Przedmiotem wynalazku jest uklad sterujacy bramkowanego przelacznika diodowego.W artykule zatytulowanym „A Field Termina- ted Diode'-' (polowa dioda obciazeniowa) Douglas E. Houston i inni, opublikowanym w IEEE Tran- sactions on Elestron Devices, tom ED-23, nr 8, sierpien 1976, opisano dyskretny pólprzewodnikowy wysokonapieciowy przelacznik, który ma pionowa geometrie i zawiera obszar, który moze byc odci¬ nany w celu uzyskania stanu zablokowania, lub tez moze silnie przewodzic, dzieki podwójnemu wstrzykiwaniu nosników, aby uzyskac stan wla¬ czenia. Urzadzenie to, które bedzie sie odnosilo do bramkowanego przelacznika diodowego (GDS) jest przyszlosciowym pólprzewodnikowym elementem zastepczym dla przelaczników elektromechanicz¬ nych, z powodu swych wysokonapieciwych wla¬ sciwosci. Jak to zostanie objasnione w dalszym ciagu moga byc wytwarzane odmiany tego urza¬ dzenia, inne niz opisano w tym artykule, które sa odpowiednie do wytwarzania obwodów scalonych oraz dwukierunkowych ukladów przelaczajacych. y Byloby równiez pozadane stosowac technike scalonych obwodów pólprzewodnikowych do wyt¬ warzania sterujacych ukladów do bramkowanych przelaczników diodowych. Nie jest to latwe, poniewaz w ukladach sterujacych stosowane zwy¬ kle napiecie blokujace bramki (lub siatki) musi byc w stanie utrzymywac bardziej dodatnie napiecie niz napiecie wystepujace na anodzie i katodzie 10 i musi dostarczyc prad, który jest przynajmniej o tej samej wartosci jaki przeplywa przez sam przelacznik.Bramkowany przelacznik diodowy opisanego typu stanowi wzgledna nowosc, w zwiazku z czym dotychczas malo bylo informacji publikowanych na temat sterujacych ukladów do tych urzadzen.Celem wynalazku jest opracowac pólprzewodni¬ kowy uklad sterujacy do stosowania z bramkowa¬ nym przelacznikiem diodowym, który moze byc wytwarzany na tym samym podlozu co przelacz¬ nik, który ma byc sterowany.Rozwiazanie powyzszego problemu, sterowania stanu pierwszego bramkowanego przelacznika dio- 15 dowego (GDS1), wedlug wynalazku polega na tym, ze uklad zawiera bramkowany przelacznik dio¬ dowy (GDS2) polaczony przez swoja katode z bramka pierwszego przelacznika, a rozgalezny obwód sterowania napieciowego jest dolaczony 21 do drugiego przelacznika dla sterowania przewo¬ dzeniem pomiedzy jego anoda a katoda.Stan drugiego przelacznika jest sterowany zwlaszcza przez rozgalezny obwód sterowania na¬ pieciowego, który specjalnie reguluje napiecie 25 bramka — anoda. Impuls o wzglednie niskim napieciu wyzwala obwód sterowania napieciowe¬ go. Obwód sterowania napieciowego moze praco¬ wac przy wysokich napieciach, lecz jego wydajnosc pradowa jest tylko skromna. Tak wiec prad stanu ustalonego plynacy przez drugi przelacznik musi 30 127 058wy w przekroju, fig- 2 — schemat przelacznika z ukladem sterujacym w pierwszym przykladzie wykonania, fig. 3 — schemat przelacznika z dru¬ gim przykladem ukladu sterujacego, fig, 4 — sche¬ mat dwukierunkowego przelacznika, który moze byc równiez sterowany przez uklad sterujacy z fig. 1, fig. 5 — uklad sterujacy przelacznik w kolej¬ nym przykladzie wykonania, a fig. 6 przedstawia uklad sterujacy wedlug wynalazku w dalszym przykladzie wykonania.Na fig. 1 przedstawiono korzystna postac struk¬ tury 10 bramkowanego przelacznika diodowego GDS, zawierajacej podloze 12 z powierzchnia glówna 11 i monokrystalicznym pólprzewodniko¬ wym korpusem 16, który w swej objetosci jest przewodnictwa typu p— i który jest oddzielony od podloza 12 przez warstwe dielektryczna 14.Zlokalizowany obszar anody 18 o przewodnic¬ twie typu p+ znajduje sie w korpusie 16 i ma czesc rozciagajaca sie do powierzchni 11. W kor¬ pusie 16 znajduje sie równiez zlokalizowany ob¬ szar bramki 20 o przewodnictwie typu n+ oraz zlokalizowany obszar katody 24 o przewodnictwie równiez typu n+. Obszar 22 o przewodnictwie ty¬ pu p, który ma czesc rozciagajaca sie do powierz¬ chni 11, otacza katode 24 i dziala jak ekran prze¬ bicia skrosnego zubozonej warstwy. Ponadto po¬ woduje wstrzymywanie inwersji czesci korpusu 16 do lub w poblize powierzchni 11 pomiedzy obsza¬ rami 20 i 24. Obszar bramki 20 znajduje sie po¬ miedzy obszarem anody 18 a obszarem 22 i jest od- 10 127 05$ ft byc* niewielkiej wartosci dla obwodu sterowania napieciowego, aby mógl przelaczyc drugi przela¬ cznik ze stanu wlaczenia do stanu zablokowania.Jesli drugi przelacznik jest w stanie zablokowa¬ nia, to potencjal bramki pierwszego przelacznika znajduje sie na takim poziomie, ze nie jest bardziej dodatni niz potencjal anody i katody, przy czym pierwszy przelacznik jest w stanie wlaczenia i prze¬ wodzenie pomiedzy anoda a katoda moze wystepo¬ wac. Aby przelaczyc pierwszy przelacznik do stanu zablokowania, potencjal jego bramki musi wzro¬ snac do wartosci bardziej dodatniej niz potencjal anody i katody, a elektrony przynajmniej tego rzedu wielkosci co przeplyw pomiedzy katoda i anoda, byly gromadzone przy bramce, i wycia¬ gane z bramki.Biorac pod uwage schemat obwodu, wyciaganie elektronów z bramki pierwszego przelacznika jest równowazne wymuszaniu (zródlowanie) przeplywu dodatniego ladunku (pradu) do bramki pierwszego przelacznika. Anoda drugiego przelacznika jest po¬ laczona ze zródlem napiecia, które jest bardziej dodatnie niz potencjal anody pierwszego przela¬ cznika. Jesli drugi przelacznik jest w stanie wla¬ czenia, to potencjal bramki pierwszego przelacz¬ nika (równiez katody drugiego przelacznika) jest bardziej dodatni niz potencjal anody pierwszego przelacznika, a drugi przelacznik jest zdolny do¬ starczac wystarczajacy dodatni prad, tak ze pier¬ wszy przelacznik zostaje przelaczony do stanu za¬ blokowania, lub w nim pozostaje.Przedmiot wynalazku jest blizej objasniony w przykladach wykonania na rysunku, na którym fig, 1 przedstawia bramkowany przelacznik diodo- 20 & 35 40 50 55 60 65 dzielony od obydwu przez objetosciowe czesci kor¬ pusu 16. Rezystywnosci obszarów 18, 20 i 24 sa mniej¬ sze w porównaniu z rezystywnoscia czesci objeto¬ sciowych korpusu 16. Rezystywnosc obszaru 22 jest posrednia pomiedzy rezystywnoscia obszaru kato¬ dy 24 a rezystywnoscia objetosciowej czesci korpu¬ su 16.Elektrody 28, 30 i 32 sa przewodnikami, które daja niska rezystancje styku z powierzchnia cze¬ sci obszarów 18, 20 i 24. Dielektryczna warstwa 26 pokrywa powierzchnie glówna 11 tak, aby izolo¬ wac elektrody 28, 30 i 32 od wszystkich obszarów innych niz te którymi maja pozostawac w styku elektrycznym. Elektroda 36 zabezpiecza styk o nis¬ kiej rezystancji z podlozem 12 poprzez wysoko domieszkowany obszar 31, który jest tego samego typu przewodnictwa co podloze 12.Korzystnie, podloze 12 i korpus 16 sa wykonane z krzemu, a podloze 12 moze byc przewodnosci typu n lub typu p. Kazda z elektrod 28, 30 i 32 korzystnie czesciowo pokrywa pólprzewodni¬ kowy obszar, z którym tworzy styk o niskiej rezystancji. Elektroda 32 równiez czesciowo pokry¬ wa obszar 22, To czesciowe pokrywanie, które jest znane jako pokrywanie pola, pozwala na dzialanie wysokiego napiecia, poniewaz powoduje wzrost napiecia przy którym nastepuje przebicie.Wiele oddzielnych korpusów 16 moze byc for¬ mowanych na wspólnym podlozu 12, co zapewnia otrzymanie wiele przelaczników.Struktura 10 jest zazwyczaj wykorzystywana jako przelacznik charakteryzujacy sie niska impedancja przejscia pomiedzy obszarem anody 18 a obsza¬ rem katody 24 w stanie wlaczenia (przewodzenia) oraz wysoka impedancja pomiedzy tymi dwoma obszarami w stanie wylaczenia (blokowania). Napie¬ cie doprowadzone do obszaru bramki 20 determi¬ nuje stan przelacznika. Przewodzenie pomiedzy ob¬ szarem anody 18 a obszarem katody 24 wystepuje jesli potencjal obszaru bramki 20 jest nizszy od potencjalu obszaru anody l&i obszaru katody 24. W stanie wlaczenia dziury sa wstrzykiwane do korpu¬ su 16 z obszarem anody 18, a elektrony sa wstrzyki¬ wane do korpusu 16 z obszaru katody 241 Dziury i ele¬ ktrony moga byc w ilosciach wystarczajacych dla utworzenia plazmy, która moduluje przewodnoscic- wo korpus 16. To skutecznie zmniejsza rezystan¬ cje korpusu 16, tak ze rezyistancja pomiedzy obsza¬ rem anody 18 a obszarem katody 24 jest stosunko¬ wo mala, gdy struktura 10 znajduje sie w stanie -wlaczenia. Ten rodzaj pracy okreslany jest jako podwójne wstrzykiwanie nosników.Obszar 22 ogranicza przebicie skrosne warstwy zubozonej utworzonej podczas wpóldzialania obsza¬ ru bramki 20 i obszaru katody 24 i hamuje two¬ rzenie sie powierzchniowej warstwy inwersyjnej pomiedzy tymi dwoma obszarami. Ponadto powo¬ duje to, ze obszar bramki 20 i obszar katody 24 sa wzglednie scisle rozmieszczone przestrzennie. Za¬ pewnia to równiez wzglednie niska rezystancje po¬ miedzy obszarem anody 18 a obszarem katody 20 w stanie wlaczenia.Podloze 12 jest zwykle utrzymywane na najbar¬ dziej dodatnim mozliwym poziomie potencjalu.Przewodzenie pomiedzy obszarem anody 18 a ob-*127 058 *5 szarem katody 24 jest hamowane lub odciete, jesli potencjal obszaru bramki 20 jest znacznie bardziej dodatni niz potencjal obszaru anody 18, obszaru katody 24 i obszaru 22. Wartosc przekroczenia do¬ datniego potencjalu potrzebne do zahamowania lub odciecia przewodzenia jest funkcja geometrii i kon¬ centracji domieszek (domieszkowania) poziomów struktury 10.Dodatni potencjal bramki powoduje pionowy przekrój poprzeczny czesci korpusu 16 pomiedzy obszarem bramki 20 a czescia dielektrycznej war¬ stwy 14 ponizej tej, która ma byc zubozona, a po¬ tencjal tej czesci korpusu 16 ma byc bardziej do¬ datni niz potencjal obszaru anody 18, obszaru ka¬ tody 24 i obszaru 22. Dodatnia bariera potencjalo¬ wa powstrzymuje przewodzenie dziur od obszaru anody 18 do*obszaru katody 24. To skutecznie od¬ cina korpus 16 przy warstwie dieelektryka 14 po¬ nizej obszaru bramki 20 i siega w dól do warstwy dieelektryka 14. Sluzy to równiez do zbierania elek¬ tronów emitowanych w obszarze katody 24 zanim moga one osiagnac obszar anody 18. Stan bloko¬ wania (nieprzewodzenia) jest stanem wylaczenia.Na fig. 2 przedstawiono uklad sterujacy 210 (zamkniety w kwadracie ograniczonym linia prze¬ rywana), który jest polaczony z bramkowanym przelacznikiem diodowym GDS1, w rodzaju przed¬ stawionego na fig. 1, który ma zaciski anody, katody i bramki. Przelacznik GDS1 jest przedsta¬ wiony za pomoca elektronicznego symbolu, który zostal przyjety do oznaczania róznych odmian bramkowanego przelacznika diodowego.Uklad sterujacy 210 zawiera bramkowany przela¬ cznik diodowy GDS2, który równiez moze byc przelacznikiem typu przedstawionego na fig. 1, który ma zaciski anody, katody i bramki, uklad ponadto zawiera dwa ograniczniki pradu CLI, CL2, tranzystor n-p-n Ql, diody p-n- Dl, D2, D3, rezy¬ story Rl, R2, R3 i kondensator Cl. Anody diod Dl i D3 oraz pierwszy zacisk ogranicznika pradu CLI sa polaczone z zaciskiem 212. Kolektor tranzystora Ql jest polaczony z katoda diody D3 i zacis¬ kiem 211. Katoda diody Dl jest polaczona z bramka przelacznika GDS2 i zaciskiem 220. Baza tranzy¬ stora Ql jest polaczona do zacisku wejsciowego 216 przez diode D2. Emiter tranzystora Ql jest dola¬ czony do jednej koncówki rezystora Rl i zacis¬ ku 217. Druga koncówka rezystora Rl jest polaczo¬ na z zaciskiem 218 zródlem zasilania VSS. Drugi zacisk ogranicznika pradu CLI jest dolaczony do zródla zasilania +V1 i zacisku 214. Drugi ogranicz¬ nik pradu CL2 jest polaczony pierwszym zaciskiem z katoda przelacznika GDS2, bramka sterowaneigo przelacznika GDS1 oraz z zaciskiem 222. Drugi ogranicznik pradu CL2 jest dolaczony drugim za¬ ciskiem do zródla zasilania —V3 i do zacisku 228.Trzeci ogranicznik pradu CL3 jest polaczony pier¬ wszym swoim zaciskiem z zaciskiem 220, a drugim zaciskiem ze zródlem zasilania — V4 i zaciskiem 226.Trzeci ogranicznik pradu CL3 oraz zródlo zasila¬ nia —V4 sa dowolnie dobrane. Zródlo zasila¬ nia —V4 moze miec to samo napiecie jak zródlo VSS lub -V3.Anoda przelacznika GDS2 jest polaczona z kon¬ cówka rezystora R3 i zaciskiem 221. Druga kon- . cówka rezystora R3 jest polaczona z pierwsza kon¬ cówka rezystora R2, zaciskiem 223 oraz pierwszym zaciskiem kondensatora Cl. Druga koncówka rezy¬ stora R2 jest polaczona ze zródlem zasilania +V2 5 i zaciskiem 224. Drugi zacisk kondensatora Cl jest polaczony z zaciskiem 218. Zródlo zasilania +V1 jest tak dobrane, ze jego napiecie jest bardziej dodatnie niz napiecie zródla zasilania +V2.Polaczenie elementów Dl, D2, D3, Ql, CLI, Rl io i CL3 (na fig. 2 maly prostokat ograniczony przery¬ wana linia A) stanowi odgaleziony obwód sterowa¬ nia napieciowego i sluzy do ustalenia potencjalu zacisku 220 (zacisk bramki przelacznika GDS2, tak aby sterowac stanem przelacznika GDS2. Konden- 15 sator Cl i rezystor R3 sa odpowiednio dobrane. Bez tych elementów Cl i R3 zaciski 221 i 223 bylyby bez¬ posrednio polaczone ze soba. KondensatorCl sluzy jako ograniczone zródlo ladunku, zastosowane jako pomocnicze przy przelaczaniu przelacznika GDS1 20 do stanu zablokowania. Bez kondensatora Cl na¬ lezaloby zapewnic wiekszy prad stanu ustalonego, plynacy przez przelacznik GDS2 kiedy jest on; w stanie wlaczenia, aby zapewnic odpowiedni osia¬ galny prad, który moze byc dostarczony do bram- 25 ki przelacznika GDS1, aby ten przelacznik GDS1 wylaczyc.Zasada dzialania jest nastepujaca: Przyjmujac, ze zaciski anody i katody przelacznika GDS1 sa do- lazcone odpowiednio do napiec zasilajacych+220 i 30 —220 V, przewodzenie moze wystepowac pomiedzy anoda i katoda, jesli bramka (zacisk 222) jest mniej dodatnia niz napiecie +220 V. Przewodzenie zosta¬ je odciete (przerwane) z powodu wzrostu potencja¬ lu bramki (zacisk 222) powyzej +220 V i przez 35 zastosowanie zródla dodatniego pradu plynacego do bramki przelacznika GDS1 (zacisk 222). Przy +V1 = +280V, VSS = OV, +V2 = +250V, -V3 = .= —250V, — V4 = —250V, przy ogranicznikach pra¬ du CLI, CL2 i CL3 ograniczajacych prad plynacy ¦w przez nie odpowiednio do 50 \iA, 5fiA i 5 uA, uklad 210 jest zdolny zabezpieczyc potrzebne potencjaly na zacisku 222 i zródle pradu do zacisku 222, niez¬ bedne do sterowania stanem przelacznika GDS1, Kontrukcja ograniczników pradu jest opisana na 45 przyklad w publikacji „Sourcebook of Electronic Circuits", John Markus, McGraw-Hill Book Co.. 1968 str. 171.Przypominajac po pierwsze, jako juz niezbedne, ze aby umozliwic przewodzenie przez przelacznik 50 GDS1, do zacisku 216 doprowadza sie sygnal wej¬ sciowy o napieciu od zera do 0,4V. To powoduje polaryzacje odciecia tranzystora Qli,pozwala zacis¬ kowi 212 przyjac potencjal zblizony do napiecia + VI (w przyblizeniu +280V). Bez obecnosci CL3, dioda 55 Dl przewodzi w przeciwnym kierunku az do mo¬ mentu gdy zacisk 220 osiaga w granicach kilku dziesiatych czesci wolta potencjal zacisku 212 i wówczas przerywa przewodzenie.Przy obecnosci CL3 wystepuje przeplyw pradu eo od zródla zasilania +V1 przez CLI, Dl, CL3 do zródla zasilania —V4. CLI i CL3 sa tak dobrane, ze napiecie pojawiajace sie na zacisku 220, przy pola¬ ryzacji odciecia tranzystora Ql, jest na poziomie, który jest znacznie bardziej podatni niz napiecie w zródla zasilania +V2, Dla tego przypadku, zaciskmts& 226 podobnie przyjmuje potencjal bliski napieciu +28«V. W takich warunkach przelacznik GDS2 zostaje spolaryzowany do stanu zablokowania i wówczas izoluje zacisk 222 od zródla napie¬ cia +V2, Napiecie zacisku 222 spada z powodu ujemnego napiecia zródla zasilania —V3 (—250V), az do momentu gdy zlacze bramka-anoda prze¬ lacznika GDS1 zostaje spolaryzowane w kierunku przewodzenia. Zacisk 222 ustala sie teraz na poten¬ cjale przylegania, ale nie wiekszym niz potencjal anody przelacznika GDS1. Odpowiednio, GDS1 jest spolaryzowany do stanu wlaczenia, a przewodzenie wystepuje pomiedzy anoda a katoda tego przelacz¬ nika. Prad przeplywajacy od anody do bramki GDS1 jest ograniczony przez CL2 do znikomej czesci pradu anoda-katoda, plynacego przez GDS1.Jesli przelacznik GDS2 znajdowal sie w stanie wlaczenia przed doprowadzeniem wejsciowego napiecia o poziomie 0—0,4V do zacisku 216, wtedy pozytywny prad plynie od zródla zasilania +V1, przez diode Dl do bramki przelacznika GDS2.CLI jest dobrany tak aby przepuszczal wiekszy prad niz ten, który przeplywa przez CL2, aby za¬ bezpieczyc, ze osiaga sie wystarczajacy dodatni prad doplywajacy do bramki przelacznika GDS2, tak aby odciac przewodzenie pomiedzy jego anoda a katoda. Tylko wzglednie mala wartosc pozyty¬ wowego pradu musi wplynac do bramki przelacz¬ nika GDS2, aby odciac jego przewodzenie, ponie¬ waz przewodzenie przez GDS2 jest tylko 5|iA.Tak wiec nie Jest konieczne stosowanie urzadzen wysoko-pradowych aby " zabezpieczyc niezbedny prad powodujacy przejscie przelacznika GDS2 do stanu wylaczenia.Potencjal zacisku 216 podnosi sie do poziomu 2—5V powodujac przelaczenie przelacznika GDS1 do stanu1 wylaczenia (zablokowania). Ten poziom napiecia wejsciowego polaryzuje tranzystor Ql w kierunku przewodzenia i pozwala na prace w nasyceniu. Potencjal zacisku 212 spada do na¬ piecia w przyblizeniu +1,6V (przyjmujac napiecie wejsciowe na zacisku 216 na poziomie 2V, napie¬ cie nasycenia zlacza kolektor-emiter na poziomie 0,3V dla tranzystora Ql, a spadek napiecia na dio¬ dzie D5 na poziomie 0,7V). Potencjal zacisku 212 w tym czasie jest funkcja poziomu napiecia wej¬ sciowego, napiecia nasycenia zlacza kolektor- emiter tranzystora Ql i spadku napiecia w kierunku przewodzenia diody t3. Bez obecnosci CL3, za¬ cisk 22fc dazy do wartosci przylegania równej na¬ pieciu +V2 lub bardziej ujemnego potencjalu z powodu uplywu przez diode I1. Potencjal za¬ cisku 280 nie moze spasc ponizej spadku napiecia na diodzie, ponizej potencjalu anody przelacznika GDS2, poniewaz dioda zlaczowa obejmujaca anode i bramke GDS2 zostaje spolaryzowana w kierunku przewodzenia i podciaga potencjal zacisku 2G. Przy obecnosci CL3^ zacisk 22fr jest szybko i aktywnie utrzymywany na wartosci przylegania do spadku na diodzie, porazej potencjalu anoefy przelacznika GBJS2. W kazdym przypadku, powoduje to prze¬ laczenie GD63 do* stanu wlaczenia. Tb powoduje, ze potencjal zacisku 222 jest równy napieciu +V2 minus spadek napifcia na rezystorach 113 i R2 oraz minus spadek napiecia w kierunku przewo¬ dzenia zlacza anoda-kafcoda przelacznika GOS2.Spadki napiec na rezystorach R£, Itt i praelaca- niku G0S2 sa tak dobrane, ze potencjal zacisku 222 jest bardziej dodatni niz potencjal anody 5 przelacznikaGDS1 o wartosc wystarczajaca do prze¬ laczenia GDS1 do stanu wylaczenia (zablokowania).Ponadto wystepuje wystarczajacy pozytywowy prad plynacy do bramki GDS1 aby przelaczyc przelacz¬ nik do stanu wylaczenia Zaraz po przelaczeniu io przelacznika GOSI przestaje plynac prad do jego bramki.Geometria i koncentracje domieszek przelacz¬ nika GDS1 okreslaja dokladnie o ile bardziej do¬ datni potencjal musi wystepowac na bramce wzgle- 15 dem anody i katody aby przelaczyc przelacznik GDS1.Nosniki mniejszosciowe (t.j. elektrony) emitowane przy katodzie GDS1 i zbierane przy bramce sta¬ nowia odpowiednik pozytywowego pradu plynacego 20 od +V2 przez R2, R3, GDS2 i do bramki (HMSl.Ten przeplyw pradu moze byc rzeczywisty, a w wyniku, konieczne jest wysoko-napieciowe i "pra¬ dowe urzadzenie takie jak GDS2 aby przelaczyc GDS1 do stanu wylaczenia. Wysoko-napieciowy 25 i wysoko-pradowy tranzystor w tym sterujacym ukladzie bylby nadmiernie kosztowny.Rezystory R2 i R3 ograniczaja przeplyw pradu od zródla +V2, przez przelacznik GDS2 do bramki przelacznika GDS1. Ponadto rezystor R3 ogranicza 30 przeplyw pradu od kondensatora Cl. To pomaga zabezpieczyc przed zniszczeniem GDS1* i/lub GDS2. W wielu telefonicznych zastosowaniach przelacznik GDS1 pracuje przy napieciu 48V po¬ miedzy anoda a katoda, w stanie wylaczenia, 50 jednakze mozliwe jest ze napiecie +220V wystepuje na anodzie i/lub katodzie, stosownie do dzwo¬ nienia, tekstowania, regulacji aparatów telefonicz¬ nych wrzutowych, a indukowane napiecie 60 Hz i odpowiednio obwód sterujacy 210 jest pfzeznaczo- 40 ny do blokowania tych wysokich napiec.Jesli Ql pracuje w nasyceniu, jego zlacze baza- kolektor jest potencjalnie spolaryzowane w kierun¬ ku przewodzenia. Dioda D3 sluzy do zabezpiecze¬ nia przeplywu pradu od wejsciowego zacisku 216, 45 przez zlacze kolektor-baza tranzystora Ql i naste¬ pnie przez diode Dl.Obwód z fig. 2 obejmujacy CL3, R2, R3 i Cl jest wykonany jako pojedynczy obwód scalony z GDS1 i GDS2, które sa typu przedstawionego na 50 fig. 1. Wytwarzane uklady sterujace zdolne sa do blokowania napiecia 500V pomiedzy anoda a ka¬ toda GDSI i odciecia (przerwania) pradu 100 mA.Jest to prad o wiele wiekszy niz móglby byc przepuszczany przez obwód sterowania napiecio*- 55 wego A elementami skladowymi latwo dostepnymi lub nadajacymi sie do wytwarzania ukladtów scalonych. Wartosc rezystancji rezystorów KI i H3 wynosi odpowiednio 1000 omów i 3000 omów, bez stosowania Cl i R2, przy czym K3 jest dolaczony 610 bezposrednio do zródla napiecia +T2. Cl i K2, jesli sa zastosowane, "redukuja czas potrzebny do przelaczenia GDSI ze stanu wlaczenia do stanu wylaczenia. Korzystna wielkoscia Cl jest 0,1 pF przy 111 = 1000 omów, HT-ZKIO6 omów, 55 a R3 ¦* 3000 omów,¦* K« 3i&. 3 przedstawiony jest uklad sterujacy 3tt, k%$ry jfcst potacsohy z bramkowanym przelaczni¬ kiem diodowym tifeKsl majacym za tod i bramki. tJklad sterujacy IM Jest podobny do ukladu 216 e fig. Z, z tym, &e diody ftl i DS sa wyeliminowane, a zastosowany jest pradowy uklad „zwierciadlany" zawierajacy tranzystory p-n-p <$2 i ^Cz&jaeymi, których bazy moga byc oznaczone Jako 4aCiski sterujace, a kolektory i emitery moga b#£ oznafcfeone odpowiednio jako pierwsze i drugie naciski wyjsciowe* Emitery tranzystorów Q2 i Q3 sa polaczone z za- Cwkiem IM i zródlem zasilania +V3i. Bazy tran¬ zystorów 4t'i 4M sa polaczone z kolektorem tran¬ zystora 4J£, pierwszym zaciskiem Ogranicznika pradu CL*t i ^Ciskiem li* Kolektor tranzystora 4£ je*rt pol^bny k bramka pniel^cznika GDS31 pte^Ws^m **Ciftktem Ogratticinika pradu CL33 i •ttcuMtien^^wodu 3*0. Wstystki* inne etementy SkladowefMen wiajemnepolaczenia sa podobne m^rM^ia^mnytht^ fig. 2.#Ofc#te*ie eletnentOw Btt, Q91, JUl, Q2, Q3, Otftl i €L9* (aainaCzone prostokatem ograniczo¬ nym pr**yw*na linia BJ jest o^uicaaae jako od- gaiationy' tibWGd stea*#ania napieciowego i jest pmeznacittmKdo ustawiania potencjalu aHfcisfcu 9i§, aby sterowal stanem przelacznika ODS92; Przy odpowiednio wysokim poziornle napicia (zwykle +* do +3V) dópróWadzdhegO dó zaci¬ sku 314! tranzystor 01 jest spolaryzowany W kie¬ runku przewodzenia i prad przeplyWa Od zródla zasilania ^Vll, przez Q2, CLSi* Qll, Mi do zródla zasilania VS#0. Tranzystory 02 i 03 sa rzeczywi¬ scie identyczne. Znanym jest, ze takie itolaczisenie Q2 i 03 zapewnia taki sant przeplyw pradu prz^z H*,j|afc ipfzezCja.Przy polaryzacji QM W Miertinku przewodzenia potencjal zacisku 3*0 jest równy po¬ tencjalowi zródla +V3l rhihtts napiecie fcolektór^e- nliter tranzystora Ol Przy niskim poz-ióniie wejscio¬ wego sygnalu M«, zostaje zablokowany tranzystor Q31 i prad przez ttlegtf rtie plynie. Wówczas nie przewodni foWriiez tranzystor Q3. Zacisk 320 jest dopfoWadzafty W przyblizeniu do potencjalu zródla —V34 az zla¬ cze anoda^bramka przelacznika GDS31 zOstaje spolaryzowane W kierunku przewodzenia, co po¬ woduje ze zacisk 32d przyjmuje potencjal bliski p$tgtic}&lOWi mnie) dodatniemu" niz potencjal zró¬ dla zasilania +V32. ftoteacjal +YI1 jest dobrany jako bardziej doda- m niz* potencja* +VZ2, a potencjal -V34 jest bar¬ dzie) ttjemny niz potencjal +V9L- Dzialanie prze- ftfcezftika 0&S31 sterujace stanem przelacznika 609H jes* takie samo jak to opisano W przypadku pttelaczrrik* G©W z fig. 3L Zródlo zasilania z lig 3 stosuja te same potencjaly co zródla zasilania przedstawione na fig. 1, co w ukladzie powoduje ulatwienie sterowania stanu przelacznika GDS31 napieciem ±21W na anodzie r/rub katodzie. Zmiana pfrteTECJahr zacisku 38fr powoduje, ze przelacznik GM£* dzlafcr w taki sam sposób jak przelacznik 4HM£2 z fig. I. Tak wiec stan G&S31 jest stero¬ wany w teii sato sposób jak ©»S* z fig. 2r, lecz przy przeciwnej polaryzacji sygnalu wejsciowego. 10 15 20 kóm*Hem%nfert*e trahzystoly ^Sl i t^2 lub *13 mofea stahdWiic taki sam obwód scalony jak 00532 przy fcfcydwfc sthtkttattMch ufermoWahych z zastoso¬ waniem dielektrycznej tóolacji.Nil fi*. 4 p«te«s!baWli(Wb dwukiferdhkbWy i^e- laczhlk l»jiWiera|^y ^ramteoWalife przelaczniki d«c^oWS4 i polaceOha jiest z katoda OB&4; katoda GDS3 po- laccfetta jest fc ahdda isMl, a bramki orzeczników sa p«dlaCzohfe. Zaleta tfcamfcoWanfcgb ^rifeliiicznika dittdttwe^o z fig. 1, te mttga tty^ lackie ptatefciw- r^whofóg»s dwa przeiafezhiki W ten sp&sob, ze niO- zna ciagife pWhosi€ Wysokie napija bez laWlhó- W&fr przebicia. Bramki GDS3 i 0*84 mbga byc pblafezblie z zaciskiem ttt sterlija^ego óbwbdU z fig. 2, lub z zaciskierh 9i2 t fig. 3, dla sterowania W sposób wcziesttiej Opisaity. Tak Wiefc stan G3ttS3 i GDS4 moze byc sterowany w ten sam sposób jak tlMl z fig. 2 i OW531 e fig. 3.MOzUwe sa rbwhie"* fdzhe rribdyfikafcje ukladu.Na grzyktód r^ihe ilinte Obwbdy sttSrfcjacfe rridga zastapi te przedstawione, dblaczbfce odpowietink) do bramek dtlSt i Ott&3 t fig. 2 i 3, aby zabez- Pie^cl^ pOzi^ttiy napieciowe i stterOWaiiie pradowe nietbedne dd sterowania stanem przelacznika. Po- ttidto trarttystOry rt^n moga »ye zastapidrie przez tritttzystOry p-ri^l, przy 2ap*WnieniU Odpowiedniej i^4flfTyza^r fe#del sasila^ac^h. Rezystory Rl i tUi rm$a by€ rezystorami prasoWanHrti. Emitery 01 iHti tttoga ty* odpowtHlfHt* polacfc«ne bezposred¬ nio z nepiaeidmi V«S i VsSO. W takim przypadku elementy ograniczaSlce prad, zwykle retystor móglby by€ wproW«tdzdny W *c£reg « odpowiedni¬ mi eeciskami wejsciowymi 21i i 916.Na fig: ^^rzedstawidrW Iriny przyklad wykonania ukladu ste?4tjatego 9M, któtjr jest dolaczony do zacisku bramki S» braTOktrWailegtf przelacznika diodowego OtteSi. Uklad sterujacy BH sluzy do sterowania s4attti GtiAti, a Obejmuje tranzystory MSI i 49*, diody 091 i i*9£* bramkoWariy przelacz¬ nik diodowy O0A5i, ogratttezftiki pradu €L91 i ttM Oraz rezystory Ml i R5L Elementy zam¬ kniete W prostokacie ograniczonym przerywana linia 5A sluza do sterowania potencjalu anotfa- katoda G0S52. Rezystor Rd£,jest niekonieczny i mozna go wyeliminowac.Przyjmujac, ze anoda i katoda GDS51 sa dola- czd«e ódpOWiedftio dO nalJi^ +%&V t -220¥, przewodzeitie' odbywa sia porm^ctey anoda a kato* da, jesli fcfcamfca GDS^I (zacisk 5S8) jest mniej dodatnur mi +2&V. Przewodzenie jest odciete (przerwane? przy W«o*exe p^fencja*st bramki pb- Wyaej +»2^V draz ptzck zaWe^iieczerfie zródla pra¬ du Wplywaj*fcgfl do bratnki (iacisk S2&) przelacz- nika ODSSt Pfzp naciach -+V« W.-+.2SW, tSS = # woltóW, -V92 = 2S0V i practóe ograni¬ czonym odpowiednio do 50fcA i 5(iA przez ogramezrri- fei€tóli€L2», uklad 510 zabezpiecza napicia na zar • cisku 528 i odpowiednia wydajnosc pcfadowa, niez¬ bedne do sterowania stanu przelacznika GDS51.Jeslt naieiy pbzwofóc na przewodzenie przez GB8&1, do zacisku wejsciowego 5*6 doprowadzany jest sygnal wejsciowy fr do 0,4V. To daje polaryza¬ cje odciecia tranzystora (grl,- a zacisk 51« przyj¬ muje potencjal: w przyblizeniu równy +V51. Ten 35 49 5« 55 69 6a11 127 058 12 Warunek daje polaryzacje odciecia tranzystora Q52 i wynikiem jest obwód otwarty pomiedzy zródlem +V51 a zaciskiem 526 (anoda GDS52). Tak wiec przelacznik GDS52 pozostaje w stanie wylaczenia dopóki nie plynie prad pomiedzy jego anoda a ka¬ toda. Przy stanie wylaczenia GDS52 zacisk 528 jest odseparowany od zródla +V51 i dazy do ujemnego potencjalu zródla —V52 (^250V) az potencjal zla¬ cza bramka-anoda spowoduje polaryzacje w kierun¬ ku przewodzenia przelacznika GDS51. Potencjal zacisku 528 podnosi sie do potencjalu nizszego, lecz bardzo bliskiego do potencjalu anody przelacznika GDS51. Odpowiednio, GDS51 jest spo¬ laryzowany do stanu wlaczenia i przewodzenie nastepuje pomiedzy anoda a katoda tego przelacz¬ nika. Prad plynacy od anody do bramki przelacz¬ nika GDS51 jest ograniczony przez ogranicznik CL52.Potencjal zacisku 516 wynosi teraz 3 do 5V. To powoduje przelaczenie GDS51 do stanu wylaczenia (zablokowania). Tranzystor Q51 jest spolaryzowany w kierunku przewodzenia i pracuje w nasyceniu.To powoduje, ze dioda D51 oraz zlacze emiter- baza tranzystora Q52 sa spolaryzowane w kierunku przewodzenia. Tak wiec tranzystor Q52 jest spola¬ ryzowany w kierunku przewodzenia, a przeplyw pradu odbywa sie od -kV51 przez zlacze emiter- kolektor Q52, zlacze anoda-katoda GDS52 i CL52 do zródla —V52. Napiecie kolektor-emiter tran¬ zystora Q52 przy jego polaryzacji w kierunku prze¬ wodzenia ma nizsza wartosc-niz spadek napiecia na przewodzacej diodzie D52. To powoduje, ze potencjal anody (zacisk 526) jest bardziej dodatni niz potencjal bramki (zacisk 524), tak ze GDS52 pozostaje w stanie wlaczenia. Przy GDS52 znaj¬ dujacym sie w stanie wlaczenia, zacisk 528 przyj¬ muje napiecie bliskie poziomowi +V51. Ten po¬ ziom potencjalu jest istotnie bardziej dodatni niz poziom potencjalu na anodzie- GDS51, aby prze¬ laczyc GDS51 do stanu wylaczenia. Geometria oraz koncentracje . domieszek przelacznika GDS51 scisle determinuje o ile bardziej dodatni musi byc potencjal bramki wzgledem potencjalu anody, aby przelaczyc GDS51.Aby przelaczyc GDS51 do stanu wylaczenia ko¬ nieczne jest nie tylko doprowadzenie potrzebnego poziomu napiecia do bramki GDS51, ale ponadto nalezy wywolac przeplyw pradu do bramki GDS51 o wielkosci porównywalnej z wielkoscia pradu plynacego pomiedzy anoda a katoda GDS51. Wie¬ ksza czesc doplywajacego do bramki GDT51 pradu plynie od zródla+V51, przez D52, a nastepnie przez bramke i katode GDS52. Reszta plynie od zródla ¦fV51 przez zlacze kolektor-emiter Q52 i nastepnie przez zlacze anoda-katoda GDS52. Ten pszeplyw pradu moze byc znaczny i w< rezultacie nalezy dy¬ sponowac urzadzeniem w^soko-napiediowym i pra¬ dowym, takim jak GDS52, aby przelaczyc GDS51 do stanu wylaczenia.^Wzmocnienie pradowe Q52 sluzy do ograniczenia przeplywu pradu do bramki GDS51 od GDS52.To zapewnia zabezpieczenie przez przepaleniem GDS51 i/lub GDS52. W wielu telefonicznych za¬ stosowaniach przelacznik GDS51 pracuje przy na¬ pieciu 48 V pomiedzy anoda a katoda w stanie wylaczenia, jednakze mozliwe jest ze wystepuje na anodzie i/lub katodzie napiecie ±220V niez¬ bedne do dzwonienia i indukowanego napiecia 60 Hz, a odpowiednio, uklad 510 jest zaprojekto- 5 wany do blokowania tych wysokich napiec.Na fig. 6 przedstawiono uklad sterujacy 610, który jest dolaczony do zacisku bramki bramko¬ wanego przelacznika diodowego GDS61. Uklad sterjacy 610 jest podobny do ukladu sterujacego 10 510 z fig. 5, za wyjatkiem dodatkowych tranzysto¬ rów n-p-n Q63 i Q64 oraz diod p-n D63 i D64.Tranzystory Q63 i Q64 polaczone sa w ukladzie Darlingtona, ze wspólnym kolektorem dolaczonym do zacisku 620, a emiter Q63 jest polaczony z baza 15 Q64 i zaciskiem 634. Kolektor Q62 jest polaczony z baza Q63 i zaciskiem 632. Emiter Q62 jest po¬ laczony z zaciskiem 620. Emiter Q64 jest polaczo¬ ny z anoda GDS62 i zaciskiem 626. Diody D62 D63 i D64 sa polaczone szeregowo pomiedzy zacis- 20 kami 620 i 624, przy czym anoda D62 jest pola¬ czona z zaciskiem 620, a katoda D64 z zacis¬ kiem 624. Elementy Q61, CL61, D61, Q62, Q63, Q64, D62, D63, D64, R81 i R62 stanowia sterujacy obwód odgalezny (zawarty w prostokacie ograni- 25 czonym linia przerywana 6A), który sluzy do re¬ gulacji napiecia anody GDS20 wzgledem napiecia katody. Rezystor R62 nie jest niezbedny i moze byc wyeliminowany.W pewnych technologiach pólprzewodnikowych 30 trudno jest uzyskac tranzystor p-n-p o duzym wzmocnieniu pradowym. Polaczenie tranzystorów Q62, Q63 i Q64 stanowi równowaznik tranzystora p-n-p, który charakteryzuje sie wzglednie wyso¬ kim wzmocnieniem pradowym. W ten sposób tran- 33 zystcwry Q62, Q63 i Q64 spelniaja te sama funkcje co tranzystor Q62 z fig. 5. Diody D63 i D64 sa potrzebne aby przesunac dodatkowe spadki napiec emiter-baza tranzystorów Q63 i Q64. Gdy tran¬ zystory Q62, Q63 i Q64 sa spolaryzowane przewo- 40 dzaco, napiecie bramki przelacznika GDS62 (za¬ cisk 624) jest mniej dodatnie niz napiecie anody tego przelacznika (zacisk 626.) To pomaga w za¬ bezpieczeniu, ze przelacznik GDS62 pozostaje w stanie wlaczenia. 45 Uklad wedlug fig. 6, wylaczajac rezystor R62, zostal skonstruowany i zbadany. Ten uklad ste¬ rujacy 610 pozwala na blokowanie napiecia 500 V na anodzie i katodzie GDS61 i na odcinanie (prze¬ rywanie) pradu plynacego przez ten przelacznik 50 o natezeniu 100 mA.Przyklady opisane przedstawiaja glówne idee rozwiazania wedlug wynalazku. Mozliwe sa rózne modyfikacje zgodne z istota wynalazku. Na przy¬ klad inne urzadzenia przelaczajace, takie jak tran- 55 zystory MOS, moga byc zastosowane zamiast tranzystorów bipolarnych, zas dostarczane napiecia odpowiedniej wartosci i polaryzacji dostosowuje sie w znany sposób. 69 Zastrzezenia patentowe 1. Uklad sterujacy bramkowanego przelacznika diodowego, który to sterowany przelacznik glówny stanowi strukture pólprzewodnikowa, której czesc objetosciowa korpusu ma wzglednie wysoka rezy- 85 stywnosc, przy czym w korpusie utworzony jest127 058 ii pierwszy obszar o przewodnictwie pierwszego typu i wzglednie niskiej rezystywnosci, drugi ob¬ szar o przewodnictwie drugiego typu, przeciwnym do przewodnictwa pierwszego obszaru oraz obszar bramki o przewodnictwie drugiego typu, które 5 to obszary pierwszy i drugi oraz obszar bramki sa wzajemnie oddzielone od siebie przez czesc objetosciowa pólprzewodnikowego korpusu, ponad¬ to obszary pierwszy i drugi sa dolaczone do za¬ cisków wyjsciowych przelacznika glównego, przy io czym po doprowadzeniu pierwszego napiecia do obszaru bramki, w korpusie pólprzewodnikowym wystepuje obszar zubozony, zabezpieczajacy przed przeplywem pradu pomiedzy obszarami pierwszym i drugim, a po doprowadzeniu do obszaru bramki 15 drugiego napiecia i przy doprowadzonych odpowied¬ nich napieciach do pierwszego i drugiego obszaru, pomiedzy tymi obszarami pierwszym i drugim wystepuje przeplyw pradu przy wzglednie niskiej rezystancji w wyniku podwójnego wstrzykiwania 20 nosników, znamienny tym, ze zawiera pomocniczy bramkowany przelacznik diodowy (GDS2, GDS52, GDS62) ^takiego rodzaju jak przelacznik glówny (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61), przy czym obszar katody przelacznika pomocniczego (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) polaczony z zaciskiem wyjsciowym (222, 322, 528, 628) ukladu sterujacego (210, 310, 510, 610) jest dolaczony do obszaru bramki stero¬ wanego przelacznika glównego (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61), a obszar bramki przelacznika po¬ mocniczego (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) dola¬ czony jest do wyjscia (220, 320, 524, 624) obwodu sterowania napieciowego (A, B, 5A, 6A), ponadto zacisk wyjsciowy (222, 322, 528, 628) ukladu ste¬ rujacego jest polaczony z pierwszym zródlem 34 ujemnego napiecia (-V3, -V33, -V52, -V62) po¬ przez ogranicznik pradu (CL2, CL32, CL52, CL62), ograniczajacy natezenie maksymalnego pradu ply¬ nacego przez przelacznik pomocniczy (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) do wartosci mniejszej od 49 natezenia maksymalnego pradu plynacego przez przelacznik glówny (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61). 14 25 30 2. Uklad wedlug zastrz. 1, znamienny tym, ze. obwód sterowania napieciowego (A) zawiera element przelaczajacy (Ql), którego wyjscie (211) jest polaczone z wyjsciem sterujacym obwodu sterowania napieciowego (A) oraz polaczone z pier¬ wszym zródlem dodatniego napiecia (+V1) po¬ przez drugi ogranicznik pradu (CLI), przy czym pierwszy ogranicznik pradu (CL2) ogranicza prad do znacznie mniejszej wartosci niz drugi ogra¬ nicznik pradu (CU). 3. Uklad wedlug zastrz. 2, znamienny tym, ze element przelaczajacy (Ql) stanowi tranzystor zlaczowy, którego kolektor stanowi wyjscie (211), a emiter poprzez rezystor (Rl) dolaczony jest do zródla zasilania (VSS), do którego poprzez konden¬ sator (Cl) jest równiez dolaczony wspólny punkt (223) szeregowego polaczenia dwóch rezystorów (R2, R3), poprzez które obszar anody przelacznika pomocniczego (GDS2) polaczony jest drugim zró¬ dlem dodatniego napiecia (+V2), które to napiecie drugiego zródla (+V2) jest mniej dodatnie niz napiecie pierwszego zródla (+V). 45 50 55 60 60 4. Uklad wedlug zastrz. 2, znamienny tym, ze¬ wyjscie (220) obwodu sterowania napieciowego (A) jest poprzez trzeci ogranicznik pradu (CL3) pola¬ czone z drugim zródlem ujemnego napiecia (—V4) a z kolektorem tranzystora (Ql) poprzez pierwsza diode (Dl) i trzecia diode (D3), przy czym baza tego tranzystora (Ql) jest polaczona z wejsciowym zaciskiem (216) poprzez druga diode (D2). 5. Uklad wedlug zastrz. 4, znamienny tym, ze pierwsza dioda (Dl) ma swoja katode polaczona z bramka pomocniczego przelacznika (GDS2), a anode ma polaczona z anoda trzeciej diody (D3), której katoda jest polaczona z kolektorem tranzy¬ stora przelaczajacego (Ql). 6. Uklad wedlug zastrz. 4, znamienny tym, ze anoda drugiej diody (D2) stanowi zacisk wejscio¬ wy ukladu (216), a katoda tej diody (D2) polaczo¬ na jest z baza tranzystora przelaczajacego (Ql). 7. Uklad wedlug zastrz. 1, znamienny tym ze obwód sterowania napieciowego (B) zawiera dwa elementy przelaczajace (Q2, Q3), których jedne wyjscia polaczone sa w zacisku wyjsciowym (314) dolaczonym do zródla dodatniego napiecia (+V31), a drugie wyjscie pierwszego elementu przelaczaja¬ cego (Q2) wraz z wejsciami sterujacymi obydwu elementów przelaczajacych (Q2, Q3) polaczone sa z ogranicznikiem pradu (CL31), przy czym drugie wjscie (320) drugiego elementu przelaczajacego (Q3) jest polaczone z bramka glównego bramkowanego przelacznika diodowego (GDS32). 8. Uklad wedlug zastrz. \ znamienny tym, ze obwód sterowania napieciowego (5A) zawiera dwa elementy przelaczajace (Q51, Q52), przy czym zacisk sterujacy pierwszego elementu przelaczajacego (Q51) stanowi wejsciowy zacisk ukaldu (516), a zacisk sterujacy (518) drugiego elementu przelaczajace¬ go (Q52) polaczony jest z pierwszym zaciskiem wyjsciowym (512) pierwszego elementu przelacza¬ jacego (Q51) poprzez ogranicznik pradu (CL51), a ponadto pierwszy zacisk wyjsciowy (526) jest po¬ laczony z obszarem anodowym pomocniczego bramkowanego przelacznika diodowego (GDS52), a drugi zacisk wyjsciowy (520) drugiego elementu przelaczajacego (Q52) jest polaczony ze zródlem do¬ datniego napiecia (+V51) i jednoczesnie z galezia przesuwania poziomu (D52), której drugi zacisk (524) polaczony jest z bramka pomocniczego bramkowa¬ nego przelacznika diodowego (GDS52). 9. Uklad wedlug zastrz. 1, znamienny tym, ze obwód sterowania napieciowego (6A) zawiera pierwszy element przelaczajacy, który stanowi tranzystor n-p-n (Q61) oraz drugi element przela¬ czajacy stanowiacy polaczenie tranzystora p-n-p (Q62), drugiego tranzystora n-p-n (Q63) i trzeciego tranzystora n-p-n (Q64), przy czym kolektor pier¬ wszego tranzystora n-p-n (Q61) jest polaczony z ba¬ za tranzystora p-n-p (Q62), kolektor tranzystora p-n-p (Q62) jest polaczony z baza drugiego tranzy¬ stora n-p-n (Q63), emiter drugiego tranzystora n-p-n (Q63) jest polaczony z baza trzeciego tran¬ zystora n-p-n (Q64), emiter trzeciego tranzystora n-p-n (Q64) jest polaczony z obszarem anody po¬ mocniczego bramkowanego przelacznika diodowe- wego (GDS62), a ponadto zacisk wyjsciowy (620) drugiego elementu przelaczajacego jest dolaczony127 058 15 ¦¦» do zródla dodatniego napiecia (+ V61) i jednoczes- D64), przy czym katoda pierwszej diody jest pola- nie z galezia przesuwania poziomu, która zawie- czona z anoda drugiej diody, a katoda drugiej ra trzy polaczone szeregowo diody p-n (D62, D63, diody z anoda trzeciej.FIG. I 36 34 _ ,llf26 1% „„ „30 32 24 Sil M i '.» 26 <" 20 \ 18 26 ,11 20 V 26 ,11 /ra* r 212- /7fi5 GOS5I FIGA ISl 53oJ-V5g] 522-ivss HAN* /TE 5 £!Q.FIG. 3 KITOM GD56I Mit* LZGraf. Z-d Nr 2 — 391/86 95 egz. A4 Cena 100 fi PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PLThe invention relates to a gated diode switch control circuit. In the article entitled "A Field Terminated Diode" by Douglas E. Houston et al., published in IEEE Transactions on Electron Devices, Volume ED-23, No. 8, August 1976, a discrete semiconductor high-voltage switch is described, which has a vertical geometry and includes a region that can be cut off to achieve a blocked state or can be made highly conductive by double carrier injection to achieve an on state. This device, which will be referred to as a gated diode switch (GDS), is a future semiconductor replacement for electromechanical switches because of its high-voltage properties. As will be explained Variations of this device, other than those described in this article, may still be produced that are suitable for the fabrication of integrated circuits and bidirectional switching circuits. It would also be desirable to use semiconductor integrated circuit technology to fabricate control circuits for gated diode switches. This is not easy because in control circuits, the gate (or grid) blocking voltage typically used must be capable of maintaining a more positive voltage than the voltages at the anode and cathode 10 and must provide a current that is at least as high as the current flowing through the switch itself. A gated diode switch of the type described is a relative novelty, and therefore little information has been published on control circuits for these devices to date. The object of the invention is to develop a semiconductor A gated diode switch control circuit for use with a gated diode switch, which can be manufactured on the same substrate as the switch to be controlled. The solution to the above problem of controlling the state of a first gated diode switch (GDS1) according to the invention is that the circuit comprises a gated diode switch (GDS2) connected via its cathode to the gate of the first switch, and a branch voltage control circuit is connected 21 to the second switch for controlling conduction between its anode and cathode. The state of the second switch is controlled in particular by the branch voltage control circuit which specifically regulates the gate-anode voltage 25. A relatively low voltage pulse triggers the voltage control circuit. The voltage control circuit can operate Fig. 2 - diagram of a switch with a control circuit in a first embodiment; Fig. 3 - diagram of a switch with a second example of a control circuit; Fig. 4 - diagram of a bidirectional switch which can also be controlled by the control circuit of Fig. 1; Fig. 5 - the control circuit of the switch in a further embodiment; and Fig. 6 shows a control circuit according to the invention in a further embodiment. Fig. 1 shows a preferred form of a gated diode switch GDS structure 10 comprising a substrate 12 with a main surface 11 and a single crystal a semiconductor body 16 which is p-type conductive throughout its volume and which is separated from substrate 12 by dielectric layer 14. A localized p+ anode region 18 is located within body 16 and has a portion extending to surface 11. Body 16 also includes a localized n+ gate region 20 and a localized n+ cathode region 24. A p-type region 22 which has a portion extending to surface 11 surrounds cathode 24 and acts as a depletion layer through-breakdown screen. It further inhibits inversion of the portion of body 16 to or near surface 11 between regions 20 and 24. Gate region 20 is located between anode region 18 and region 22 and is of small value for the voltage control circuit to switch the second switch from the on state to the blocked state. If the second switch is in the blocked state, the gate potential of the first switch is at a level that is not more positive than the anode and cathode potentials, the first switch being in the on state and conduction between the anode and cathode can occur. To switch the first switch to the blocked state, its gate potential must rise to a value more positive than the anode and cathode potentials, and electrons of at least the order of magnitude as the flow between the cathode and anode must be collected at the gate, and withdrawn from the gate. Considering the circuit diagram, withdrawing electrons from the gate of the first switch is equivalent to forcing (sourcing) a positive charge (current) into the gate of the first switch. The anode of the second switch is connected to a voltage source that is more positive than the anode potential of the first switch. If the second switch is in the on state, the gate potential of the first switch (also the cathode of the second switch) is more positive than the anode potential of the first switch, and the second switch is capable of supplying sufficient positive current so that the first switch is switched to, or remains in, the blocked state. The subject of the invention is further explained in the embodiments in the drawing, where Fig. 1 shows a gated diode switch. & 35 40 50 55 60 65 divided from both by the bulk portions of body 16. The resistivities of regions 18, 20 and 24 are smaller compared to the resistivity of the bulk portions of body 16. The resistivity of region 22 is intermediate between the resistivity of cathode region 24 and the resistivity of the bulk portion of body 16. Electrodes 28, 30 and 32 are conductors which provide low contact resistance with the surface portions of regions 18, 20 and 24. Dielectric layer 26 covers main surface 11 so as to isolate electrodes 28, 30 and 32 from all areas other than those in which they are to remain. Electrode 36 makes low-resistance contact with substrate 12 via a highly doped region 31 which is of the same conductivity type as substrate 12. Preferably, substrate 12 and body 16 are made of silicon, and substrate 12 may be of n-type or p-type conductivity. Each of electrodes 28, 30, and 32 preferably partially covers a semiconductor region with which it makes low-resistance contact. Electrode 32 also partially covers region 22. This partial covering, which is known as field covering, permits high voltage operation because it causes a rise in the breakdown voltage. A plurality of separate bodies 16 may be formed on a common substrate 12 to provide a plurality of switches. Structure 10 is typically used as a switch characterized by a low transition impedance between anode region 18 and cathode region 24 in the on (conducting) state and a high impedance between these two regions in the off (blocking) state. The voltage applied to gate region 20 determines the state of the switch. Conduction between anode region 18 and cathode region 24 occurs if the potential of gate region 20 is lower than the potential of anode region 18 and cathode region 24. In the on state, holes are injected into body 16 from anode region 18, and electrons are injected into body 16 from cathode region 24. The holes and electrons may be in sufficient quantities to create a plasma that modulates the conductivity This effectively reduces the resistance of body 16 so that the resistance between anode region 18 and cathode region 24 is relatively low when structure 10 is in the on-state. This type of operation is referred to as double carrier injection. Region 22 limits the cross-over breakdown of the depletion layer formed during the interaction of gate region 20 and cathode region 24 and suppresses the formation of a surface inversion layer between these two regions. Furthermore, this causes gate region 20 and cathode region 24 to be relatively closely spaced. This also ensures a relatively low resistance between anode region 18 and cathode region 20 in the on-state. Substrate 12 is typically maintained at the most positive potential level possible. Conduction between anode region 18 and cathode region 24 is inhibited or cut off if the potential of gate region 20 is significantly more positive than the potential of anode region 18, cathode region 24, and region 22. The amount of positive potential excess needed to inhibit or cut off conduction is a function of the geometry and doping concentration of structure levels 10. A positive gate potential causes a vertical cross-section of body part 16 between gate region 20 and the part of dielectric layer 14 below that to be depleted, and the potential of this body part 16 is to be more positive than the potential of anode region 18, cathode region 24, and region 22. tode region 24 and region 22. The positive potential barrier prevents hole conduction from anode region 18 to cathode region 24. This effectively cuts off body 16 at dielectric layer 14 below gate region 20 and extends down to dielectric layer 14. It also serves to collect electrons emitted in cathode region 24 before they can reach anode region 18. The blocking (non-conducting) state is the off state. Fig. 2 shows a driver circuit 210 (enclosed in a dashed square) which is connected to a gated diode switch GDS1 of the type shown in Fig. 1, which has anode, cathode, and gate terminals. Switch GDS1 is shown with The electronic symbol 210 is used to designate various types of gated diode switch. The control circuit 210 comprises a gated diode switch GDS2, which may also be of the type shown in Fig. 1, which has anode, cathode and gate terminals, and further comprises two current limiters C11, CL2, an n-p-n transistor Q1, p-n diodes D1, D2, D3, resistors R1, R2, R3 and a capacitor C1. The anodes of diodes D1 and D3 and the first terminal of current limiter C11 are connected to terminal 212. The collector of transistor Q1 is connected to the cathode of diode D3 and terminal 211. The cathode of diode D1 is connected to the gate of switch GDS2 and terminal 220. The base of transistor Q1 is connected to input terminal 216 through diode D2. The emitter of transistor Q1 is connected to one end of resistor R1 and terminal 217. The other end of resistor R1 is connected to terminal 218 of the power supply VSS. The second terminal of current limiter CLI is connected to the power supply +V1 and terminal 214. The second current limiter CL2 is connected via its first terminal to the cathode of switch GDS2, the gate of the controlled switch GDS1 and to terminal 222. The second current limiter CL2 is connected via its second terminal to the power supply —V3 and to terminal 228. The third current limiter CL3 is connected via its first terminal to terminal 220, and via its second terminal to the power supply —V4 and terminal 226. The third current limiter CL3 and the power supply -V4 are freely selected. The power supply -V4 can have the same voltage as the source VSS or -V3. The anode of the switch GDS2 is connected to the terminal of resistor R3 and terminal 221. The second terminal of resistor R3 is connected to the first terminal of resistor R2, terminal 223 and the first terminal of capacitor Cl. The second terminal of resistor R2 is connected to the power supply +V2 and terminal 224. The second terminal of capacitor Cl is connected to terminal 218. The power supply +V1 is selected so that its voltage is more positive than the voltage of the power supply +V2. The connection of elements D1, D2, D3, Q1, C11, R1 and CL3 (in Fig. 2, the small rectangle bounded by the dashed line A) is a branch voltage control circuit and is used to set the potential of terminal 220 (the gate terminal of switch GDS2) so as to control the state of switch GDS2. Capacitor Cl and resistor R3 are appropriately selected. Without these components Cl and R3, terminals 221 and 223 would be directly connected to each other. Capacitor Cl serves as a limited charge source, used to assist in switching switch GDS1 to the blocked state. Without capacitor Cl, a larger steady-state current would need to flow through switch GDS2 when it is in the on state to ensure adequate available current can be supplied to the gate. switch GDS1 to turn this switch GDS1 off. The principle of operation is as follows: Assuming that the anode and cathode terminals of switch GDS1 are connected to the supply voltages +220 and -220 V, respectively, conduction can occur between the anode and the cathode if the gate (terminal 222) is less positive than the voltage +220 V. The conduction is cut off (interrupted) due to the increase in the gate potential (terminal 222) above +220 V and by applying a positive current source to the gate of switch GDS1 (terminal 222). At +V1 = +280V, VSS = OV, +V2 = +250V, -V3 = .= -250V, - V4 = -250V, at By using current limiters CLI, CL2 and CL3, which limit the current flowing through them to 50 µA, 5µA and 5 µA, respectively, the circuit 210 is able to protect the necessary potentials on terminal 222 and the current source to terminal 222, necessary to control the state of switch GDS1. The design of the current limiters is described, for example, in the publication "Sourcebook of Electronic Circuits", John Markus, McGraw-Hill Book Co. 1968, p. 171. Firstly, as it is already necessary, to enable conduction through switch 50 GDS1, an input signal with a voltage from zero to 0.4 V is applied to terminal 216. This biases the cut-off transistor Q1, allowing the terminal 212 assume a potential close to +VI (approximately +280V). Without CL3, diode 55D1 conducts in the opposite direction until terminal 220 reaches within a few tenths of a volt of the potential of terminal 212, at which point it ceases conduction. With CL3 present, a current eo flows from supply +V1 through C11, D1, and CL3 to supply -V4. C11 and CL3 are chosen so that the voltage appearing at terminal 220, with the cut-off bias of transistor Q1, is at a level that is significantly more susceptible than the voltage at supply +V2. In this case, terminal 226 similarly assumes a potential close to +28V. Under such conditions, switch GDS2 is biased to the blocked state. and then isolates terminal 222 from the voltage source +V2. The voltage at terminal 222 drops due to the negative supply voltage -V3 (-250V), until the gate-anode junction of switch GDS1 is forward biased. Terminal 222 is now set at a pinch potential, but not greater than the anode potential of switch GDS1. Accordingly, GDS1 is biased to the on-state, and conduction occurs between the anode and cathode of this switch. The current flowing from the anode to the gate of GDS1 is limited by CL2 to a negligible fraction of the anode-cathode current flowing through GDS1. If switch GDS2 was in the on-state before the input voltage level was applied, 0—0.4 V to terminal 216, then a positive current flows from the supply +V1, through diode D1 to the gate of switch GDS2. C11 is selected to pass a larger current than that flowing through CL2 to ensure that sufficient positive current flows into the gate of switch GDS2 to cut off conduction between its anode and cathode. Only a relatively small amount of positive current needs to flow into the gate of switch GDS2 to cut off conduction, because the conduction through GDS2 is only 5 µA. Thus, it is not necessary to use high-current devices to "supply" the necessary current to cause switch GDS2 to go off. The potential of terminal 216 rises to a level 2-5V, causing switch GDS1 to switch to the off (blocked) state. This input voltage level forward biases transistor Q1 and allows operation in saturation. The potential of terminal 212 drops to a voltage of approximately +1.6V (assuming an input voltage at terminal 216 of 2V, a collector-emitter saturation voltage of 0.3V for transistor Q1, and a voltage drop across diode D5 of 0.7V). The potential of terminal 212 at this time is a function of the input voltage level, the collector-emitter saturation voltage of transistor Q1, and the forward voltage drop of diode t3. In the absence of CL3, terminal 22fc approaches a value equal to the voltage drop across +V2 or a more negative potential due to leakage through diode I1. The potential of terminal 280 cannot fall below the voltage drop across the diode, below the anode potential of switch GDS2, because the junction diode encompassing the anode and gate of GDS2 is forward biased and pulls up the potential of terminal 2G. With CL3^ present, terminal 22fr is quickly and actively held at the voltage drop across the diode, less the anode potential of switch GBJS2. In either case, this causes GD63 to switch to the on state. Tb causes the potential of terminal 222 to be equal to the voltage drop across +V2 minus the voltage drop across resistors 113 and R2 and minus the forward voltage drop anode-cathode junction of switch GOS2. The voltage drops across resistors R£, Itt and the GOS2 relay are chosen so that the potential of terminal 222 is more positive than the anode potential of switch GDS1 by a value sufficient to switch GDS1 to the off-state (blocked). Furthermore, there is sufficient positive current flowing into the gate of GDS1 to switch the switch to the off-state. Immediately after switching the switch GOS1, current stops flowing into its gate. The geometry and impurity concentration of switch GDS1 determine exactly how much more positive the potential must be at the gate relative to the anode and cathode to switch switch GDS1. Carriers The minor currents (i.e. electrons) emitted at the cathode of GDS1 and collected at the gate are equivalent to a positive current flowing from +V2 through R2, R3, GDS2 and to the gate (HMS1). This current flow may be real, and as a result, a high-voltage and high-current device such as GDS2 is necessary to switch GDS1 to the off-state. A high-voltage and high-current transistor in this control circuit would be prohibitively expensive. Resistors R2 and R3 limit the current flow from the source +V2, through switch GDS2 to the gate of switch GDS1. In addition, resistor R3 limits the current flow from capacitor Cl. This helps to prevent damage to GDS1* and/or GDS2. In many telephone applications, the switch GDS1 operates at 48V between anode and cathode in the off state, however, it is possible that +220V is present at the anode and/or cathode, as required for ringing, texting, or coin-operated telephone regulation, and an induced 60Hz voltage is induced. Accordingly, control circuit 210 is designed to block these high voltages. If Q1 operates in saturation, its base-collector junction is potentially forward biased. Diode D3 serves to prevent current flow from input terminal 216 through the junction box. base-to-transistor transistor Q1 and then through diode D1. The circuit of Fig. 2 comprising CL3, R2, R3 and Cl is made as a single integrated circuit with GDS1 and GDS2, which are of the type shown in Fig. 1. The control circuits produced are capable of blocking a voltage of 500 V between the anode and cathode of GDS1 and of cutting off (interrupting) a current of 100 mA. This is a much larger current than could be passed through the voltage control circuit A with components readily available or suitable for integrated circuit fabrication. The resistance values of resistors KI and H3 are 1000 ohms and 3000 ohms, respectively, without using Cl and R2, with K3 connected directly to the voltage source +T2. Cl and K2, when used, reduce the time required to switch the GDSI from the on to the off state. A preferred value for Cl is 0.1 pF with 111 = 1000 ohms, HT-ZKIO 6 ohms, 55 and R3 3000 ohms, K« 3i&. Figure 3 shows a control circuit 3tt which uses a gated diode switch tfeKsl having as its base and gates. The control circuit IM is similar to circuit 216 in Fig. Z, except that the diodes ftl and DS are eliminated, and a current mirror circuit is used containing p-n-p transistors 2 and 3C, the bases of which may be designated As 4a control terminals, the collectors and emitters can be designated as the first and second output pressures, respectively. The emitters of transistors Q2 and Q3 are connected to coil IM and the +V3i supply source. The bases of transistors 4t' and 4M are connected to the collector of transistor 4J£, the first terminal of current limiter CL*t, and by terminal 11*. The collector of transistor 4J is connected to the gate of switch GDS31, the current limiter CL33, and the 3*0 circuit breaker. Ribbons* other elements ComponentsfMen secret connections are similar m^rM^ia^mnytht^ Fig. 2 degaiation' tibWGd of the voltage level and is used to set the potential of aHfcisfcu 9i§ to control the state of the ODS92 switch; At a sufficiently high voltage level (typically +* to +3V), the downward current of the transistor 01 is biased Towards conduction and current flows from power source V11, through Q2, CLSi, Q11, M1 to power source V10. Transistors 02 and 03 are virtually identical. It is known that such a combination of Q2 and 03 ensures such a safe current flow through H1, as well as through the voltage. With QM biased in the forward mode, the potential of terminal 310 is equal to the source potential +V11, which is the voltage across transistor 111. At a low input signal level M1, transistor Q31 is blocked and current does not flow through it. Then, non-conducting transistor Q3. Terminal 320 is The voltage is approximately equal to the source potential -V34 until the anode-gate junction of switch GDS31 is forward biased, which causes terminal 32d to assume a potential close to the positive potential of the supply +V32. The voltage +YI1 is chosen to be more positive than the potential +VZ2, and the voltage -V34 is less negative than the voltage +V9L. The operation of the switch 0&S31 controlling the state of switch 609H is the same as described. In the case of the switch G©W of Fig. 3L, the power source of Fig. 3 uses the same potentials as the power sources shown in Fig. 1. which in the circuit makes it easier to control the state of the GDS31 switch with a voltage of ±21Ω at the anode and cathode. Changing the 38Ω terminal causes the GM£* switch to operate in the same way as the 4HM£2 switch in Fig. 1. Thus, the state of G&S31 is controlled in the same way as the 4HM£2 switch in Fig. 2r, but with the opposite polarity of the input signal. 10, 15, 20 kΩ transistors ^S1 and t^2 or 13 can be built using the same integrated circuit as 00532 with the use of dielectric resistors. Nil fi*. 4 p«te«s!baWli(Wb dwakiferdhkbWy i^e- laczhlk l»jiWiera|^y ^ramteoWalife switches d«c^oWS4 and polaceOha is with cathode OB&4; cathode GDS3 po- laccfetta is fc ahdda isMl, and predicate gates are p«dlaChohfe. Advantage tfcamfcoWanfcgb ^rifeliiicznika dittdttwe^o from Fig. 1, these mttga tty^ lackie ptatefciw- r^whofóg»s two transiafezhiki In this way, it knows the continuation pWhosi€ High drinks without laWlhó- W&fr GDS3 gates and 0*84 mbga be pblafezblie with a clamp connection of the sterile circuit breaker in Fig. 2, or from the terminals 9 and 2 in Fig. 3, for control in the manner previously described. Yes, the state of G3ttS3 and GDS4 can be controlled in the same way as tlMl from Fig. 2 and OW531 e Fig. 3. These can be easily modified by the system. For example, the circuits sttSrfcjacfe rridga will replace those shown, depending on the answer to the gates. dtlSt and Ott&3 t Figs. 2 and 3 to protect the voltage and current levels necessary to control the state of the switch. In addition, the rt^n trarttystors can be replaced by the p-ri^l trittzystors, with an appropriate contribution and a suitable addition. Resistors Rl and tUi rm$a were pressed resistors. Emitters 01 iHti tttoga ty* correspondingHlfHt* connected directly with the nepiaeids V«S and VsSO. In such a case, the current limiting elements, usually a resistor, could be introduced into the circuit via the appropriate input terminals 21i and 916. Fig. 1 shows an example of Irina's implementation of the 9M resistive circuit, which is connected to the gate terminal S of the OttoSi diode switch. The BH control circuit is used to control the GtiAti s4attti, and includes transistors MSI and 49*, diodes 091 and 19£*, gate-variable diode switch O0A5i, current limiters €L91 and ttM, and resistors M1 and R5L. The closed elements in the rectangle bounded by the dashed line 5A are used to control the potential of the cathode G0S52. The resistor Rd is unnecessary and can be eliminated. Assuming that the anode and cathode of GDS51 are connected to the positive terminal +2V t -220V, conduction occurs between the anode and cathode if the GDS51 terminal (terminal 5S8) is less than +2V. The conduction is cut off (interrupted?) at W«o*exe p^fence*st of the gate pb- Higher +»2^V draw ptzck restricts the current source flow to the sibling (terminal S2&) of the ODSSt switch Pfzp on the terminals -+V« W.-+.2SW, tSS = # volts, -V92 = 2S0V and the operation limited to 50fcA and 5(iA by the circuit L2", circuit 510 protects the voltages on terminal 528 and the appropriate pcf capacity, necessary to control the state of the GDS51 switch. If it is necessary to allow conduction through GB8&1, to The input signal fr is fed to input terminal 5*6 to 0.4V. This gives the cut-off polarity of transistor (grl,- and terminal 51« takes on a potential: approximately equal to +V51. This 35 49 5« 55 69 6a11 127 058 12 condition gives the cut-off polarity of transistor Q52 and the result is an open circuit between the source +V51 and terminal 526 (anode of GDS52). Thus, switch GDS52 remains in the off state as long as no current flows between its anode and cathode. In the off state of GDS52, terminal 528 is separated from the source +V51 and approaches the negative source potential -V52 (^250V) until the negative potential The gate-anode junction will cause forward biasing of switch GDS51. The potential of terminal 528 rises to a potential lower than, but very close to, the anode potential of switch GDS51. Accordingly, GDS51 is biased to the on-state, and conduction occurs between the anode and cathode of this switch. The current flowing from the anode to the gate of switch GDS51 is limited by limiter CL52. The potential of terminal 516 is now 3 to 5V. This causes GDS51 to switch to the off-state (blocked). Transistor Q51 is forward biased and operates in saturation. This causes diode D51 and the emitter-base junction of transistor Q52 to be forward biased. Thus, the transistor Q52 is forward biased, and current flows from -kV51 through the emitter-collector junction of Q52, the anode-cathode junction of GDS52, and CL52 to the source of -V52. The collector-emitter voltage of transistor Q52 in its forward bias is lower than the voltage drop across the conductive diode D52. This causes the anode potential (terminal 526) to be more positive than the gate potential (terminal 524), so that GDS52 remains in the on-state. With GDS52 in the on-state, terminal 528 assumes a voltage close to +V51. This potential level is significantly more positive than the potential level at the anode of GDS51 to switch The geometry and impurity concentration of the GDS51 switch strictly determines how much more positive the gate potential must be relative to the anode potential to switch the GDS51. To switch the GDS51 to the off state, it is necessary not only to apply the required voltage level to the GDS51 gate, but also to induce a current flow into the GDS51 gate comparable to the current flowing between the anode and cathode of the GDS51. Most of the current flowing into the GDT51 gate flows from the source +V51, through D52, and then through the gate and cathode of the GDS52. The remainder flows from the source ¦fV51 through the collector-emitter junction of Q52 and then through the anode-cathode junction. GDS52. This current flow can be significant and as a result, a high voltage and current device, such as GDS52, must be available to switch GDS51 to the off state. Current amplification Q52 serves to limit the current flow to the gate of GDS51 from GDS52. This provides protection against burnout of GDS51 and/or GDS52. In many telephone applications, the GDS51 switch operates at 48V between the anode and cathode in the off state, however, it is possible that a voltage of ±220V is present at the anode and/or cathode necessary for ringing and the induced 60Hz voltage, and accordingly, circuit 510 is designed to block these high voltages. Fig. 6 shows Driver circuit 610, which is connected to the gate terminal of gated diode switch GDS61. Driver circuit 610 is similar to driver circuit 510 of Fig. 5, except for the additional n-p-n transistors Q63 and Q64 and p-n diodes D63 and D64. Transistors Q63 and Q64 are connected in a Darlington configuration, with their common collector connected to terminal 620, and the emitter of Q63 connected to the base of Q64 and terminal 634. The collector of Q62 is connected to the base of Q63 and terminal 632. The emitter of Q62 is connected to terminal 620. The emitter of Q64 is connected to the anode of GDS62 and terminal 626. Diodes D62 and D63 and D64 are connected in series between terminals 620 and 624, with the anode D62 connected to terminal 620 and the cathode D64 to terminal 624. Components Q61, CL61, D61, Q62, Q63, Q64, D62, D63, D64, R81 and R62 constitute a control branch circuit (enclosed in the dashed rectangle 6A) that serves to regulate the anode voltage of GDS20 with respect to the cathode voltage. Resistor R62 is not necessary and can be eliminated. In some semiconductor technologies, it is difficult to obtain a p-n-p transistor with high current gain. The combination of transistors Q62, Q63 and Q64 constitutes a control branch circuit (enclosed in the dashed rectangle 6A). equivalent of a p-n-p transistor, which is characterized by a relatively high current gain. In this way, transistors Q62, Q63, and Q64 perform the same function as transistor Q62 in Fig. 5. Diodes D63 and D64 are needed to shift the additional emitter-base voltage drops of transistors Q63 and Q64. When transistors Q62, Q63, and Q64 are forward biased, the gate voltage of switch GDS62 (terminal 624) is less positive than the anode voltage of this switch (terminal 626). This helps ensure that switch GDS62 remains in the on state. 45 Circuit of Fig. 6, switching off resistor R62, has been constructed and tested. This control circuit 610 allows for blocking the voltage of 500 V on the anode and cathode of GDS61 and for cutting off (interrupting) the current flowing through this switch 50 of 100 mA. The examples described represent the main ideas of the solution according to the invention. Various modifications are possible in accordance with the essence of the invention. For example, other switching devices, such as MOS transistors, can be used instead of bipolar transistors, and the supplied voltage of appropriate value and polarity is adjusted in a known manner. 69 Patent Claims 1. Control circuit for a gated diode switch, the controlled main switch being a semiconductor structure whose volume part of the body has a relatively high resistivity, wherein in the body there is formed127 058 ii a first region with a first type of conductivity and a relatively low resistivity, a second region with a second type of conductivity opposite to the conductivity of the first region, and a gate region with a second type of conductivity, which first and second regions and the gate region are mutually separated from each other by a volume part of the semiconductor body, furthermore the first and second regions are connected to the output terminals of the main switch, wherein after the first voltage is applied to the gate region, a depletion region occurs in the semiconductor body, preventing the flow of current between the first and second regions, and after the second voltage is applied to the gate region and with the appropriate voltages applied to the first and second regions, a current flow occurs between these first and second regions at a relatively low resistivity low resistance due to double carrier injection, characterized in that it comprises an auxiliary gated diode switch (GDS2, GDS52, GDS62) of the type of a main switch (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61), wherein the cathode region of the auxiliary switch (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) connected to an output terminal (222, 322, 528, 628) of the control circuit (210, 310, 510, 610) is connected to a gate region of the controlled main switch (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61), and the gate region of the auxiliary switch (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) is connected to an output terminal (222, 322, 528, 628) of the control circuit (210, 310, 510, 610), is connected to the output (220, 320, 524, 624) of the voltage control circuit (A, B, 5A, 6A), furthermore the output terminal (222, 322, 528, 628) of the control circuit is connected to the first negative voltage source (-V3, -V33, -V52, -V62) via a current limiter (CL2, CL32, CL52, CL62), limiting the maximum current flowing through the auxiliary switch (GDS2, GDS32, GDS52, GDS62) to a value lower than the maximum current flowing through the main switch (GDS1, GDS31, GDS51, GDS61). 14 25 30 2. Circuit 3. A circuit according to claim 2, characterized in that the switching element (Q1) is a junction transistor whose collector is an output (211) and whose emitter is connected via a resistor (R1) to a power supply (VSS), to which a common point (223) of the series connection of the two resistors is also connected via a capacitor (Cl). (R2, R3), via which the anode region of the auxiliary switch (GDS2) is connected to a second source of positive voltage (+V2), which voltage of the second source (+V2) is less positive than the voltage of the first source (+V). 4. A circuit according to claim 2, characterized in that the output (220) of the voltage control circuit (A) is connected via a third current limiter (CL3) to a second source of negative voltage (-V4) and to the collector of the transistor (Q1) via a first diode (D1) and a third diode (D3), the base of this transistor (Q1) being connected to the input terminal (216) via a second diode (D2). 5. A circuit according to claim 4, characterized in that The first diode (D1) has its cathode connected to the gate of an auxiliary switch (GDS2), and its anode is connected to the anode of a third diode (D3), the cathode of which is connected to the collector of a switching transistor (Q1). 6. A circuit according to claim 4, characterized in that the anode of the second diode (D2) constitutes an input terminal of the circuit (216), and the cathode of this diode (D2) is connected to the base of the switching transistor (Q1). 7. A circuit according to claim 1, characterized in that the voltage control circuit (B) comprises two switching elements (Q2, Q3), one output of which is connected to an output terminal (314) connected to a positive voltage source (+V31), and the other output of the first switching element is connected to an output terminal (314) connected to a positive voltage source (+V31), (Q2) together with the control inputs of both switching elements (Q2, Q3) are connected to a current limiter (CL31), wherein the second input (320) of the second switching element (Q3) is connected to the gate of the main gated diode switch (GDS32). 8. A circuit according to claim 1, characterized in that the voltage control circuit (5A) comprises two switching elements (Q51, Q52), wherein the control terminal of the first switching element (Q51) is an input terminal of the circuit (516), and the control terminal (518) of the second switching element (Q52) is connected to the first output terminal (512) of the first switching element (Q51) via a current limiter (CL51), and furthermore the first output terminal (526) is 9. A circuit according to claim 1, characterized in that the voltage control circuit (6A) comprises a first switching element which is an n-p-n transistor (Q61) and a second switching element which is a combination of a p-n-p transistor (Q62), a second n-p-n transistor (Q63) and a third n-p-n transistor (Q64), wherein the collector the first n-p-n transistor (Q61) is connected to the base of the p-n-p transistor (Q62), the collector of the p-n-p transistor (Q62) is connected to the base of the second n-p-n transistor (Q63), the emitter of the second n-p-n transistor (Q63) is connected to the base of the third n-p-n transistor (Q64), the emitter of the third n-p-n transistor (Q64) is connected to the anode region of the auxiliary gated diode switch (GDS62), and furthermore the output terminal (620) of the second switching element is connected to a positive voltage source (+ V61) and simultaneously - D64), wherein the cathode of the first diode is connected to level shifting branch, which is connected to the anode of the second diode and the cathode of the second r three series-connected p-n diodes (D62, D63, diodes with the anode of the third.FIG. I 36 34 _ ,llf26 1% „„ „30 32 24 Sil M i '.» 26 <" 20 \ 18 26 ,11 20 V 26 ,11 /ra* r 212- /7fi5 GOS5I FIGA ISl 53oJ-V5g] 522-ivss HAN* /TE 5 £!Q.FIG. 3 KITOM GD56I Mit* LZGraf. Z-d No. 2 — 391/86 95 copies A4 Price 100 fi PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL PL