PL171462B1

PL171462B1 - Video signal encoding method

Info

Publication number: PL171462B1
Application number: PL93306410A
Authority: PL
Inventors: Allan A Guida; Krishnamurthy Jonnalagadda
Original assignee: Gen Electric
Priority date: 1992-05-29
Filing date: 1993-05-11
Publication date: 1997-04-30
Also published as: FI945590A0; ES2122009T3; FI945590A7; SG86970A1; MY108853A; EP0643894B1; PL171911B1; EP0643894A1; US5315617A; AU4234093A; CA2136615C; DE69320191T2; CA2136615A1; KR950702079A; TW221086B; CN1051428C; KR100282688B1; JP3609085B2; CN1080104A; JPH07507430A

Abstract

1 . Sposób kodowania sygnalu wizyjnego, w którym dane sym- boli reprezentujacych dane w izyjne, gdzie kazdy z symboli stanowi zespól bitów, moduluja amplitudowo-kwadraturowo nosna sygnalu wizyjnego, znamienny tym, ze przyporzadkowuje sie dane symboli okreslonym punktom w zadanych polozeniach na konstelacji o strukturze siatki w plaszczyznie okreslonej przez ortogonalne wspólrzedne fazy zgodnej 1 przesunietej kwadraturowo oraz dzieli sie konstelacje na pierwsza 1 druga czesci tak, ze punkty konstelacji najblizsze wzgledem dowolnego punktu konstelacji pierwszej czesci naleza d o drugiej czesci a punkty konstelacji najblizsze wzgledem dowolnego punktu konstelacji drugiej czesci naleza d o pierwszej czesci, po czym przyporzadkowuje sie n-bitowy segment o jednoznacznej wartosci binarnej do kazdego indywidualnego punktu konstelacji, gdzie n-bitowy segment zawiera bity fazy d o rozrozniania kazdego z czterech obrotowo symetrycznych zbiorów punktów konstelacji umieszczonych w kazdej z czterech cwiartek plaszczyzny i bity niezmiennicze do rozrózniania kazdego z punk- tów konstelacji w zbiorze obrotowo symetrycznym, oraz wprowadza sie bit fazy o najmniejszej wadze ze wszystkich n-bi- towych segmentów nalezacych do pierwszej czesci o zadanej war- tosci binarnej, przez co wszystkie n-bitowe segmenty nalezace do drugiej czesci posiadaja wartosc binarna przeciwna do zadanej wartosci binarnej FIG.4a FIG.4b PL PL PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest sposób kodowania sygnału wizyjnego, znajdujący zastosowanie zwłaszcza w telewizji wielkiej rozdzielczości.

Proponowane jest wspólne nadawanie i odbiór sygnałów telewizyjnych w kanale o szerokości pasma 6 MHz, zarówno w standardowym formacie analogowym (NTSC), jak i w standardzie cyfrowym telewizji wysokiej rozdzielczości (HDTV). Standard HDTV wymaga aby dane telewizyjne były przetwarzane w postaci skompresowanej, celem dostosowania ich do standardowego kanału o szerokości 6 MHz, i aby standard HDTV był dostosowany dla minimalizacji interferencji z sygnałem w standardzie NTSC nadawanym jednocześnie przez ten sam kanał, co sygnał w standardzie HDTV. Rozwiązanie nadajnika i odbiornika standardu HDTV stosowany przy wspólnym nadawaniu i odbiorze, w którym stosowana jest modulacja amplitudowo-kwadraturowa (QAM) i który spełnia oba powyższe wymagania, jest ujawnione w zgłoszeniu patentowym USA 07/650 329, złożonym 4 lutego 1991 r.

W znanym rozwiązaniu standardu HDTV, sygnał cyfrowy kanału z modulacją amplitudowo-kwadrałurową w nadajniku jest zamieniany na postać analogową przed nadaniem go do odbiornika, gdzie jest zamieniany z powrotem na postać cyfrową. Ze względu na takie czynniki transmisji jak szumy, mogą pojawić się błędy powodujące niedokładną odpowiedniość odbieranego sygnału modulowanego amplitudowo-kwadraturowo względem odpowiedniego sygnału nadawanego.

Znanychjest także ze stanu te^^miki szereg rozwiązań dotyczących technik modulacyjnych z kodowaniem blokowym. W europejskim opisie patentowym nr 122805 jest ujawnione rozwiązanie wysyłania bloku bitów danych cyfrowych poprzez kanał z ograniczonym pasmem

171 462 przenoszenia, wykorzystujące szereg punktów sygnału modulowanego z dwuwymiarowa^) konstelacją sygnałów, przy czym konstelacja zawiera grupy mające równe numery sygnałów. W artykule Chouly i innych, opublikowanym w the Philips Journal of Research, tom 45, nr 2, we wrześniu 1990 r. (strony 127-155), ujawniono sposób wykorzystania modulacji z kodowaniem dwublokowym, który stosuje kod obrotow-O-niezmienniczy opracowany dla demodulacji sygnałów odbieranych. Z kolei w amerykańskim opisie patentowym nr 4 562 425 ujawniono rozwiązanie dotyczące transmisji symboli cyfrowych zawierających symbole kodujące w sygnałach dyskretnych. W tym znanym rozwiązaniu wprowadza się zależności pomiędzy kolejnymi sygnałami w ustalonej ^^ikwei^igi dla zwiększenia odporności na szumy i zniekształcenia transmitowanego sygnału.

Istotą sposobu kodowania sygnału wizyjnego, według wynalazku, w którym dane symboli reprezentujących dane wizyjne, gdzie każdy z symboli stanowi zespół bitów, modulują amplitudowo-kwadraturowo nośną sygnału wizyjnego, jest to, że przyporządkowuje się dane symboli określonym punktom w zadanych położeniach na konstelacji o strukturze siatki w płaszczyźnie określonej przez ortogonalne współrzędne fazy zgodnej i przesuniętej kwadraturowo oraz dzieli się konstelację na pierwszą i drugą części tak, że punkty konstelacji najbliższe względem dowolnego punktu konstelacji pierwszej części należą do drugiej części a punkty konstelacji najbliższe względem dowolnego punktu konstelacji drugiej części należą do pierwszej części, po czym przyporządkowuje się n-bitowy segment o jednoznacznej wartości binarnej do każdego indywidualnego punktu konstelacji, gdzie n-bitowy segment zawiera bity fazy do rozróżniania każdego z czterech obrotowo symetrycznych zbiorów punktów konstelacji umieszczonych w każdej z czterech ćwiartek płaszczyzny i bity niezmiennicze do rozróżniania każdego z punktów konstelacji w zbiorze obrotowo symetrycznym, oraz wprowadza się bit fazy o najmniejszej wadze ze wszystkich n-bhowych segmentów należących do pierwszej części o zadanej wartości binarnej, przez co wszystkie n-bitowe segmenty należące do drugiej części posiadają wartość binarną przecćwną do zadanej wartości binarnej.

Korzystnejest, gdy zgodnie z wynalazkiemjjko segment n-bitowy wprowadza się segment zawierający dwa bity fazowe i n-2 bity niezmiennicze, przy czym jako liczbę n wprowadza się liczbę całkowitą równą co najmniej 4 albo jako liczbę n wprowadza się liczbę 5, przy czym konstelacja zawiera wtedy 32 punkty na płaszczyźnie.

Sposób kodowania sygnału wizyjnego, według wynalazku, objaśniono na podstawie przykładu realizacji kodowania w oparciu o rysunek, na którym fig. 1 przedstawia widmo kanału o szerokośćί pasmaó MHz w sttaicda^cd^^iie HDTV, fig. 2 -schemat blokowy nadainika sygnału QAM stosowanego w telewizji standardu HDTV, fig. 3 - schemat blokowy nadajnika sygnału QAM stosowanego w telewizji standardu HDTV, fig. 4 - przyporządkowanie bitów konstelacji 16-punktowej stosowane przez koder nadajnika QAM z fig. 2, fig. 4b - sposób, w jaki przychodzący stnumeń bitów danych na wejście kodera nadajnika QAM pokazanego na fig. 2 jest dzielony na kolejne pakiety 4h.btowe celem wyboru poszczególnych punktów 16-punktowej konstelacji z fig. 4a do kolejnego nadawania, fig. 5a i 5b przedstawiają sposób przyporządkowania bitów 32-punktowej konstelacji, stosowany przez zmodyfikowany koder nadajnika QAM pokazanego na fig. 2, rozmieszczonych w oddzielnych częściach pierwszej i drugiej i6-punktowej konstelacji zgodnie z zasadami kodowania, fig. 5c przedstawia sposób, w jaki strumień bitów danych, podawany na wejście zmodyfikowanego kodera nadajnika QAM pokazanego na fig. 2, jest dzielony na kolejne pakiety 9-bitowe do wybierania pary kolejnych punktów 32-punktowej konstcdacji według fig. 5a i 5b, celem kolejnego wysłania zgodnie z zasadami kodowania.

Na figurze 1 przedstawiono widmo pasma 6 MHz kanału telewizyjnego względem częstotliwości odniesienia pozostającej poza tym pasmem, stosowanego w rozwiązaniu według standardu HDTV. Pasmo 6 MHz posiada s^^^nmioin^ą składową wąskopasmową sygnału QAM o względnie dużej amplitudzie, ze środkiem przy częstotliwości 0,96 MHz powyżej częstotliwości odniesienia, która jest stosowana do przenoszenia informacji małej częstotliwości wizji, fonii i synchronizacji (to jest informacji o wysokim priorytecie). Składowa szerokopasmowa sygnału

171 462

QAM stłumiona o względnie małej amplitudzie, ze środkiem przy częstotliwości 3,84 MHz powyżej częstotliwości odniesienia, jest stosowana do przenoszenia sygnału wizyjnego wielkiej częstotliwości (to jest informacji o niskim priorytecie). Jak będzie omówiono bardziej szczegółowo poniżej, każdy z 4-bitowych kolejnych pakietów przychodzącego stramienia danych o szybkości 3.84 megabajtów na sekundę (Mbps) jest stosowany do wyboru jednego z konstelacji szesnastu określonych z góry punktów w pierwszej płaszczyźnie współrzędnej zgodnej w fazie (I), i współrzędnej o fazie kwadraturowej (Q) celem stosowania przez składową wąskopasmową svgnału QAM. W podobny sposób, każdy z kolejnych 4-bitowych pakietów przychodzącego strumienia danych o szybkości 15,36 megabajtów na sekundę (Mbps) jest stosowany do wyboru jednego z konstelacji szesnastu określonych z góry punktów w drugiej płaszczyźnie współrzędnej zgodnej w fazie (I), i współrzędnej fazy kwadraturowej (Q) celem wykorzystania przez składową wąskopasmową sygnału QAM.

Figura 2 jest schematem blokowym nadajnika stosowanego w telewizji standardu HDTV. Nadajnik telewizyjny służący do wytwarzania bliźniaczego sygnału QAM posiadającego widmo amplitudowo-częstotliwościowe pokazane na fig. 1. Dane standardu HDTV o wysokim i niskim priorytecie są podawane ze źródeł danych 10 i 30 w postaci cyfrowej skondensowanej w czasie celem nadania im zgodności z pasmem 6 MHz kanału standardu NTSC. W tym celu źródła danych 10 i 30 zawierają układ do kompresji danych cyfrowych, np. według algorytmu Huffmana, układy kodowania grupowego, kwantyzacji i dyskretnej transformacji kosinusowej.

Sygnał wyjściowy pierwszego źródła danych 10 jest podawany do pierwszego dekodera 12, który działa jako układ bitowego odwzorowania sygnału ciągłego stramienia bitów odbieranego z pierwszego źródła danych 10. Pierwszy koder 12 dzieli sygnał z tego źródła 10 na sekwencyjne pakiety 4-bitowe (symbole). Jeden 4-bitowy pakiet o 16 wartościach jest odwzorowywany do czteroćwiartkowej konstelacji sygnału przy zastosowaniu tablicy odwzorowań, przy czym cztery wartości 4-bitowe zajmują przypisane im wartości w każdej ćwiartce. Figura 4a przedstawia takie przyporządkowanie bitów dla 16-bitowej konstelacji sygnału QAM względem czteroćwiartkowej siatki z osiami rzeczywistą (I) i urojona (Q). Ten odwzorowany segment bitowy poj awia się na wyjściach I i Q pierwszego kodera 12 (np. pierwsze dwa bity pojawią się na wyjściu I i następnie dwa bity pojawiają się na wyjściu Q. Następna wartość, pakiet 4-bbowy jest odwzorowany w podany sposób. Celem spowodowania niewrażliwości odbiornika na obrót fazy konstelacji odbieranego sygnału, stosowana jest forma kodowania różnicowego w nadajniku, w wyniku czego pierwsze dwa bity każdego segmentu czterobitowego są bitami fazy, które wybieraaą ćwiartkę konstelacji, w której umieszczony zostaje poszczególny segment czterobitowy, i ostatnie dwa bity sabitami niezmienniczymi, które pozostają takie same dla czterech ćwiartek, i są stosowane celem wybrania poszczególnego punktu w ćwiartce wybranej przez bity fazowe. Drugi koder 32 działa w taki sam sposób względem sygnałów odbieranych z drugiego źródła danych 30 o niskim priorytecie.

Sygnały wyjściowe z koderów 12 i 32 są podawane do modulatorów QAM 14 i, 34. Wąskopasmowy sygnał wyjściowy QAM z pierwszego modulatora 14jest poddawany konwersji na postać analogową przez pierwszy przetwornik cyfrowo-analogowy 15 przed jego podaniem na wejście do układu sumującego 18 przez filtr dolnoprz.epustowy 1,5 MHz 16. Filtr 16 usuwa niepożądane składowe wysokiej częstotliwości zawierające harmoniczne wytwarzane podczas uprzedniego przetwarzania cyfrowego i w układach przetwornika cyfrowo-analogowego w torze wąskopasmowym. Szerokopasmowy sygnał wyjściowy QAM z drugiego modulatora 34 jest poddawany konwersji na postać analogową przez drugi przetwornik cytrowo-aindogowy 35 przed jego podaniem na inne wejście sumatora 18 przez dolnoprzepustowy filtr poziomy 6,0 MHz 30 i tłumik 38. Filtr 36 służący do tego samego celu, co filtr 16. Tłumik 38 skaluje amplitudę składowej szerokopasmowej sygnału QAM tak, że jest ona o 6 dB mniejsza niż amplituda składowej wąskopasmowej sygnału QAM o wysokim priorytecie, jak przedstawia fig. 1. Złożony bliźniaczy sygnał QAM jest wytwarzany na wyjściu sumatora 18. Ten bliźniaczy sygnał QAM jest mnożony przez sygnał odniesienia REF w mieszaczu 20 w celu wytworzenia sygnału modulowanego z podwójną wstęgą boczną z bliźniaczymi wstęgami bocznymi sygnału

171 462

QAM górną i dolną na wyjściu mieszacza 20. Filtr pasmowy telewizyjnego kanału 6 MHz 22 odcina dolną wstęgę boczną, ale pozostawia górną wstęgę boczną (fig. 1) w celu transmisji przez urządzenie zawierające antenę 25.

Pierwszy modulator QAM 14 zawiera dwa identyczne filtry 41 i 42 o skończonej odpowiedzi impulsowej kosinusa podniesionego do pierwiastka (FIR), które odbierają sygnały wyjściowe odpowiednio z wyjść I i Q kodera 12. Filtr 41 jest umieszczony w torze nominalnie pozostającym w fazie i jest nazwany jako fazowy “I”, podczas gdy filtr 42 jest umieszczony w torze nominalnie kwadraturowo-fazowym i jest nazwany jako filtr fazowy “Q”. Filtry 41 i 42 kształtują nieliniowe obszary zboczy wąskopasmowych i szerokopasmowych składowych sygnału QAM pokazanych na fig. 1. Sygnały wejściowe z filtrów 41 i 42 są modulowane odpowiednio w układach mnożących 44 i 45 sygnałami odniesienia COSINE i SINE. Sygnały te sąpodawane ze źródła 46, zawierającego tablicę przekształceń, która wytwarza wartości sinusa i kosinusa w czterech przedziałach 90° w okresie, a mianowicie 90°, 180°, 270° i 360°. Sygnały odniesienia SINE i COSINE odpowiadają wąskopasmowej stłumionej nośnej kwadratowej sygnału QAM przy częstotliwości 0,96 MHz, tj. 3,854 Mbps/4. Sygnały' wyjściowe modulowane kwadraturowo z układów mnożących 44 i 45 są połączone przez układ sumujący 48 celem wytworzenia sygnału wąskopasmowego QAM o wysokim priorytecie. Drugi modulator QAM 34 jest podobny pod względem budowy i działania do pierwszego modulatora 14, z wyjątkiem tego, ze częstotliwość skojarzonych sygnałów nośnej kwadraturowej SINE i COSINE wynosi 3,84 MHz. ‘ ·

Synchronizacja układu pokazanego na fig. 2, w którym stosuje się przetwarzanie danych cyfowych 8-oiiowych z dopełnieniem do 2, jest realizowana przez sygnały taktowania cyfrowego podawane przez syntetyzatory częstotliwości 52 i 54 w odpowiedzi na główny sygnał taktowania wytwarzany przez generator zegarowy 55. Sygnał zegarowy CLK o częstotliwości 15.36 MHz z syntetyzatora 52 działa jako zegar danych dla drugiego źródła danych 30, drugiego kodera 32 drugiego modulatora QAM 34. Sygnał zegarowy CLK służy także jako zegar danych dla pierwszego źródła danych 10, pierwszego kodera 12 i pierwszego modulatora 14 po podzieleniu częstotliwości do 3,84 MHz przez dzielnik częstotliwości 58 dzielący na cztery, ponieważ szybkość przesyłania danych wąskopasmowych (3,84 Mbps) jest równa jednej czwartej częstotliwości dla danych szerokopasmowych (15,36 Mbps). Syntetyzator częstotliwości 54 daje sygnał odniesienia REF służący do przesuwania sygnału bliźniaczego QAM do telewizyjnego pasma częstotliwości przez mieszacz 20.

Nośne wąskopasmowe i szerokopasmowe sygnału QAM nie muszą być tłumione, chociaż zastosowanie stłumionych nowych daje oszczędność energii i pozwala uniknąć pewnych typów zakłóceń wyświetlanego obrazu. Niewytłumione nośne o małej amplitudzie mogą być stosowane do tworzenia ulepszonego odtwarzania taktowania o częstotliwości symbolu. Możliwe są również zmodulowane nośne sygnału QAM z niesymetrycznymi wstęgami bocznymi.

Na fig. 3 pokazano schemat blokowy odbiornika stosowanego w telewizji standardu HDTV. W odbiorniku sygnał bliźniaczy QAM odebrany przez antenę 110 jest podawany do mieszacza 112 razem z sygnałem odniesienia REF nominalnie przy częstotliwości sygnału REF stosowanego w nadajniku. Sygnał wyjściowy mieszacza 112 zawiera składowe sumacyjne i różnicowe. Składowa sumacyjna wyższej częstotliwości jest odcinana przez filtr dolnoprzepustowy 114, który przepuszcza składową różnicową do przetwornika analogowo-cyfrowego 116. Przepuszczona składowa różnicowa wykazuje złożone widmo częstotliwościowe modulacji pokazane na fig. 1, ze środkiem widma wąskopasmowej modulacji QAM w okolicy częstotliwości 0,96 MHz i widmo szerokopasmowej modulacji QAM ze śr^w^lkiem w okolicy czę^^t^o^^iwości 3,84 MHz. Cyfrowy próbkowany sygnał wyjściowy z przetwornika 116 jest podawany do pierwszego demodulatora 118, który, razem z kolejnymi elementami 120, 122, 124,126 i 128 tworzy proces sygnału wąskopasmowej modulacji QAM.

Pierwszy demodulator 118 zawiera zespól filtrów wejściowych o skończonej odpowiedzi impulsowej (FIR) służących do selektywnego przepuszczania wąskopasmowej składowej sygnału QAM, przy jednoczesnym odcinaniu szerokopasmowej składowej sygnału QAM.

171 462

W szczególności, ten wąskopasmowy demodulator QAM 118 zawiera filtr posiadający charakterystykę amplitudowo-częstothwościową, która zasadniczo odpowiada kształtowi charakterystyki amplitudowo-ezęstolliwościowej modulowanej składowej wąskopasmowej sygnału QAM według fig. 2. Drugi demodulator 119 w układzie przetwarzania szeroko pasmowego sygnału QAM zawierającego elementy 119, 121, 123, 125, 127 i 129 przepuszcza selektywnie szerokopasmową składową sygnału QAM przy jednoczesnym odcinaniu wąskopasmowej składowej sygnału QAM. Ten szerokopasmowy demodulator QAM 119 zawiera filtr o charakterystyce odpowiadającej zasadniczo kształtowi charakterystyki amplitudowo-częstotliwościowej modulowanej składowej szerokopasmowej sygnału QAM, jak pokazano na fig. 1. Stąd odbiornik wykazuje wcięcie charakterystyki tłumiące sygnał o częstodiwOściach skojarzonych z informacja o wysokiej energii standardowego sygnału telewizyjnego. Elementy szerokopasmowego procesora QAM są podobne do odpowiednio oznakowanych elementów procesora wąskopasmowego, które będą omawiane poniżej, z wyjątkiem tego, że charakterystyki demodulatorów 118 i 119 różnią się, jak wspomniane powyżej. Demodulatory 118 i 119 wykonują odwrotnie operacje niż modulatory 14 i 34 w nadajniku (fig. 2).

Adaptacyjny ekwalizator 120 odbiera zdemodulowane składowe przesunięte w fazie o ćwiartkę z wyjść I i Q pierwszego demodulatora 118. Ekwalizator 120 wykorzystuje adaptacyjny filtr cyfrowy FIR do kompensowania nieregulamości amplitudy i faz, w tym np. zjawy, powodowane przez kanał transmisji. Sygnały wyjściowe I i Q ekwalizatora 120 są podawane do układu estymatora 126, który wytwarza składowe wyjściowe I i Q, które przedstawiają najbardziej prawdopodobne oszacowanie transmitowanych składowych I i Q. Na przykład, wartości składowych I i Q na wyjściu estymatora 126 zostały wyregulowane według wymagań do skompensowania zniekształcającego efektu szumu odbieranego w trakcie nadawania. Estymator 126 zasadniczo pełni funkcję interpretacyjną, przepisywania wartości do próbek, które z takich względów jak szumy nie pasują dokładnie do przypisanych im pozycji w 16-punktowej czteroćwiartkowej konstelacji sygnału. Sygnały wyjściowe z estymatora 126 są podawane do dekodera 122, który wykonuje funkcje odwrotnego odwzorowywania względem kodera w nadajniku. Tablica przekształceń jest stosowana do “od-odwzorowania” czteroćwiartkowej konstelacji sygnału na sekwencyjne części czterobitowe (symbol), w postaci cyfr dwójkowych, które ist^niały w nadajniku zanim zostały zakodowane w nadajniku przez pierwszy koder 12 (fig. 2).

Dekoder błędu 124 śledzi sygnały wejścia i wyjścia I, Q estymatora 126 w celu wytwarzania sygnału wyjściowego o wielkości proporcjonalnej do błędu fazy pomiędzy sygnałami wejściowymi i wyjściowymi I, Q estymatora 126. Błąd fazy może być spowodowany szumami; w którym to przypadku ma charakter przypadkowy. Błąd fazy może być także spowodowany tym, że częstotliwość sygnału REF zasadniczo nie jest równa częstotliwości odpowiedniego sygnału REF stosowanego w nadajniku, w którym to przypadku błąd fazy nie ma charakteru przypadkowego. Sygnał wyjściowy BŁĄD z dekodera błędów 124 jest stosowany ostatecznie do skompensowania częstotliwości, sygnału REF różniącej się od wymaganej wartości, tj. wartości częstotliwości odpowiedniego sygnału REF nadajnika. W szczególnym przypadku, sygnał BŁĄD jest podawany do układu generatora 128 (VCO) sterowanego napięciowo, który zawiera także filtr dolnoprzepustowy, celem zmodyfikowania wartości sygnałów odniesienia sinusa SINE i kosinusa COSINE fazowego kwadraturowo podawanych do pierwszego demodulatora 118. /modyfikowane sygnały odniesienia sinus i kosinus zmieniają proces demodulacji az do momentu, gdy wielkość sygnału wyjściowego z detektora 124 reprezentująca błąd wskazuje, że wszystkie odchyłki częstotliwości sygnału REF od żądanej wartości zostały skompensowane ze względu na ten błąd. Filtr dolnoprzepustowy skojarzony z układem generatora 128 filtruje sygnał BŁĄD w taki sposób, ze wartości sygnału odniesienia układu generatora 128 i w wyniku tego działanie pierwszego demodulatora 118, sązmodyłikowane w odpowiedzi na błędy o charakterze nieprzypadkowym, takim jak opisane odchyłki częstotliwOści, i nie podlegają wpływom efektów przypadkowych, takich jak szumy. Pętla sterowania i zawarte w niej zespoły 119, 121, 127, 123 i 129 szerokopasmowego procesora QAM działają w ten sam sposób jak zespoły 118, 120, 126, 124 i 128 wąskopasmowego procesora QAM omówionego powyżej.

171 462

Bezpośredni cyfrowy syntetyzator częstotliwości 126 wytwarza sygnał taktowania CLK w odpowiedzi na główny sygnał taktowania z zegara taktowania 130, który podaje także sygnał taktowania do pierwszego syntezatora 135 w celu wytworzenia sygnału odniesienia REF mieszacza 112. Częstotliwość sygnału odniesienia REF nominalnie odpowiada częstotliwości stosowanej przez nadajnik. Każda odchyłka częstotliwości sygnału REF od częstotliwości wymaganej jest skompensowana w sposób opisany powyżej. Sygnał taktowania CLK z drugiego syntezatora 131 jest sygnałem zegarowym dla elementów 119, 121, 125 i 127 procesora szerokopasmowego. Proces szerokopasmowy przetwarza sygnał z szerokością pasma będącą jedną czwartą pasma sygnału szerokopasmowego. Stąd, elementy procesora wąskopasmowego odpowiadają na sygnał zegarowy CLK/4 o częstotliwości będącej jedną czwartą częstotliwości sygnału taktowania CLK, określonej przez dzielnik częstotliwości 136. Częstotliwość sygnału zegarowego CLK w odbiorniku odpowiada częstotliwości sygnału taktowania CLK zastosowanego w nadajniku (fig. 2).

Ustalenie właściwej częstotliwości odbiornika jest ułatwione przez wytworzenie sygnału zegarowego odbiornika z informacji zawartej w bardziej niezawodnie odebranej składowej wąskopasmowej sygnału QAM o dużej energii. W szczególności, złożony sygnał QAM z wyjścia filtru 114 jest podawany do nieliniowego generatora sygnału 133, np. generatora potęgi N, gdzie N może być 2 lub 4. Generator sygnału 133 wytwarza pojedynczą składową częstotliwości równą częstotliwości symbolu wąskopasmowej składowej sygnału QAM. W tym przypadku, częstotliwość symbolu wynosi 0,96 MHz, jedną czwartą częstotliwości dla bitu. Generator sygnału 133 wytwarza także w wysokim stopniu tłumiony sygnał wyjściowy o częstotliwości symbolu szerokopasmowej składowej sygnału QAM niskoenergctycznej, której wejście jest ignorowane przez kolejne zespoły przetwarzania sygnału. Detektor fazowy 137 odpowiada składowej wyjścia o częstotliwości 0,96 MI-Iz z generatorem sygnału 133, i tworzy pętlę kluczowanąjazowo razem z filtrem dolnoprzepustowym 138, drugim syntezatorem 126 i dzielnikiem przez 16 139. Filtr 138 eliminuje zakłócające częstotliwości zawierające szumy wytwarzane przez działanie generatora sygnału 133. Dzielnik częstotliwości 139 odbiera sygnał 15,36 MHz z drugiego sytezatora 126 i daje sygnał wyjściowy 0,96 MHz na wejście sterujące detektora fazowego 137. Drugi syntezator 131 zawiera rejestr, który akumuluje przyrosty fazy określone przez sygnał podawany do wejścia sterowana drugiego syntezatora 131 z filtru 138, o częstotliwości określonej przez częstotliwości generatora zegarowego 130. Zakumulowana wartość fazy adresuje pamięć stałą zawierając wartości sinusoidalne, który syntetyzuje sygnał wyjściowy z drugiego syntezatora 131.

Procesor sygnału 140 łączy demodulowany sygnał danych o wysokim priorytecie z dekodera 122 ze zdemodulowanym sygnałem danych o niskim priorytecie. Procesor 140 może zawierać układy dekompresji danych takie jak dekodery Huffmana i odwrotne kwantyzatory, układy korekcji błędu, i układy demultipleksowania i łączenia sygnałów w celu podawania oddzielnych składowych sygnału fonii i wizji. Składowa fonii jest przetwarzana przez procesor sygnału fonii 142 przedjej podaniem do urządzenia odtwarzającego dźwięk 146. Składowa wizji jest przetwarzana przez procesor sygnału wizji 144 celem wytwarzania sygnału reprezentującego obraz, który jest podawany do urządzenia obrazowego 148.

Koder QAM nadajnika telewizyjnego standardu HDTV omawiany w niniejszym rozwiązaniu stosuje konstelację 32-punktową (pokazaną na fig. 5a) a nie konstelacje 16-punktową (pokazana na fig. 4a) stosowaną przez koder 12 nadajnika standardu HDTV pokazanym na fig. 2, celem zasadniczego wzrostu zdolności odbiornika do detekcji i korekcji błędów transmisji. Pod innymi względami nadajnik omawiany w niniejszym rozwiązaniu jest zasadniczo podobny do wymienionego wyżej nadajnika pokazanego na fig. 2. Jednakże zasady zastosowane przy przypisaniu bitów do konstelacji 32-punktowej (pokazanej na fig. 5a) jest całkowicie różne od zasad stosowanych przy przypisywaniu bitów do konstelacji 16-punktowej (pokazanej na fig. 4a).

Jak opisano powyżej, zasady przyporządkowania bitów zastosowane w konstelacji 16punktowej z fig. 4a pozwalają na to, aby odbiornik niewrażliwy na obroty fazowe konstelacji sygnału odbieranego. W szczególności, każda z 4 wartości binarnych 2 bitów o największej

171 462 wadze (bitów fazy) każdego z segmentów 4-bitowych oznaczających 16 punktów, pokazana na fig. 4a, definiuje inną z 4 ćwiartek płaszczyzny 1, Q. Z tego względu, obrót płaszczyzny I, Q o 90°, 180° lub 270° będzie zmieniać odpowiednio położenie 4 ćwiartek. Jednakże, każda z 4 wartości binarnych określonych przez 2 bity o największej wadze (bity niezmiennicze) każdego z 4-bitowych segmentów oznaczającego 16 punktów, pokazanych na fig. 4A, określa innych punkt ze zbioru 4 punktów konstelacji, które są takie same dla każdej z 4 ćwiartek. Następnie, wartości binarne bitów niezmienniczych każdego z 4 zbiorów są umieszczone symetrycznie tak, ze nie zmieniają swego względnego położenia w ćwiartce przy obrocie płaszczyzny I Q o 90°. 180° lub 270°. Z tego względu, do nadania odebranej konstelacji sygnałów niewrazliwości na obrót fazy o 90°, 180° lub 270°, stosowane jest przyporządkowanie bitowe bitów fazy, stosowane do różnicowania każdej z 4 ćwiartek.

Jest jasne, że stosowane zasady przyporządkowania bitów mogłyby być rozciągnięte na konstelację 32-pimktowąprzy zastosowaniu segmentów 5-bitowych zawierających 2 bity fazy i 3 bity niezmiennicze. W tym przypadku, 2 bity fazy byłyby stosowane do rozróżniania każdej z 4 ćwiartek, i każda z 8 binarnych wartości 3 bitów niezmienniczych określałaby inny zbiór 8 punktów konstelacji, które są tymi samymi dla każdej z 4 ćwiartek.

Szumy transmisji i inne zjawiska mogą powodować, że wartości I i Q odebranego punktu konstelacji w płaszczyźnie I, Q odbiegają nieco od wartości I i Q odpowiedniego transmitowanego punktu konstelacji na płaszczyźnie I, Q w wyniku czego powstaje błąd. Wynika to z tego, że wyżej opisany odbiornik telewizyjny standardu HDTV, pokazany na fig. 3, zawiera elementy korygujące błąd 120, 124, 126 i 128 dla pierwszego demodulatora 118. Takie elementy korygujące błąd w odbiorniku pracują w oparciu o założenie, że szczególny jeden z szesnastu punktów konstelacji posiadający wartości I i Q w płaszczyźnie I i Q najbliższe względem wartości odebranego punktu konstelacji jest tym, który odpowiada transmitowanemu punktowi konstelacji. Jednakże w przypadku, gdy szumy transmisji są wystarczające, aby spowodować to, że wartości I i Q odebranego punktu konstelacji z konstelacji 16-punktowej z fig. 4 ą są najbliższe względem punktu konstelacji sąsiedniego do poprawnego transmitowania punktu odpowiedniego punktu konstelacji, a nie do tego samego poprawnego odpowiedniego transmitowanego punktu konstełaaji, układy korekcji błędu, takie jak elementy 120, 124,126 i 128 dla pierwszego demodulatora 118, nie będą w stanie dokonać korekty tego typu błędu.

Rozwiązanie według wynalazku, dzięki zastosowaniu przypisania bitów dla konstelacji 32-punktowej pokazanej na fig. 5a i 5b, pozwala na korekcję błędów pochodzących od szumów przy transmisji, wystarczaaącą do spowodowania tego, że wartości I i Q odebranego punktu konstelacji w płaszczyźnie I, Q są najbliższe wartościom punktów konstelacji sąsiednich względem odpowiedniego transmitowanego punktu konstelacji.

Figura 5a i 5b pokazują konstelację zawieraaącą32 punkty płaszczyźnie I, Q umieszczone w siatce prostokątnej 6x6 określonej przez tablicę I wartości pomiędzy -3 a +3 i wartości Q pomiędzy -3 a +3. Żaden punkt konstelacji nie zajmuje czterech naroży I, Q siatki prostokątnej +3 +3; +3 -3; -3 -3 i -3, +3. 32 punktów konstelacji z fig. 5a i 5b jest podzielone na 16 punktów konstelacji części A (pokazanychjako otwarte kółka wypełnione na biało na fig. 5a) i 16 punktów konstelacji części B (pokazanych na fig. 5a jako kółka wypełnione na czarno)·. Każdy z oddzielnych punktów konstelacji 32-pwnktowej jest określony przez jedyny 5-bitowy segment zawierający 2 bity fazy i 3 bity niezmiennicze, w których bit fazy o mniejszej wadze (drugi bit z lewej strony każdego segment 5-bitowego) wszystkich 16 punktów konstelacji należących do części A posiada wartość binarną ZERO i bit fazy o mniejszej wadze wszystkich 16 punktów konstelacji należących do części B posiada wartość binarną JEDEN. Jak pokazano na fig. 5b, odpowiednie punkty konstelacji części A i B sąumieszczone na przeplatających się diagonalnych pasach, tak ze punkty konstelacji blizsze w płaszczyźnie I, Q do dowolnego punktu konstelacji N należądo części A. W ten sposób, zarówno odległość w płaszczyźnie I, Q pomiędzy sąsiednimi punktami konstelacji części A jak i odległość w płaszczyźnie I, Q pomiędzy dwoma-sąsiednimi punktami konstelacji części B są zmaksymilizowane.

171 462

Figura 4b przedstawia sposób, w jaki każdy z kolejnych pakietów 4-bitowych przychodzącego strumienia danych jest podawanych kolejno na wejścia pierwszego kodera 12 z fig. 2, i fig. 5c, pokazuje sposób w jaki każdy z kolejnych 9-bitowych pakietów przychodzącego strumienia danych jest kolejno podawany na wejście tego kodera 12 stosującego schemat kodowania według niniejszego wynalazku.

Na fig. 4b pokazana jest para następujących po sobie pakietów przychodzącego strumienia danych, oznaczonych odpowiednio jako pakiet 4-bitowy⁷1 i pakiet 4-bitowy 2. Koder 12 z fig. 2, który stosuje kodowanie różnicowe, odpowiada na każdy z pakietów zawierający 2. bity różnicy fazy i dwa bity niezmiennicze 1 i 2 celem wyboru tego 4-bitowego segmentu konstelacji 16-punktowej z fig. 4a, który jest skojarzony punktem konstelacji, który ma być nadawany. Bardziej szczegółowo, informacja skojarzona z każdym pakietem 4-bitowym określa odległość wektorowąl, Q pomiędzy segmentami 4-bitowymi skojarzonymi z poprzednio transmitowanym punktem konstelacji i bieżącym punktem konstelacji celem transmitowania. Koder 12 zawiera układy pamięciowe, tablicę przekształceń kodu i układ dodawania modulo 4, który może dodawać dwa bity różnicy fazy i dwa bity niezmiennicze pakietu skojarzone z bieżąco transmitowanym punktem konstelacji do zapamiętywania segmentu 4-bitowego, skojarzonego z bieżącym transmitowanym punktem konstelacji. Dekoder 122 odbiornika według fig. 3 stosuje układ odejmowania modulo 4, w celu odejmowania zapamiętywanego segmentu 4-bitowego skojarzonego z poprzednio odebranym punktem konstelacji od 4-bitowego segmentu skojarzonego z bieżąco odbieranym punktem konstelacji w celu odtworzenia 2 bitów różnicy fązy i 2 bitów niezmienniczych strumienia bitów danych przychodzących do odbiornika.

Jest jasne z powyższego opisu schematu kodowania różnicowego z fig. 4b, że informacje skojarzone z każdym sekwencyjnym pakietem w strumieniu bitów danych są całkowicie niezależne od siebie. Z tego względu ten schemat kodowania nie daje sposobu detekcji łub korekcj i błędu transmisj i w odbiorniku, w którym szumy powoduj ą że punkt I, Q na płaszczyźnie I, Q jest bliższy do punktu z konstelacji 16-punktowej sąsiedniego nadawanego punktu konstelacji niż do tego samego nadawanego punktu konstelacji.

Koder nadajnika w rozwiązaniu wynalazku odpowiada na każdą kolejną parę pakietów 9-bitowych przy chodzącego strumienia danych oznaczonych odpowiednio jako pakiet 9-bitowy Al & A2 i pakiet 9-bitowy BI & B2. Koder ten, w którym stosowane jest także kodowanie różnicowe, jest podobny ogólnie do koderów 12 i 32 z fig. 2, ale różni się od nich pewnymi szczegółami. W szczególności koder wykorzystuje trzy bity niezmiennicze Al, łącznie z pierwszym i trzecim z trzech bitów różnicy fazy do wybierania 5-bitowego segmentu skojarzonego ze szczególnym punktem konstelacji części A, pokazanym na fig. 5a, który ma być nadany jako pierwszy. Koder stosuje następnie trzy bity niezmiennicze A2, łącznie z drugim i trzecim z trzech bitów różnicy fazy do wybierania szczególnego 5-bitowego segmentu skojarzonego ze szczególnym punktem konstelacji części A, który ma być wysłany jako drugi. Pierwszy i drugi z trzech bitów różnicy fazy odpowiadają bitowi fazy bardziej znaczącemu segmentów 5-bitowych skojarzonych z pierwszym i drugim wysyłanym punktem konstelacji części A, podczas gdy trzeci z trzech punktów różnicy fazy odpowiada bitowi fazy i najmniejszej wadze segmentu 5-bitowego skojarzonego z oboma nadawanymi punktami konstelacji części A, pierwszym i drugim. Dlatego, trzeci z trzech bitów różnicy fazy skoj arzony z oboma nadawanymi punktami konstelacji części A, pierwszym i drugim posiada wartość binarną ZERO.

W podobny sposób koder wykorzystuje trzy bity niezmiennicze BI, razem z pierwszym i trzecim z trzech bitów różnicy fazy, celem wybierania segmentu 5-bitowego ze szczególnym punktem konstelacji części B, który ma być wysyłany jako czwarty. Pierwszy i drugi z trzech bitów różnicy fazy odpowiadają odpowiedniemu bardziej znaczącemu bitowi fazy 5-segmentowemu bitowi skojarzonemu z trzecim i czwartym wysyłanym punktem konstelacji części B, podczas gdy trzeci z trzech bitów różnicy fazy skojarzonych z oboma nadawanymi punktami trzecim i czwartym konstelacji części B. Z tego względu trzeci z trzech bitów różnicy fazy skojarzony z dwoma nadawanymi punktami konstelacji części B trzecim i czwartym posiada wartość binarną JEDEN.

171 462

Powinno być oczywiście z powyższego opisu fig. 5c, że redundantny ciąg przychodzącej transmisji punktów wybranej części A i części B z konstelacji 32-punktowej, pokazanej na fig. 5a

IPet--δ nu λ δ nu

U Δ Λ U T.

X,2 k, XX... i ' d-r* πίπα nr m rz-*V»zA/4rz«ir»oi k^JLl i VUUilUUliUlj VX<Ą& |XX Zj j V-XXVXVXXjtĄwj transmisji, znany z góry w odbiorniku, umożliwia dekoderowi QAM w odbiorniku początkową synchronizację odbiornika z nadajnikiem i detekcję i korekcję błędów transmisji, które mogą wystąpić później.

Załóżmy, że początkowo nie ma sposobu, aby odbiornik był powiadomiony, czy każda odebrana transmisja z kolejno odbieranych transmisji jest transmisją nadawaną jako pierwsza, druga, trzecia lub czwarta, i załóżmy następnie, że ze względu na szumy transmisji wartości odebranej transmisji w płaszczyźnie I, Q różnią się od wszystkich 32 punktów konstelacji. Powstaje problem decyzji w odbiorniku, czy pierwsza transmisja z dowolnej danej pary dwóch kolejnych transmisji jest bardziej prawdopodobnie transmisją części A czy bardziej prawdopodobnie transmisją części B. Dekoder w odbiorniku podejmuje decyzję zgodnie z poniższą krokową procedurą:

1. Znajdź i zapamiętaj wartości I i Q najbliższego punktu konstelacji części A do wartości I i Q punktu odbieranego w płaszczyźnie I, Q pierwszej odebranej transmisji danej pary. Następnie oblicz i zapamiętaj wartości I i Q modułu i fazy wektora łączącego punkt nadawania z najbliższym punktem konstelacji części A.

2. Znajdź i zapamiętaj wartości I i Q najbliższego punktu konstelacji części B do wartości I i Q punktu odbieranego w płaszczyźnie I, Q pierwszej odebranej transmisji danej pary. Następnie oblicz i zapamiętaj wartości I i Q modułu i fazy wektora łączącego punkt nadawania z najbliższym punktem konstelacji części B.

3. Znajdź i zapamiętaj wartości I i Q najbliższego punktu konstelacji części A do wartości I i Q punktu odbieranego w płaszczyźnie I, Q drugiej odebranej transmisji danej pary. Następnie oblicz i zapamiętaj wartości I i Q modułu i fazy wektora łączącego odebrany punkt z najbliższym punktem konstelacji części A.

4. Znajdź i zapamiętaj wartości I i Q najbliższego punktu konstelacji części B do wartości I i Q punktu odbieranego w płaszczyźnie I i Q drugiej odebranej transmisji danej pary. Następnie oblicz i zapamiętaj wartości I i Q modułu i fazy wektora łączącego odebrany punkt z najbliższym punktem konstelacji części B.

5. Oblicz sumę wektorów części A otrzymanych w krokach 1 i 3.

6. Oblicz sumę wektorów części B otrzymanych w krokach 2 i 4.

7. Jeżeli suma wektorów części A jest mniejsza niż suma wektorów części B, część pierwszej odebranej transmisji danej pary jest częścią A, jeżeli większa niż suma wektorów części B, część pierwszej odebranej transmisji danej pary jest częścią B.

Dzięki zastosowaniu takiej procedury do każdej kolejnej pary kolejnych transmisji początkowych, zostanie określone czy odebrana seria transmisji tworzy serię powtarzalnych pakietów AABB, powtarzalnych pakietów ABBA, powtarzalnych pakietów BBAA, powtarzalnych pakietów BA AB.

Jeżeli powtarzane pakiety są inne niż AABB (co jest wskaźnikiem prawidłowej synchronizacji), odebrane serie mogą być odpowiednio przesunięte celem uzyskania prawidłowej synchronizacji, (lub odtworzenia, jeżeli synchronizacja została utracona). Jest oczywista, że każde przerwanie znanego z góry porządku serii odebranych transmisji jest wskaźnikiem błędu transmisji w danej transmisji, który mógłby być pominięty przy określaniu szczególnego punktu konstelacji transmitowanego w tej danej transmisji.

Całkowita liczba różnych par punktów konstelacji, które mogą być transmitowane, przy zastosowaniu kolejnych pakietów 4-bitowych (tj. w sumie 8 bitów), pokazana na fig. 4b, wynosi 2⁸ czyli 256. Całkowita liczba różnych par punktów konstelacji, które mogą być transmitowane albo przy zastosowaniu pojedynczego 9-bitowego pakietu Al & A2 lub pojedynczego 9-bitowego pakietu BI & B2, pokazanych na fig. 5c, wynosi także 2⁸, czyli 256. Jednakże, zastosowanie tego jednego bitu dodatkowego w sposobie kodowania według niniejszego wy171 462 nalazku nadaje systemowi nadajnika i odbiornika z modul;.icjąQ?\M znacznaodpomość na błędy transmisji.

Idea niniejszego wynalazku jest ograniczona do transmisji powtarzalnych serii dwóch punktów konstelacji części A, po których następują dwa punkty konstelacji części B, ale może być rozszerzona na powtarzalne serie trzech lub więcej punktów konstelacji części A, po których następuuątrzy lub więcej punkty konstelacji części B. Następnie, idea niniejszego wynalazku nie jest ograniczona do konstelacji 32 punktowej pokazanej na fig. 5a i 5b, ale może być rozszerzona na inne konstelacje obrotowo symetryczne zawierające punkty, których ilość zawiera się pomiędzy 2^¹ i 20 gdzie n jest liczbą całkowitą równą co najmniej 4. Jednakże, we wszystkich przypadkach, wartość binarna bitu fazy o najmniejszej wadze jest stosowana do r^^^żniania pomiędzy punktem konstelacji należącym do części A a punktem konstelacji należącym do części B.

171 462

WIZJA

FIG. 3

ODBIORNIK QAM

PROCESOR

SYGNAŁU

FONII

PROCESOR

SYGNAŁU

WIZJI

142148

URZADZENIE ODTWARZANIA DŹWIĘKU 'UlRZĄDZE SIE

3BRAZOWE

146171 462

90° (Q)

1011	1001	1110	1111
9	e	•	•
1010	1000	1100	1101
•	•	•	•
9	•		•
0001	0000	0100	0110
•	9	•	©
0011	0010	0101	0111

270°

PRZYPORZĄDKOWANIE BITÓW DLA KONSTELACJI SYGNAŁU QAM O 16 POZIOMACH

FIG. 4a

4-BITOWY PAKIET 2

4-BITOWY PAKIET 1

I

Δ 2BITY |2 BITY NIE £§^ICY ZMIENNICZEK !2 BITY I ΝΙΕΖΜΏΝΝΙ{ CZE

A BITY .OZNICY

RAZY

STRUMIEŃ BITÓW DANYCH

FIG. 4b

171 462

PRZYPORZĄDKOWANIE BITÓW DLA KONSTELACJI SYGNAŁU QAM O 32 POZIOMACH

FIG. 5a

FIG. 5b

171 462

9-BITOWY PAKIET 9-BITOWY PAKIET

Bl £B2 Al & A2

Δ3 bityI niezmiennicz RÓŻNICYl 3 BITY Bl FAZY I 3 BITY B2

FĄ3BITY

RÓŻNICY

FAZY |3 BITY Al I3 BITY A2

I

JL.

STRUMIEŃ BITÓW DANYCH

FIG. Sc

171 462

STŁUMIONA SŁUMIONA

WĄSKOPASMOWA SZEROKOPASMOWA

REF NOŚNA QAM NOŚNA QAM

F/G.1

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 90 egz. Cena 4,00 zł

Claims

Zastrzeżenia patentowe

1. Sposób kodowania sygnału wizyjnego, w którym dane symboli reprezentujących dane wizyjne, gdzie każdy z symboli stanowi zespół bitów, modulują amplitudo wo-kwadraturowo nośną sygnału wizyjnego, znamienny tym, że przyporządkowuje się dane symboli określonym punktom w zadanych położeniach na konstelacji o strukturze siatki w płaszczyźnie określonej przez ortogonalne współrzędne fazy zgodnej i przesuniętej kwadraturowo oraz dzieli się konstelację na pierwszą i druga części tak, że punkty konstelacji najbliższe względem dowolnego punktu konstelacji pierwszej części należą do drugiej części a punkty konstelacji najbliższe względem dowolnego punktu konstelacji drugiej części należą do pierwszej części, po czym przyporządkowuje się n-bitowy segment o jednoznacznej wartości binarnej do każdego indywidualnego punktu konstelacji, gdzie n-bitowy segment zawiera bity fazy do rozróżniania każdego z czterech obrotowo symetrycznych zbiorów punktów konstelacji umieszczonych w każdej z czterech ćwiartek płaszczyzny i bity niezmiennicze do rozróżniania każdego z punktów konstelacji w zbiorze obrotowo symetrycznym, oraz wprowadza się bit fazy o najmniejszej wadze ze wszystkich n-bitowych segmentów należących do pierwszej części o zadanej wartości binarnej, przez co wszystkie n-bitowe segmenty należące do drugiej części posiadają wartość binarną przeciwną do zadanej wartości binarnej.

2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że jako segment n-bitowy wprowadza się segment zawierający dwa bity fazowe i n-2 bity niezmiennicze.

3. Sposób według zastrz. 2, znamienny tym, że jako liczbę n wprowadza się liczbę całkowitą równą co najmniej 4.

4. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że jako liczbę n wprowadza się liczbę 5, przy czym konstelacja zawiera 32 punkty na płaszczyźnie.