WO2001024390A1

WO2001024390A1 - Transmitter/receiver

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Publication number: WO2001024390A1
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Authority: WO
Inventors: Keiichi Kitagawa; Yoshiko Saito; Mitsuru Uesugi
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Description

明細書送受信装置技術分野

本発明は、ディジタル無線通信システムにおいて使用される送受信装置に関する。背景技術

ディジタル無線通信システムにおいて、移動局のような通信端末装置や基地局装置などに備えられる送受信装置で固定的に付加される波形ひずみの要因としては、 D Cオフセット、 I /Qレベル比、 I ZQ直交性の乱れ、同期ずれ、給電線差による位相回転などが考えられる。従来の送受信装置においては、これらの要因を個々に調整している。

図 1は、従来の送受信装置の構成を示すブロック図である。アンテナ 1で受信された信号は、アナログ検波部 2に送られ、そこでアナログ検波される。ァナログ検波された信号は、 I /Q歪み補償回路 3に送られ、 I /Q歪み補償される。この I /Q歪み補償では、 I /Qの電圧をオシロスコープなどで測定し、 I， Qを X— Y軸にして波形が円になるように補正して、 I /Qレベル比、直交性の乱れをアナログ的に調整する。 I /Q歪み補償された信号は、 A/D変換器 4に送られて、そこで A/D変換される。

このようにして得られたディジタル信号は、 D Cオフセット補償回路 5に送られて、 D Cオフセット補償される。 D Cオフセット補償においては、入力をターミネートして測定される電圧レベルを測定し、これが無くなるようにアナログ的に調整する。さらに、 A/D変換器 4で加わる I /Q歪みも上記と同様に I /Q歪み補償回路 6にて補償される。

D Cオフセヅト補償された信号は受信 R N F (ルートナイキストフィル夕） 7に送られ、フィル夕リングされる。フィルタリングされた信号は、位相補償フィルタ 8に送られ、位相回転フィル夕を通すことにより給電線差による位相補償がなされる。

次いで、位相補償された信号は、同期ずれ補償フィルタ 9に送られ、そこで同期ずれ補償される。同期ずれ補償においては、考えられる範囲、例えば、士 T/ 2 ( T ： 1シンボル時間）ならば、 T/ 2間隔 3タップのディジタルフィル夕（フィルタ係数は、例えばオール 1 ) を揷入して同期ずれを吸収する。このようにして各要因について補償した信号は、 B B (ベースバンド）復号処理部 1 0に送られ、復号されて受信データとなる。

一方、送信データは、 B B送信処理部 1 1に送られ、そこでディジタル変調処理などが行われる。このディジタル変調後の信号は D/A変換器 1 2に送られ、 D /A変換される。得られたアナログ信号は、 I /Q歪み補償回路 1 3に送られ、そこで受信側の I ZQ歪み補償回路 3と同じように I /Q歪み補償される。

I /Q歪み補償された信号は、アナログ直交変調部 1 4に送られ、アナログ直交変調処理される。直交変調された信号は、 D Cオフセット補償回路 1 5に送られ、そこで D Cオフセット補償される。 D Cオフセット補償においては、キャリアリーク測定（無変調キャリアを入力して、 I F段などでそのキャリア周波数にどれだけの漏れ込みがあるかをスぺクトラムアナライザなどを使つて測定する）し、この測定値が所望のレベル以下になるようにアナログ的に調整する。このように D Cオフセット補償された信号は、アンテナ 1 6を介して送信される。

しかしながら、従来の送受信装置では、各々の歪み成分に関する補償を上記のように別個に行っており、非常に煩雑な手順を追って実現している。発明の開示

本発明の目的は、受信信号に固定的に付加される波形ひずみの要因を簡単に補償することができる送受信装置を提供することである。

本発明の主題は、受信信号に固定的に付加される波形ひずみの要因である D Cオフセット、 I / Qレベル比、 I / Q直交性の乱れ、同期ずれ、給電線差による位相回転の補償をデイジ夕ル信号処理で実現することである。図面の簡単な説明

図 1は、従来の送受信装置の構成を示すブロック図；

図 2は、本発明の実施の形態 1に係る送受信装置の構成を示すプロック図；図 3は、上記構成の送受信装置の I ZQ歪み &同期ずれ&位相補償フィル夕の構成を示すプロック図；

図 4は、図 3に示す I /Q歪み &同期ずれ&位相補償フィル夕内のフィル夕の構成を示す図；

図 5は、図 2に示す I ZQ歪み &同期ずれ&位相補償フィル夕の構成方法を説明するための図；

図 6は、本発明の実施の形態 2に係る送受信装置の構成の一部を示すブロック図；並びに

図 7は、本発明の実施の形態 3に係る送受信装置の構成の一部を示すプロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。 (実施の形態 1 )

図 2は、本発明の実施の形態 1に係る送受信装置の構成を示すプロック図である。受信機側においては、アンテナ 1 0 1で受信された信号は、アナログ直交検波部 1 0 2に送られ、そこでアナログ直交検波される。アナログ直交検波された信号は、 A/D変換器 1 0 3に送られて、そこで A/D変換される。ここで、 A/D変換後の信号は、 D Cオフセット、 I ZQ歪み、同期ずれ、位相歪みが加わった状態である。

このようにして得られたディジ夕ル信号は、 D Cオフセット補償回路 1 0 4 に送られて、 D Cオフセット補償される。 D Cオフセット補償においては、十、一の出現確率が等しいランダムデータを、ある一定区間、単に足し合わせて、この結果を D C成分として補償するようにしている。これは、このランダムデ —夕は十、 —で出現確率が等しいので、データ自体の値は相殺されて、 D Cォフセットのみが残るので、これを D C成分として利用できるからである。具体的には、ひのオフセットがあって、 Xサンプル足しあわせると X *ひが求められるので、最終的に Xで割ることにより D Cオフセットを得ることができる。なお、 Xを 2のべき乗に選んでおくことにより、割り算でなくビットシフトで実現することができるので、より簡単に D Cオフセッ卜を得ることができる。このような十、一の出現確率が等しいランダムデータを用いた D Cオフセットを行うことにより、単に所定信号区間足しあわせる簡単なディジタル処理で D Cオフセット補償を行うことができる。これにより、煩雑な調整動作を省くことができる。

D Cオフセット補償された信号は、 I /Q歪み &同期ずれ&位相補償フィル夕（以下、ディジタルフィル夕と省略する） 1 0 5に送られ、そこでディジ夕ル信号処理により、 I /Q歪み補償、同期ずれ補償、位相補償が行われる。これらの補償がなされた信号は、 B B (ベースバンド）復号処理部 1 0 6に送られ、復号されて受信データとなる。

一方、送信機側においては、送信データは、 B B送信処理部 1 0 7に送られ、そこでディジタル変調処理などが行われる。 I / Q歪み補償回路 1 0 8では、ディジ夕ルフィル夕 1 0 5と同じ構成のフィル夕が用いられ、後段の D /A変換器 1 0 9及びアナログ直交変調部 1 1 0で加わるであろう I / Q歪みの逆歪みが補償値として加わえられる。ここでは、位相歪みの逆歪みも加えられる。このディジタル変調後の信号は D / A変換器 1 0 9に送られ、 D /A変換される。 I / Q歪み補償された信号は、アナログ直交変調部 1 1 0に送られ、アナ口グ直交変調処理される。直交変調された信号は、 D Cオフセット補償回路 1 1 1に送られ、そこで D Cオフセット補償される。 D Cオフセット補償は、受信側と同じように行う。このように D Cオフセット補償された信号は、アンテナ 1 1 2を介して送信される。

送受信装置においては、受信側のアナログ直交検波部 1 0 2と送信側のアナログ直交変調部 1 1 0で同じ I Cを用いることがある。この場合には、受信側のディジタルフィル夕 1 0 5で得られたフィルタ係数を送信側の I / Q歪み補償回路 1 0 8に送り、 I /Q歪み補償回路 1 0 8で入力したフィル夕係数を用いてディジタルフィル夕を構成し、逆歪みを与えるようにしても良い。これにより、装置における演算量を少なくすることができ、装置負荷を軽減することができる。

また、この場合、受信側で得られた D Cオフセット補償回路 1 0 4で得られたオフセット補償値を送信側の D Cオフセット補償回路 1 1 1に送り、受信側から取得したオフセット補償値を用いて直交変調後のアナログ信号に D Cォフセット補償を行う。これにより、装置における演算量を少なくすることができ、装置負荷を軽減することができる。

次に、上記送受信装置のディジタルフィル夕 1 0 5の動作について説明する。このディジ夕ルフィル夕 1 0 5は、 D Cオフセット以外の歪みを一括して補償するものである。また、このディジタルフィル夕 1 0 5は、ルートナイキストフィルタも包括して構成している。そして、 S N Rが最大になるようにフィル夕係数を求めているので、従来よりも送受信装置における性能（ノィズ耐性）を向上させることができる。また、ルートナイキストフィルタも包括して構成しているので、ハード規模を小さくすることができる。

このディジタルフィルタ 1 0 5は、図 3に示す構成を有する。 I /Q歪み、位相歪み、同期ずれを補償するフィルタ 2 0 1 , 2 0 2と、フィル夕のフィル夕係数を設定する際に使用するフィルタ係数推定部 2 0 9 , 2 1 0への切り替えを行うスイッチ 205， 206と、スィッチ 205, 206の切り替えの夕イミングを制御するタイミング制御部 203 , 204と、フィル夕構成の際に必要とする既知信号である i_de3i„_d信号と q_deair_ed信号を格納するメモリ 2 1 1 , 2 12とを備えている。

また、フィルタ 20 1， 202は、図 4に示すように、 I (同相成分）信号及び Q (直交成分）信号用のそれそれ配列された複数の遅延素子 30 1と、受信信号及び各遅延素子 30 1の出力を加算する加算器 302とから構成されている。

このディジタルフィル夕 105におけるフィルタ係数は、その送受信装置に固有に定常的に付与する歪みをキャンセルするものである。したがって、このフィル夕係数は、電源投入時などに一度求めるだけで良い。

そこで、まず、電源投入時などのフィルタ係数を求める場合に、タイミング制御部 203, 204がスイッチ 205， 206に対して制御信号を出力し、スイッチ 205, 206をフィル夕係数推定部 209, 2 10に切り替える。フィル夕係数推定の際には、メモリ 2 1 1 , 2 12に格納された既知信号と受信信号とを加算器 207, 208で加算して両者の間で差分をとり、その値をフィル夕係数推定部 209, 2 10に出力する。フィル夕係数推定部 209,

2 10では、所定のアルゴリズムによりフィル夕係数を設定する。このフィル夕係数は、フィル夕 201， 202に送られ、フィル夕が構成される。

フィル夕が構成された後に、タイミング制御部 203, 204がスィッチ 2

05， 206に対して制御信号を出力し、スィッチ 205， 206を BB復号処理部 106への出力に切り替える。その後は、受信信号がフィルタ 201 ,

202を通過して I/Q歪み、同期ずれ、位相歪みを補償された状態で BB復号処理部 106に出力される。

フィル夕 201 , 202は、図 4に示すように、複数の遅延素子 30 1を有しているので、この遅延素子 30 1による遅延処理により、同期ずれを吸収することができる。また、上記フィルタ係数推定部 209, 2 10で求められたフィルタ係数を用いて設定されたフィル夕 20 1 , 202を受信信号が通過することにより、受信信号がアナログ直交検波部 102に加わった I/Q歪みや位相歪みを補償することができる。

上述したように、フィル夕 20 1 , 202のフィル夕係数は、電源投入時などに一度求めるだけで良く、その後の歪み補償動作においてはフィル夕係数の演算が不要となるので、フィル夕係数設定のための装置負荷を軽減することができる。

次に、フィルタ 20 1， 202の構成方法について説明する。簡単のため、 1夕ップで入力信号の I Qレベル比が 2 ： 1の場合を例に説明する。なお、以下で説明する 4実数（a， b， c, d) は、タップ数分求められる。

まず、 D Cオフセット成分の検出のため、ある信号区間、同相成分と直交成分を各々単に足しあわせ、得られた足し算結果を足しあわせたサンプル数で割り、その値をを DCオフセット成分として、受信信号から差し引く。

次に、図 5に示すいわゆる 4実数フィル夕により、 I (同相成分）に関するフィル夕係数を収束させる。ここで、フィル夕係数の収束アルゴリズムとして、推定誤差の 2乗を最小にすることを規範とする L M S (Least Mean Square) ァノレゴ'リズム、 RL S (Recursive Least Square) ァノレゴ'リズムなどを用いることができる。

図 5より、（2 i + j q) · (a-j b) = (2 a i+bq) +j (aq- 2 b i ) が求められる。ここでは、同相成分にのみ着目して、 LMS (又は R L S) で使用する誤差は i_desirsd― (2 a i +b q) とし、この誤差を最小にするように（a， b) を収束させる。この例では、最終的に求められる（a， b) 二 (0. 5, 0. 0) になるはずである。

次に、図 5に示すいわゆる 4実数フィル夕により、 Q (直交成分）に関するフィル夕係数を収束させる。図 5より、（2 i + j q) · ( c - j d ) = (2 c i + dq) + j ( c q- 2 d i) が求められる。ここでは、直交成分にのみ着目して、 LMS (又は RLS) で使用する誤差は q_desired— ( c q - 2 d i ) とし、この誤差を最小にするように（c， d ) を収束させる。この例では、最終的に求められる（c， d ) = ( 1 . 0， 0 . 0 ) になるはずである。

上記の収束処理を既知信号区間繰り返し、最終的にフィルタ係数を求める。すなわち、同相成分のタツプ係数と直交成分の夕ップ係数を独立して推定するこれにより求められたフィルタ係数を使って構成されるものが本実施の形態におけるディジタルフィル夕（図 3におけるフィルタ 2 0 1 , 2 0 2 ) となる。また、上記収束処理において、初期値としてルートナイキストフィル夕の係数（実数）を同相成分に持たせることにより、収束性を高めることもできる。このように、本実施の形態に係る送受信装置は、 D Cオフセット以外の 1 / Q歪み、同期ずれ、位相歪み、すなわちアンテナ端から A/D変換に至るアナログ回路で生じる歪み及び同期ずれを一括してディジタル信号処理により補償するので、簡単な処理で補償動作を行うことができる。これにより、従来煩雑であつた各補償動作を省略することができる。

(実施の形態 2 )

実施の形態 1で説明したディジタルフィル夕、すなわち 4実数フィル夕は、送受信装置の等化器に適用することができる。以下の実施の形態 2 , 3では、実施の形態 1で説明したディジ夕ルフィル夕を等化器に適用する場合について説明する。

図 6は、本発明の実施の形態 2に係る送受信装置の構成の一部を示すプロック図である。

この構成は、フィードフォワードタップのフィル夕（以下、 F Fフィル夕）を有する等化器であり、遅延波が直接波よりも大きくなる条件の場合に、受信信号に対して有効に等化フィル夕リング処理できるものである。

すなわち、図 6に示す等化器は、受信信号に対して等化フィル夕リング処理を行う F Fフィル夕 5 0 1と、等化フィル夕リング処理後の信号を判定するデ —夕判定部 5 0 2と、 F Fフィルタリング処理された信号と既知信号であるトレーニング信号との差分を出力する加算器 5 0 3と、加算器 5 0 3の出力を誤差信号として F Fフィル夕 5 0 1のタップ係数を推定する係数推定部 5 0 4 とを備えている。

また、 F Fフィル夕 5 0 1は、受信信号を遅延させる遅延器 5 0 1 1と、受信信号に F Fタップ係数を乗算する乗算器 5 0 1 2と、乗算結果を加算する加算器 5 0 1 3とを有する。

上記構成を有する等化器では、まず受信信号のトレーニング区間を用いて F Fタップ係数の推定が行われる。受信信号が F Fフィル夕 5 0 1へ入力され、等化フィルタリング処理が行われる。具体的には、受信信号は遅延器 5 0 1 1 で遅延されて、それそれ乗算器 5 0 1 2で F Fタップ係数と乗算され、それらの乗算結果が加算器 5 0 1 3で加算される。加算後の信号は、既知のトレ一二ング信号と減算されて誤差信号が生成される。この誤差信号は、係数推定部 5 0 4に出力される。係数推定部 5 0 4では、実施の形態 1と同様にして、同相成分に係るタップ係数 a， bと、直交成分に係るタップ係数 c， dとをそれそれ独立に誤差信号が最小となるように、 L M S (又は R L S ) などのアルゴリズムで収束させる。このようにして求められたタップ係数 a , b , c , dは、 F Fフィル夕 5 0 1の乗算器 5 0 1 2に出力される。

受信信号のトレーニング信号に続けて入力される情報信号に対しては、求められたタップ係数 a , b， c , dで等化フィルタリング処理が行われる。等化フィルタリング処理された情報信号は、判定部 5 0 2で判定される。

本実施の形態に係る送受信装置における等化器では、位相回転及び振幅変化で歪み補償を行う従来の複素フィル夕と異なり、歪んだ状態の受信信号の波形の整形を行うことができるので、位相回転及び振幅変化だけでは補償できない歪み補償を行うことが可能となる。これにより、本実施の形態に係る送受信装置は、受信性能を向上させることができる。

(実施の形態 3 )

図 7は、本発明の実施の形態 3に係る送受信装置の構成の一部を示すプロック図である。この構成は、フィードバックタップのフィル夕（以下、 F Bフィル夕）を有する等化器であり、 F Bフィル夕を用いて直接波だけでなく遅延波の受信信号予測値（レプリカ）を生成することにより、受信信号に対して有効に等化処理できるものである。

すなわち、図 7に示す等化器は、 M L S Eよる判定信号あるいは既知のトレ一二ング信号から受信予測値（レプリカ）の生成を行う F Bフィルタ 6 0 1と、生成したレプリカと受信信号との差分を出力する加算器 6 0 2と、レプリカと受信信号との間の誤差信号から送信された信号の推定を行う M L S E I, Maximum Likelihood Sequence Estimation) o 0 3と、 F Bフィノレ夕リング処理されたトレーニング信号と受信信号との差分を誤差信号として F Bフィル夕 6 0 1のタップ係数を推定する係数推定部 6 0 4とを備えている。

また、 F Bフィル夕 6 0 1は、受信信号を遅延させる遅延器 6 0 1 1と、受信信号に F Bタップ係数を乗算する乗算器 6 0 1 2と、乗算結果を加算する加算器 6 0 1 3とを有する。

上記構成を有する等化器では、既知信号であるトレーニング信号が係数推定部 6 0 4に入力されて、係数推定部 6 0 4では、このトレーニング信号に基づいて F Bフィルタ 6 0 1の F Bタップの係数が推定される。この F Bタップの係数は、 F Bフィル夕 6 0 1の乗算器 6 0 1 2に出力される。

受信信号のトレーニング信号部分が F Bフィル夕 6 0 1に入力されると、このトレーニング信号に対して等化フィルタリング処理が行われる。具体的には、トレーニング信号は、遅延器 6 0 1 1で遅延されて、それぞれ乗算器 6 0 1 2 で、 F Bタップの係数と乗算され、それらの乗算結果が加算器 6 0 1 3で加算される。

このようにして等化フィル夕リング処理されたトレーニング信号は、加算器 6 0 2で既知のトレーニング信号と加算（減算）されて誤差信号が求められる。この誤差信号は、係数推定部 6 0 4に出力される。係数推定部 604では、実施の形態 1と同様にして、同相成分に係るタップ係数 a, bと、直交成分に係るタップ係数 c， dとをそれそれ独立に誤差信号が最小となるように、 LMS (又は RLS) などのアルゴリズムで収束させる。このようにして求められたタップ係数 a， b, c, dは、 FBフィル夕の乗算器に出力される。

受信信号のトレーニング信号に続けて入力される情報信号に対しては、加算器 60 13の出力であるレプリカが受信信号から差し引かれ誤差信号が生成される。この誤差信号は ML SE 603へ入力され、 ML SEはこの誤差信号に基づき最尤系列推定を行い、送信信号候補を出力する。この送信信号候補は、 FBフィル夕へ入力されてレプリカが生成される。この処理が繰り返し行われ、受信信号の復号処理が行われる。

本実施の形態に係る送受信装置における等化器では、位相回転及び振幅変化で歪み補償を行う従来の複素フィル夕と異なり、受信の歪みに合わせた直接波及び遅延波の歪んだレプリ力信号を生成することができるので、位相回転及び振幅変化だけでは補償できない歪み補償を行うことが可能となる。これにより、受信性能を向上させることができる。

実施の形態 3においては、 ML S Eを用いた場合について説明しているが、本実施の形態においては、 1^ 3£の代ゎりに0^£ (Decision Feedback Equalizer) を用いた場合にも適用することができる。

実施の形態 2で説明した F Fフィル夕と、実施の形態 3で説明した F Bフィル夕は、適宜併用することが可能である。これにより、直接波と遅延波のいずれのレベルが高い場合でも優れた受信性能を発揮させることができる。また、 FFフィル夕と FBフィル夕を併用した場合において、 FFフィル夕と FBフィル夕のいずれか一方に本発明に係るディジ夕ルフィル夕を適用しても良い。なお、 FFフィル夕と FBフィルタを併用した場合において、 MLSEを用いるときには、すべてのタップ係数が 0となることをさけるために、 FBタップの一つを 1に固定することが好ましい。上記実施の形態 1〜3に係る送受信装置のディジ夕ルフィル夕は、装置内の他のフィルタを兼ねる構成を採っても良い。これにより、歪み及び同期ずれを一括して補償する処理と送受信機の元々のフィル夕処理を一括して行うことが可能であり、装置負荷を軽減することができる。

また、上記実施の形態 1〜3に係る送受信装置のディジタルフィル夕は、ァダブティブアレイアンテナのアンテナ素子間の位相回転の補償にも適用することができる。具体的には、本ディジタルフィル夕がアンテナ素子間の給電線差による位相回転を補償するように構成しても良い。

本発明の送受信装置は、ディジ夕ル無線通信システムにおける基地局装置や移動局のような通信端末装置に適用することができる。

本発明は、上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、ディジタルフィル夕の構成方法は、上記方法に限定されない。また、上記実施の形態 1 ~ 3は、適宜組み合わせて実施することができる。本発明の送受信装置は、受信信号に対してアンテナ端から A/D変換におけるアナログ処理により生じた歪み及び同期ずれを一括して補償する第 1ディジタルフィルタを備えたことを特徴とする。

本発明の送受信装置は、受信信号に対してアンテナ端から A/ D変換におけるアナログ処理により生じた歪み及び同期ずれを一括して補償する第 1ディジタルフィル夕を備えた受信機と、 DZA変換により送信信号に付与される歪みを補償するための逆特性を付与する第 2ディジ夕ルフィルタを備えた送信機と、を具備する構成を採る。

これらの構成によれば、 D Cオフセット以外の I /Q歪み、同期ずれ、位相歪みを一括してディジ夕ル信号処理により補償するので、簡単な処理で補償動作を行うことができる。これにより、従来煩雑であった各補償動作を省略することができる。

本発明の送受信装置は，上記構成において、第 1及び第 2ディジタルフィル夕は、装置内の他のフィルタを兼ねる構成を採る。この構成によれば、歪み及び同期ずれを一括して補償する処理と送受信機の元々のフィル夕処理を一括して行うことが可能であり、装置負荷を軽減することができる。

本発明の送受信装置は、上記構成において、第 1及び第 2ディジタルフィル夕は、フィル夕係数が設定されることにより構成されるフィル夕と、前記フィル夕係数を推定するフィル夕係数推定部と、前記フィル夕通過後の受信信号を前記フィルタ係数推定部に出力するか受信出力にするかを切り替える切替部と、前記切替部の切り替えタイミングを制御するタイミング制御部と、を有する構成を採る。

この構成によれば、ディジタルフィルタのフィルタ係数を、電源投入時などに一度求めるだけで良く、その後の歪み補償動作においてはフィル夕係数の演算が不要となるので、フィル夕係数設定のための装置負荷を軽減することがでぎる。

本発明の送受信装置は、上記構成において、前記フィル夕が、複数の遅延素子で構成されている構成を採る。

本発明の送受信装置は、上記構成において、十、一の出現確率が等しいランダムデータを用いて受信信号に対して D Cオフセット補償を行う D Cオフセット補償部を具備する構成を採る。

この構成によれば、単に所定信号区間足しあわせる簡単なディジタル処理で D Cオフセット補償を行うことができる。これにより、煩雑な調整動作を省くことができる。

本発明の送受信装置は、上記構成において、第 1ディジタルフィル夕で設定されたフィルタ係数を第 2ディジ夕ルフィル夕で用いる構成を採る。

この構成によれば、送信機側で新たにフィル夕係数設定のための演算を行うことが不要となり、装置負荷を軽減することができる。

本発明の送受信装置は、上記構成において、前記第 1及び第 2ディジタルフィル夕が、 4組の実数値の夕ヅプ係数から構成され、フィル夕出力の同相成分及び直交成分に係る夕ップ係数の組が独立に係数推定される構成を採る。

本発明の送受信装置は、等化器を備えた送受信装置であって、前記等化器は、 4組の実数値の夕ップ係数から構成されフィル夕を備え、フィル夕出力の同相成分及び直交成分に係る夕ップ係数の組が独立に係数推定される夕ップ係数推定部を備える構成を採る。

この構成によれば、位相回転及び振幅変化で歪み補償を行う従来の複素フィル夕と異なり、歪んだ状態の受信信号の波形の整形を行うことができるので、位相回転及び振幅変化だけでは補償できない歪み補償を行うことが可能となる。これにより、受信性能を向上させることができる。

本発明の送受信装置は、上記構成において、前記タップ係数が、フィードフォワードタツプ及びフイードバックタヅプの少なくとも一方の夕ップ係数として使用する構成を採る。

この構成によれば、歪みを伴つた受信信号が等化器へ入力された場合でも、等化器の優れた受信性能を発揮することができる。

本発明の基地局装置は、上記送受信装置を備えたことを特徴とする。また、本発明の通信端末装置は、上記送受信装置を備えたことを特徴とする。これらの構成によれば、 D Cオフセット以外の I /Q歪み、同期ずれ、位相歪みを一括してディジ夕ル信号処理により補償するので、簡単な処理で補償動作を行うことができる。これにより、基地局装置や通信端末装置において、従来煩雑であった各補償動作を省略することができる。

以上説明したように本発明の送受信装置は、 D Cオフセット以外の I /Q歪み、同期ずれ、位相歪みを一括してディジタルフィル夕を用いてディジタル信号処理により補償するので、簡単な処理で補償動作を行うことができる。これにより、従来煩雑であった各補償動作を省略することができる。さらに、ディジ夕ルフィル夕にルートナイキストフィルタも包括して、 S N Rが最大になるようにフィル夕係数を求めているので、従来よりも送受信装置における性能 (ノイズ耐性）を向上させることができる。本明細書は、 1 999年 9月 29日出願の特願平 1 1— 277386号及び 2000年 1月 18日出願の特願 2000-009267号に基づく。これらの内容はすべてここに含めておく。産業上の利用可能性

本発明は、ディジタル無線通信システムにおける基地局装置や通信端末装置に適用することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 受信信号に対してアンテナ端から A / D変換におけるアナ口グ処理により生じた歪み及び同期ずれを一括して補償する第 1ディジ夕ルフィル夕を備え

2 . 受信信号に対してアンテナ端から A/D変換におけるアナログ処理により生じた歪み及び同期ずれを一括して補償する第 1ディジタルフィル夕を備えた受信機と、 D/A変換により送信信号に付与される歪みを補償するための逆特性を付与する第 2ディジタルフィルタを備えた送信機と、を具備する送受信

3 . 第 1及び第 2ディジタルフィルタは、装置内の他のフィルタを兼ねる請求項 1記載の送受信装置。

4 . 第 1及び第 2ディジタルフィル夕は、フィル夕係数が設定されることにより構成されるフィル夕と、前記フィルタ係数を推定するフィル夕係数推定手段と、前記フィル夕通過後の受信信号を前記フィル夕係数推定手段に出力するか受信出力にするかを切り替える切替手段と、前記切替手段の切り替えタイミングを制御するタイミング制御手段と、を有する請求項 1記載の送受信装置。

5 . 前記フィル夕は、複数の遅延素子で構成されている請求項 4記載の送受信

6 . 十、一の出現確率が等しいランダムデータを用いて受信信号に対して D C オフセット補償を行う D Cオフセット補償手段を具備する請求項 1記載の送受信装置。

7 . 第 1ディジ夕ルフィル夕で設定されたフィル夕係数を第 2ディジタルフィル夕で用いる請求項 1記載の送受信装置。

8 . 前記第 1及び第 2ディジタルフィル夕は、 4組の実数値のタップ係数から構成され、フィル夕出力の同相成分及び直交成分に係るタップ係数の組が独立に係数推定される請求項 1記載の送受信装置。

9 . 等化器を備えた送受信装置であって、前記等化器は、 4組の実数値のタツプ係数から構成されフィル夕を備え、フィル夕出力の同相成分及び直交成分に係るタツプ係数の組が独立に係数推定される送受信装置。

1 0 . 前記夕ップ係数は、フィードフォワードタヅプ及びフィ一ドバックタツプの少なくとも一方の夕ップ係数として使用する請求項 9記載の送受信装置。

1 1 . 送受信装置を備えた基地局装置であって、前記送受信装置は、受信信号に対してアンテナ端から A/D変換におけるアナ口グ処理により生じた歪み及び同期ずれを一括して補償する第 1ディジタルフィル夕を備える。

1 2 . 送受信装置を備えた通信端末装置であって、前記送受信装置は、受信信号に対してアンテナ端から A/D変換におけるアナログ処理により生じた歪み及び同期ずれを一括して補償する第 1ディジ夕ルフィル夕を備える。