første sett av Ql transistorer som omfatter transistorene Ql-1 og Ql-2. Transistorene Ql-1 og Ql-2 er koplet i felles-basis-modus i en Darlington forbindelse med transistor Q6. Basis av transistor Q6 er tilknyttet mellom motstandene R2 og R3. Motstanden R3 er koplet til jord og motstanden R2 er via Ll/Cl kretsen koplet til motstand RI, som i sin tur er kop c let til V cc

Basismotstandene R6-1 og R6-2 er anordnet for å undertrykke forstyrrende svingninger som lett kan forekomme i høyfre-kvensanordninger. Belastningsmotstandene R7-1 og R7-2 er strøm-delende motstander. Induktorene Li .og L2 er standard parallell-resonansløfteanordninger ("shunt peaking devices"),

-som maksimerer stige/fall-tidene i kretsen. Kondensatorene

Cl brukes til nøyaktig styring av oversvingninger og under-svingninger av pulsresponsen.

I fig. 4 omfatter MOS Q2 anordningen 4 MOS transistorer Q2-1, Q2-2 , Q2-3 og Q2-4. Portene av transistorene Q2-1 til Q2-3

er koplet til hver sin portmotstand R5-1 til R5-4. Motstandene R5-1 til R5-4 brukes til å undertrykke forstyrrende svingninger på samme måte som motstandene R6-1 til R6-2. Hver motstand koplet mellom en tilsvarende port og V. signalet på ledning 16.

Forsterkeren ifølge fig. 4 skiller seg fra den som er vist

i fig. 3 ved at utgangs-motstanden R8 og den parallelle kondensator C4 er inkludert. Motstanden R8 er valgt for å beskytte forsterkeren ifølge fig. 4 mot høye spenninger på belastningen, som resulterer når det oppstår gnistover-slagsbetingelser. Kondensatoren C4 er valgt for å maksime-re frekvensresponsen og prøve å oppheve nærværet av motstanden R8 .

i Under operasjon har inn-spenningen Vj_nnen +2 V likespennings|-}forspenning og har et 3 V område mellom 2 og 5 v. Ut-spen-

' I

ningen V u^ på ledning 22 har en utgang på 60 V ned til 2 0 V, som en direkte funksjon av inn-spenningen V . '.Kretsen

mn

ifølge fig. 4 er i stand til å drive i overkant av 10 watt og utgangen kan følge inngangen med 1,9 nanosekunders sti-ge- og falltider.

Typiske verdier for komponentene i fig. 4 (som også kan be-<k>nyttes der de forekommer i fig. 3) er gitt i følgende tabell.

Forsterker- operasjon - fig. 5

I fig. 5 er det vist en bølgeform som er representativ for operasjonen av forsterkerkretsen ifølge fig. 4. Den verti-kale akse representerer spenning, V, og den horisontale ak-se representerer tid, t. Før tiden t0, er inn-spenningen V\nnpå 2 volt og utgangsspenningen er på 60 volt. I tids-! punkt t0 koples inn-spenningen til 5 volt og antar en trinn-'-•.. - 1 ...I

■puls-inngang i det vesentlige uten stigetid. Ut-spenningen

V ^ begynner å gå fra 60 volt mot 20 volt. I tidspunkt

ti har ut-spenningen V • gått fra 60 volt til 10% nivået av 54 volt. I tidspunkt t2 er V kommet til 24 volt. I t3 krysser V ut 20 volt nivået og svinger under til ca. 19 V. Ved 19 V reverserer utgangen retning, inntil den vender til-bake til nesten 21 V i t5. V u(. fortsetter å variere ("ring") -med redusert amplitude, inntil noe senere, tidspunkt ti, da den endelig faller til ro på 20 V. Tidsperioden mellom 10% spenningsnivåene av 54 V og 24 V, dvs tiden mellom ti og t2, er ca. 1,9 nanosekunder. Denne svært raske falltid oppnås delvis ved bruk av RC og LC kretsene i fig. 4. Uten disse kretser, ville falltiden fra 60 til 20 V være flere ganger større enn de 1,9 nanosekunder som vist ved V.a^t<I fig. 5 ville Va^t, dvs den alternative utgang, ha en falltid mellom 54 og 24 V, fra ti til t4 på ca. 5 nanosekunder.

Bølgeformen ifølge fig. 5 representerer en inn-spennings-overgang fra 2 til 5 V. Operasjonen med en inngangsovergang fra 5 til 2 V vill.e være grunnleggende den samme, bortsett fra at spenningsnivåene ville være reversert. Under normal operasjon, har V^' selvsagt verdier som rangerer mellom 2

og 5 V og V . har verdier som rangerer proporsjonalt mellom 6 0 og 2 0 V.

Effektforsterker - fig. 6

I fig. 6 er den grunnleggende celle 12 ifølge fig. 1 vist i et høy-spennings-, høy-strøms-, høy-effekt-utførelseseksem-pel. Forsterkeren ifølge fig. 6 kan brukes til mange formål. I enkelte anvendelser er det kan hende ikke bruk for lav-impedans-drivenheten, som inkluderer transistorene Q8

og Q9. Når det ikke er bruk for den, kan inngangen på ledning 16, V^n^ koples direkte til porten for Q2. I enkelte anvendelser representerer element 14 belastningen og belastningen 26 er eliminert. Element 14 kan være en kompleks belastning eller en ren motstandsbelastning. En hybrid ut-førelse av en fire-pols anordning (dannet av kombinasjonen j av forspenningskrets 15 og den grunnleggende celle 12) er

I

svært anvendelig og kan f.eks. brukes på energiforsyningsom-rådet. Den hybride pakken har tre ledninger sammen med huset som virker som fjerde ledning. Den fjerde ledning er koplet til kollektoren. De fire ledninger er betegnet som "C" (for kollektoren), "+VBB" (for forsyning), "B" (for basis) og "E"

(for emitter). Den hybride krets virker som effekttransistor med de spesifikasjoner som er angitt i tabell 2:

Som antydet i tabell 2, har kretsen høy spennings-håndte-ringskapasitet på +1.500 V med en 10 Amp. toppstrøm.

Effektforsterkeren ifølge fig. 6 blir gjerne brukt i den horisontale avbøyningskrets ifølge fig. 7, som er en del av en farge-katodestrålerør raster-avsøknings videomonitor for fremvisning med høy oppløsning. Effektforsterkeren ifølge fig. 6 kan lett tilfredsstille kravene til rask omkopling for en monitor med høy oppløsning. Ved en anvendelse har en monitor en 1280 x 1024 ikke-sammenflettet' kolonne-for-rekke i avsøkningsform og drives ved en horisontal avsøkningshastig-, {hpt på 64 Khz. Avsøkningsperioden inklusive tilbakeløpstiden -er 15,6 mikrosekunder med en tilbakeløpstid på 2,5 mikrosekunder. Tilbakeløpstiden er tildelt for at den horisontale avsøkningsstrøm skal skifte fra en positiv spiss-strøm til en negativ spiss-strøm.

Effektforsterkeren ifølge fig. 6 sammen med belastningen ifølge fig. 7 er utformet for å tilfredsstille høye ytelses-krav. I en monitor vil den raske reversering av avsøknings-strømmen forårsake en stor tilbakeløpsspenning over omkop-lingstransistoren. Størrelsen av tilbakeløps-spenningen er en funksjon av avbøyningsåk-induktansen L4 og tilbakeløpsti-den (retrace) TR.

Kretsen ifølge fig. 6 og 7 er en shunt-drevet energigjen-vinnings-krets, som benytter den grunnleggende celle 12, som omfatter transistorene Ql og Q2. Kretsen ifølge fig. 6 omfatter også transistorene Q8 og Q9 som lav-impedans-drivenheter for å drive høy-inngangs-kapitansen av en V-MOS transistor Q2 i en høy-prestasjons utførelse.I et utførelseseksempel er transistoren Ql en høy-spennings (BVCVQ typisk +1700 V), høy-strøms (5 Amp) effekttransistor. Elementene Zl, L3, L4, CRl, CR og CT er standard komponenter som benyttes for ener-gigjenvinning. CR (typisk 3300 pikofarad) er en tilbakeløps-kondensator, mens CT (typisk 1 mikrofarad) er en følgekon-densator. L3 (typisk justerbar fra 5 til 20 mikrohenry) er en mettbar induktor som benyttes for å linearisere avsøknings-strømmen på grunn av standard kretstap i form av varme-spredning. CRl er en dempningsdiode, mens Zl er en energi-isolasjonsinduktor (typisk 2000 mikrohenry). Induktoren L4

er åket og typisk verdi er 180 mikrohenry.

H orisontal avbøyningsoperasjon - fig. 6, 7 og 8

De spennings- og strøm-bølgeformer som representerer krets-operasjon ifølge fig. 6 og 7, er vist i fig. 8. Den horisontale avsøkningsstrøm 1^og tilbakeløps-spenningspulsen VFp som genereres under tilbakeløpsperioden er vist. Tilbake-iløpspulsen V riropptrer ved kollektoren for Ql, den bipolare ji transistor. Avsøkningsstrømmen 1^ er strømmen gjennom avbøy-

I

ningsåket, angitt ved L4.

V"insignalet driver V-MOS anordningen og er vist som en rek-tangulær bølge ved 0 eller 5 V med en arbeidssyklus på 1/3

"av" under Tl og 2/3 "på" under T2. Tl er typisk 5 mikrosekunder, mens T2 gjerne er 10,6 mikrosekunder for en total periode på 15,6 mikrosekunder.

Den horisontale avbøyningskrets ifølge fig. 6 og 7 opererer som et elektronisk svinghjul synkronisert av den negativt-forløpende overgang av inn-signalet Vif>AKretsen er et reso-nanssystem sammensatt av to resonanskretser med to resonans-frekvenser. Under tegneperioden TT bestemmes kretsresonan-sen av den totale induktans L3 pluss L4 samt sporkondensato-ren CT. Under tilbakeløpsperioden TRbestemmes resonansfrekvensen av summen L av L2 pluss L3 og CR, tilbakeløpskon-densatoren. Tilbakeløps-resonansfrekvensen RF_ fremkommer ved følgende ligning:

På lignende måte fremkommer resonansfrekvensen RFTved føl-gende ligning:

Det vil fremgå av fig. 8 at varigheten av signalet ikke styrer tilbakeløpstiden Tn. Varicrheten av T_ er snarere styrt som angitt i ligning (8) ovenfor. På lignende måte er tegneperioden TT ikke styrt av inn-stignalet V^^, men, som antydet ovenfor i forbindelse med ligning (9). Av denne grunn kan tilbakeløpstiden TRgjøres svært liten, slik at svært høye operasjonsfrekvenser muliggjøres ved høy energi.

Operasjonen av kretsen ifølge fig. 6 er for synkronisering av de to resonanskretser i belastningen 26 ved operasjon av den negativt-forløpende overgang av inn-signalet V^^.I til-j legg innfører transistorene Ql, Q2 energi i resonanskretse- ! ■•' i.. i j ne for å kompensere for tapet av energi som følge av varme og andre faktorer. Transistoren Ql koples svært raskt via sin emitter av operasjonen av Q2 transistoren på samme måte som i de øvrige utførelseseksempler av foreliggende oppfinnelse. I tillegg bidrar forspenningskretsen 15, inklusive transistor Q7 til å drive transistoren Ql i høy-effekt-anvendelsen av foreliggende oppfinnelse.

Skjønt'oppfinnelsen er vist og beskrevet spesielt under hen-visning til noen foretrukne utførelseseksempler, vil fagfolk forstå at det kan gjøres forskjellige endringer i form og detaljer uten avvik fra oppfinnelsens ånd og ramme.

Claims (9)

1. Høyhastighetskrets, karakterisert ved at den omfatter en første anordning (Ql) , inklusive en høyhastighets-transistor med et inn-område, et ut-område og et styreområde, hvor denne første anordning har et høyt forsterknings-båndbreddeprodukt, forspenningsanordninger (14, 15) som er koplet til styreområdet for styring av den første anordningens (Ql) operasjonspunkt på en måte som minimaliserer Miller-effekt kapasitans, en andre anordning (Q2), inklusive en unipolar transistor med en port, en kilde og et avløp, hvor den andre anordning (Q2) har et høyt forsterknings-båndbredde-produkt, hvor avløpet er koplet til inn-området for nevnte første anordning (Ql), porten er tilpasset for å motta et inn-signal for styring av avløps-strømmen og dermed strømmen som mates til inn-området for nevnte første anordning (Ql), slik at ut-signalet fra ut-området for første anordning (Ql) blir styrt med stor hastighet.

'2. Krets som angitt i krav 1, karakterisert ved at den første anordning (Ql) er en bipolar transistor og at inn-området er emitteren, ut-området er kollektoren og styre-området er basis, og hvor forspenningsanordningene (14, 15) forbinder første anordning i en felles-basis-modus .

3. Krets som angitt i krav 1, karakterisert ved at den første anordning (Ql) er en unipolar transistor og at inn-området er kilden, ut-området er avlø-pet og styre-området er porten og at forspenningsanordningene (14,15) forbinder den første anordning i en felles-port-modus.

4. Krets som angitt i krav 3, karakterisert ved at forspenningsanordningene (14,15) holder første anordning (Ql) i det lineære område, slik at ut-sig-( naiet er en lineær forsterkning av inn-signalet. j

5. Krets som angitt i krav 1, karakterisert ved at forspenningsanordningene (14, 15) omfatter første RLC-kretskomponenter (RI,LI,Cl), som er koplet mellom et første referansespenningsnivå og ut-området og omfatter andre kretskomponenter (R2,L2,C2), som er koplet mellom ut-området og styreområdet for å forspenne første anordning (Ql) i det lineære området.

6. Krets som angitt i krav 5, karakterisert ved at den omfatter LC kretskomponenter (L2,C2) som er koplet til ut-området for å tilveiebringe nevnte ut-signal.

7. Krets som angitt i krav 5, karakterisert ved at den omfatter RC kretskomponenter (R4, C3), som er koplet'mellom kilden og et andre referansespenningsnivå.

8. Krets som angitt i krav 1, karakterisert ved at første anordning (Ql) omfatter et flertall hurtig- -transistorer (Ql-1, Ql-2), som hver har et inn-område, et ut-område og et styreområde, hvor hver hurtig-transistor har et høyt forsterknings-båndbredde-produkt, og hvor første anordning (Ql) omfatter organer for å kople inn-områdene felles og omfatter organer for å kople ut-områdene felles og organer for å kople inn-områdene felles, slik at hurtig-transistorene opererer i parallell for å tilveiebringe ut-signalet, og hvor den andre anordning (Q2) omfatter et antall unipolare transistorer (Q2-1, Q2-2, Q2-3,Q2-4), som hver har en port, en kilde og et avløp og hver har et høyt forsterknings-båndbredde-produkt, hvor andre anordning (Q2) har organer for å kople nevnte kilder felles, organer for å kople nevnte avløp felles og organer for å kople nevnte porter felles for å motta inn-signalet.

9. Krets som angitt i krav 1, karakterisert ved at første anordning (Ql) er en effekt-transistor for å drive en belastning (26) som har resonanskretser som omfatter en første resonanskrets med en total induktans L og en tegnekondensator CT og omfatter en andre resonans- 1 krets som har nevnte induktans L og en tilbakeløps-kondensator CR, idet høyhastiqhetskretsen synkroniserer operasjonen av de nevnte resonanskretser.

<10.> Høvhastiqhets-effekt-krets for å drive en belastnina <_> (2fi) som har resonanskretser, karakterisert ved en første anordning (Ql), som omfatter en hurtig-effekt-transistor med et inn-område, et ut-område og et styreområde, forspenningsanordninger (14,15) som er koplet til styreområdet for å styre operasjonspunktet for nevnte første anordning i en modus for minimalisering av Miller-effekt-kapasitans, en andre anordning (Q2), som omfatter en unipolar transistor som har en port, en kilde og et avløp, hvor avløpet er koplet til inn-området for første anordning (Ql), porten er tilpasset for å motta et inn-signal for styring av avløps-strømmen og dermed den strøm som mates til inn-området for første anordning (Ql), slik at ut-signalet fra ut-området for første anordning (Ql) blir styrt med stor hastighet, hvilket ut-signal er koplet for synkronisering av resonanskretsen i belastningen.