WO2020141569A1 - サイリスタ起動装置 - Google Patents

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裕敬 川口
宏之 荻野
泰明 松本
彰修 安藤
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    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • This invention relates to a thyristor starter.
  • a thyristor starter for starting a synchronous machine such as a generator and an electric motor has been developed (see, for example, International Publication No. 2014/033849 (Patent Document 1)).
  • the thyristor starter is a converter that converts AC power into DC power, a DC reactor that smoothes DC power, and DC power that is supplied from the converter via the DC reactor into AC power with a variable frequency to create a synchronous machine.
  • an inverter for supplying. By controlling the AC power supplied to the synchronous machine, the stopped synchronous machine can be started and driven at a predetermined rotation speed.
  • the inverter has at least 6 thyristors.
  • the inverter can supply three-phase AC power to the synchronous machine to increase the rotational speed of the synchronous machine by sequentially firing the two six thyristors in synchronization with the rotation of the synchronous machine.
  • the reverse bias period of the thyristor is the difference between the control advance angle and the commutation overlap angle.
  • the thyristor reverse bias period must be longer than the angle corresponding to the thyristor turn-off time.
  • the difference between the control lead angle and the commutation overlap angle is also called the commutation allowance angle, and the period corresponding to the commutation allowance angle is also called the commutation allowance time.
  • the commutation margin time becomes shorter as the rotation speed of the synchronous machine increases. Therefore, there is a concern that commutation of the thyristor may fail in the high rotation speed region of the synchronous machine.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object thereof is to ensure a commutation of a thyristor in a high rotation speed region of a synchronous machine in a thyristor starter that starts a synchronous machine. To do.
  • the converter converts AC power into DC power.
  • the DC reactor smoothes DC power.
  • the inverter converts DC power supplied from the converter via the DC reactor into AC power of variable frequency and supplies the AC power to the synchronous machine.
  • the control unit is configured to control the inverter based on the phase control angle.
  • the voltage regulator is configured to regulate the induced voltage of the synchronous machine by supplying a field current to the synchronous machine.
  • the voltage adjustment device controls the field current so that the induced voltage increases as the rotational speed of the synchronous machine increases.
  • the control unit reduces the increase rate of the phase control angle with respect to the rotation speed of the synchronous machine, as compared with the case where the rotation speed of the synchronous machine is less than the reference rotation speed.
  • the commutation of the thyristor in the high rotation speed region of the synchronous machine can be reliably performed.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a thyristor starting device according to an embodiment of the present invention.
  • the thyristor starter 100 accelerates the stopped synchronous machine 20 to the synchronous speed, determines the synchronous state between the synchronous machine voltage and the voltage of the system to which the synchronous machine 20 is connected, and synchronizes.
  • the machine 20 is connected to the power system. Simultaneously with the insertion, the thyristor starter 100 is disconnected from the synchronous machine 20.
  • the thyristor starting device 100 is also called a static frequency converter (SFC).
  • SFC static frequency converter
  • the thyristor starting device 100 during acceleration operates as a variable speed drive device by a separately excited inverter that commutates the current flowing through the thyristor by utilizing the counter electromotive force of the synchronous machine 20.
  • the synchronous machine 20 has a stator having armature windings ATU, ATV, ATW, and a field winding 22.
  • the synchronous machine 20 is coupled to, for example, a gas turbine GT of a thermal power plant, and is rotationally driven by the gas turbine GT.
  • Thyristor starter 100 is connected to the secondary side of transformer TR.
  • the primary side of the transformer TR is connected to the AC power supply 30.
  • the transformer TR converts the three-phase AC voltage supplied from the AC power supply 30 into the three-phase AC voltage having a predetermined voltage value and supplies the three-phase AC voltage having a predetermined voltage value to the thyristor starter 100.
  • the thyristor starter 100 includes a converter 1, a DC reactor 3, an inverter 2, and an AVR (automatic voltage regulator) 21.
  • the converter 1 is a three-phase full-wave rectifier having at least six thyristors, and converts the three-phase AC power from the transformer TR into variable-voltage DC power.
  • the DC reactor 3 is connected between the positive side output terminal 1a of the converter 1 and the positive side input terminal 2a of the inverter 2.
  • the DC reactor 3 smoothes the DC output current Id of the converter 1.
  • the negative output terminal 1b of the converter 1 and the negative input terminal 2b of the inverter 2 are connected to each other. Note that another DC reactor may be connected between the negative output terminal 1b of converter 1 and the negative input terminal 2b of inverter 2.
  • the three output terminals 2c, 2d, 2e of the inverter 2 are connected to the three armature windings ATU, ATV, ATW of the synchronous machine 20, respectively.
  • the inverter 2 is a three-phase separately excited inverter having at least 6 thyristors U, V, W, X, Y, and Z.
  • the inverter 2 converts the DC power supplied from the converter 1 via the DC reactor 3 into AC power having a variable frequency and supplies the AC power to the synchronous machine 20.
  • the AVR 21 supplies the field current If to the field winding 22 of the synchronous machine 20.
  • the AVR 21 controls the field current If supplied to the field winding 22 so that the AC voltage output from the synchronous machine 20 is kept constant regardless of the rotation speed of the gas turbine.
  • the AC power is supplied from the inverter 2 to the armature windings ATU, ATV, ATV, whereby the rotation of the synchronous machine 20 is accelerated.
  • the AVR 21 corresponds to an example of “voltage regulator”.
  • the thyristor starter 100 further includes current transformers 4 and 5, a voltage detector 6, a position detector 7, a current detector 9, an inverter controller 10, and a converter controller 13.
  • the current transformer 4 detects a three-phase alternating current flowing from the transformer TR to the converter 1 and gives a signal indicating the detected value to the current detector 9.
  • the current detector 9 calculates the DC current Id output from the converter 1 based on the signal from the current transformer 4, and gives a signal indicating the calculated value to the converter control unit 13.
  • the current detector 9 has a full-wave rectification type diode rectifier, and converts the detected three-phase alternating current into a direct current Id.
  • the current transformer 5 detects the current flowing from the inverter 2 to the armature windings ATU, ATV, ATW of the synchronous machine 20 and gives a signal indicating the detected value to the position detector 7.
  • the voltage detector 6 detects the instantaneous value of the three-phase AC voltage Vu, Vv, Vw supplied from the inverter 2 to the synchronous machine 20, and gives a signal indicating the detected value to the position detector 7. Specifically, the voltage detector 6 uses two line voltages (U-phase-V in FIG. 1) of the line voltages of the three-phase AC voltage in the armature windings ATU, ATV, ATW of the synchronous machine 20. The interphase AC voltage Vu-v and the V phase-W phase AC voltage Vv-w) are detected.
  • the position detector 7 detects the position of the rotor of the synchronous machine 20 based on the signals from the current transformer 5 and the voltage detector 6, and gives a signal indicating the detected value to the inverter controller 10 and the converter controller 13. ..
  • the inverter control unit 10 controls the ignition phase of the inverter 2 based on the signal from the position detector 7. Specifically, the inverter controller 10 includes a control angle calculator 11 and a gate pulse generator 12.
  • the control angle calculation unit 11 calculates the phase control angle ⁇ 0 based on the detected position of the rotor of the synchronous machine 20, and supplies the calculated phase control angle ⁇ 0 to the gate pulse generator 12. Specifically, when the control angle calculation unit 11 calculates the rotation speed of the synchronous machine 20 based on the signal from the position detector 7, the control angle calculation unit 11 sets the phase control angle ⁇ 0 based on the calculated rotation speed.
  • the phase control angle ⁇ 0 is set so that the phase of the output phase current of the inverter 2 advances with respect to the induced voltage inside the synchronous machine 20.
  • the actual advance angle ⁇ becomes smaller than the phase control angle ⁇ 0 as the phase current increases.
  • the phase control angle ⁇ 0 is also referred to as “setting control advance angle ⁇ 0 ”
  • the actual advance angle ⁇ is also referred to as “effective control advance angle ⁇ ”.
  • the control angle calculator 11 may calculate the rotation speed of the synchronous machine 20 based on the signal from the voltage detector 6 instead of the position detector 7.
  • the gate pulse generator 12 generates a gate pulse (firing command) to be given to the gate of the thyristor of the inverter 2 based on the setting control advance angle ⁇ 0 received from the control angle calculation unit 11.
  • the inverter control unit 10 corresponds to an example of “control unit”.
  • the converter control unit 13 controls the ignition phase of the converter 1 based on the signal from the position detector 7 and the signal from the current detector 9. Specifically, converter control unit 13 controls the ignition phase of converter 1 so that DC current Id output from converter 1 matches current command value Id*.
  • the converter control unit 13 includes a speed control unit 14, a current control unit 15, a control angle calculation unit 16, and a gate pulse generator 17.
  • the speed control unit 14 calculates the rotation speed of the synchronous machine 20 based on the detected position of the rotor of the synchronous machine 20.
  • the speed control unit 14 generates a current command value Id* which is a target value of the direct current Id based on the calculated rotation speed.
  • the current control unit 15 calculates the deviation ⁇ Id between the current command value Id* and the direct current Id, and generates the voltage command value VDC1* based on the calculated deviation ⁇ Id.
  • the current control unit 15 includes a proportional element (P:proportional element), an integral element (I:integral element), and an addition unit.
  • the proportional element multiplies the deviation ⁇ Id by a predetermined proportional gain and outputs it to the addition section, and the integral element integrates the deviation ⁇ Id with a predetermined integration gain and outputs it to the addition section.
  • the adder adds the outputs from the proportional element and the integral element to generate a voltage command value VDC1*.
  • Voltage command value VDC1* corresponds to a control command defining DC voltage VDC1 that converter 1 should output.
  • the converter 1 controls the DC voltage VDC1 so that it is larger than the DC voltage VDC2 on the input terminal side of the inverter 2 by the voltage drop due to the DC reactor 3. Thereby, the direct current Id is controlled.
  • the control angle calculation unit 16 calculates the phase control angle ⁇ based on the voltage command value VDC1* given from the current control unit 15.
  • the control angle calculation unit 16 gives the calculated phase control angle ⁇ to the gate pulse generator 17.
  • the gate pulse generator 17 generates a gate pulse (firing command) to be given to the gate of the thyristor of the converter 1 based on the phase control angle ⁇ received from the control angle calculation unit 16.
  • the converter 1 is switching-controlled according to the gate pulse generated by the gate pulse generator 17, so that the converter 1 outputs the DC current Id according to the current command value Id*.
  • FIG. 2 is a time chart schematically showing the commutation operation of the inverter 2.
  • FIG. 2A is a circuit diagram showing the current that actually flows in the inverter 2.
  • the synchronous machine 20 has three-phase inductance components Lu, Lv, Lw.
  • FIG. 2B shows terminal voltages (three-phase AC voltages) Vu, Vv, Vw of the synchronous machine 20 and a DC voltage VDC2 appearing between the input terminals 2a, 2b of the inverter 2.
  • FIG. 2C shows currents iw and iu flowing in the inverter 2.
  • FIG. 2D shows a conducting thyristor of the six thyristors U, V, W, X, Y, and Z of the inverter 2.
  • an ignition command is given to a predetermined thyristor at the time when the phase is advanced by a desired angle from the reference point. For example, a gate pulse is given to the thyristor V while the thyristor U is conducting, and then a gate pulse is given to the thyristor W while the thyristor V is conducting. Similarly, a gate pulse is applied to thyristor X while thyristor Z is conducting, and a gate pulse is applied to thyristor Y while thyristor X is next conducting.
  • the line voltages Vu-v, Vv-w, and Vw-u of the synchronous machine 20 sequentially appear as a DC voltage VDC2 between the input terminals 2a and 2b of the inverter 2 according to the transition of the conducting thyristor.
  • the inverter control unit 10 controls the path of the current flowing through the synchronous machine 20 by firing the six thyristors U, V, W, X, Y, and Z in sequence in sequence according to the rotation of the synchronous machine 20. can do.
  • the thyristor reverse bias period must be longer than the angle corresponding to the thyristor turn-off time.
  • This ⁇ is also called “commutation allowance angle”
  • the period corresponding to the commutation allowance angle is also called “commutation allowance time”. If the turn-off time of the thyristor is t off , the commutation allowance angle ⁇ must be ⁇ t off or more.
  • FIG. 3 is a time chart showing the basic operation of the thyristor starting device 100.
  • FIG. 3 shows the rotation speed of the synchronous machine 20, the effective value of the terminal voltage of the synchronous machine 20, the field current, the set control lead angle, and the commutation margin time of the thyristor in the inverter 2.
  • the thyristor starter 100 When the thyristor starter 100 is activated at time t1, the thyristor starter 100 accelerates the synchronous machine 20 from a completely stopped state to a predetermined rotation speed Na.
  • a constant field magnetic flux If is generated in the rotor of the synchronous machine 20 by the constant field current If.
  • the AVR 21 keeps the field current If supplied to the field winding 22 constant while the rotation speed of the synchronous machine 20 is constant. Keep at value.
  • the setting control advance angle ⁇ 0 is maintained at a constant value ⁇ a regardless of changes in the rotation speed while the rotation speed of the synchronous machine 20 is from 0 to a predetermined rotation speed Na.
  • the effective value of the terminal voltage of the synchronous machine 20 increases linearly from 0V to VC.
  • the rotation speed Na is set to, for example, about 20% of the rated speed of the gas turbine GT.
  • the AVR 21 reduces the field current If supplied to the field winding 22. As a result, the effective value of the terminal voltage of the synchronous machine 20 is maintained at the constant voltage VC even if the rotation speed changes.
  • the set control advance angle ⁇ 0 linearly increases from the minimum value ⁇ a to the maximum value ⁇ b at a constant increase rate according to the rotation speed.
  • the rate of increase in the setting control lead angle beta 0 represents the ratio of the increment [Delta] [beta] 0 of the rotational speed N increase .DELTA.N setting control advance angle beta 0 for the synchronous machine 20 ( ⁇ 0 / ⁇ N).
  • the setting control advance angle ⁇ 0 is linearly increased at a constant rate of increase in accordance with the increase in the rotation speed, so that the setting control advance angle ⁇ 0 is set regardless of the change in the rotation speed. It is possible to suppress the rise of the DC voltage VDC2 during the commutation overlap period, as compared with the case where the configuration is constant.
  • the setting control advance angle ⁇ 0 is maintained at the maximum value ⁇ b.
  • the rotation speed Nb is set to about 70% of the rated speed of the gas turbine GT, for example.
  • the commutation margin time gradually decreases after the time t1 due to the increase in the commutation overlap period according to the rotation speed of the synchronous machine 20.
  • the commutation margin time becomes shorter as the rotation speed of the synchronous machine 20 increases.
  • the commutation margin time has a threshold time Tth at which the thyristor cannot commutate. This threshold time Tth is determined by the turn-off time t off of the thyristor. In the example of FIG. 3, the commutation margin time is shorter than the threshold time Tth before time t4. Therefore, there is concern that the thyristor may fall into commutation failure.
  • the thyristor starter 100 provides a control configuration of the thyristor starter 100 that can secure the commutation margin time of the inverter 2 even when the rotation speed of the synchronous machine 20 becomes high. To do.
  • the voltage and current of the inverter 2 and the synchronous machine 20 are defined as shown in FIG.
  • Id represents a current flowing in the DC reactor 3
  • Ed is a DC voltage between the input terminals 2a and 2b of the inverter 2 (corresponding to VDC2 in FIG. 1).
  • Indicates. Iu represents the U-phase current of the three-phase AC current output by the inverter 2
  • Eu represents the U-phase voltage of the three-phase AC voltage output by the inverter 2.
  • Z indicates the impedance of one phase of the synchronous machine 20
  • Ea indicates the induced voltage generated inside the synchronous machine 20. Note that, for Z, for simplicity of explanation, it is assumed that the resistance component in the impedance for one phase is sufficiently small and is ignored, and only the reactance X is included.
  • FIG. 5A is a vector diagram drawn based on the U-phase voltage Eu of the thyristor starter 100. As shown in FIG. 5A, the U-phase current Iu of the inverter 2 leads the U-phase voltage Eu of the inverter 2 by the phase angle ⁇ . The phase angle ⁇ is the power factor angle.
  • the induced voltage Ea inside the synchronous machine 20 in operation is delayed by the phase angle ⁇ with respect to the U-phase voltage Eu.
  • the phase angle ⁇ is the load angle.
  • Z ⁇ Iu has a magnitude of product X ⁇ Iu of reactance X and U-phase current Iu, and has a phase difference of ⁇ /2 with Iu.
  • the current waveform becomes trapezoidal due to the commutation overlap angle u, and the phase of Iu is delayed by u/2 in terms of phase.
  • phase angle ⁇ 0 ⁇ obtained by subtracting the load angle ⁇ from the set control advance angle ⁇ 0 becomes the effective control advance angle ⁇ .
  • phase angle ⁇ -u/2 obtained by subtracting u/2 from the effective control advance angle ⁇ becomes the power factor angle ⁇ .
  • the commutation margin time corresponding to the commutation margin angle ⁇ becomes shorter, so that the thyristor may cause commutation failure.
  • K is a constant
  • ⁇ is a synthetic magnetic flux
  • ⁇ is an angular velocity.
  • the vector diagram of FIG. 5(B) has the same rotation speed of the synchronous machine 20 as the vector diagram of FIG. 5(A).
  • the setting control advance angle ⁇ 0 has the same magnitude as that of FIG. 5A.
  • the phase currents Iu and Z ⁇ Iu are also the same in FIGS. 5A and 5B.
  • the U-phase voltage Eu is also increased by increasing the induced voltage Ea without changing the magnitude of Z ⁇ Iu.
  • the commutation overlapping angle u decreases as the U-phase voltage Eu output from the inverter 2 increases. Therefore, in FIG. 5B, the commutation overlapping angle u is smaller than that in FIG. 5A.
  • the power factor angle ⁇ increases as the effective control advance angle ⁇ increases.
  • An increase in the power factor angle ⁇ causes a decrease in the output power of the thyristor starter 100.
  • the DC voltage Ed is given by the following equation (6).
  • the expression (6) can be rewritten as the following expression (7) using the expression (4).
  • the output power of the inverter 2 is equal to the input power of the inverter 2 according to the law of conservation of energy, and thus can be represented by the product Ed ⁇ Id of the DC voltage Ed and the DC current Id. According to the equation (7), the DC voltage Ed becomes smaller as the power factor angle ⁇ becomes larger, so that the output power of the inverter 2 may be lowered.
  • the set control angle ⁇ 0 is reduced within a range in which the commutation margin angle ⁇ can be secured as the induced voltage Ea of the synchronous machine 20 increases. .. This suppresses the decrease in the DC voltage Ed due to the increase in the power factor angle ⁇ .
  • the rotation speed of the synchronous machine 20 is the same as that of the vector diagrams of FIGS. 5A and 5B.
  • the induced voltage Ea of the synchronous machine 20 has the same magnitude as that of FIG. 5B.
  • the U-phase currents Iu and Z ⁇ Iu of the inverter 2 are also set to have the same magnitude as in FIG. 5(B).
  • the setting control advance angle ⁇ 0 is made smaller than that in FIG. 5(B).
  • the commutation margin angle ⁇ is .omega.t off more (t off the turn-off time of the thyristor) it is necessary to adjust the the setting control advance angle beta 0 within an amount.
  • the DC voltage Ed will be kept at a constant value. be able to. Therefore, it is preferable to adjust the set control angle ⁇ 0 according to the rotation speed of the synchronous machine 20 so that ⁇ toff and Eu ⁇ cos ⁇ is constant. According to this, it is possible to suppress the decrease of the DC voltage Ed (that is, the decrease of the output power of the thyristor starter 100) while ensuring the commutation margin time.
  • FIG. 6 is a time chart showing the operation of thyristor starter 100 according to the present embodiment.
  • FIG. 6 shows the rotation speed of the synchronous machine 20, the effective value of the terminal voltage of the synchronous machine 20, the field current, the setting control advance angle, and the commutation margin time.
  • the waveform of the rotation speed of the synchronous machine 20 shown in FIG. 6 is the same as that shown in the basic operation of FIG.
  • the waveforms of the effective value of the terminal voltage, the field current, the setting control advance angle, and the commutation margin time of the synchronous machine 20 shown in FIG. 3 are indicated by broken lines.
  • the time chart of FIG. 6 differs from the time chart of FIG. 3 in the waveforms of the effective value of the terminal voltage, the field current, the set control lead angle, and the commutation margin time after time t3.
  • the gas turbine GT is ignited at time t3
  • the synchronous machine 20 starts to accelerate.
  • the rotational speed of the synchronous machine 20 reaches the preset reference rotational speed Nc at time t5
  • the AVR 21 controls the field current If supplied to the field winding 22 of the synchronous machine 20 to thereby cause the synchronous machine 20 to operate.
  • the effective value of the induced voltage Ea of 20 is increased.
  • Na ⁇ Nc ⁇ Nb Na ⁇ Nc ⁇ Nb.
  • the AVR 21 controls the field current If so that the effective value of the induced voltage increases as the rotation speed of the synchronous machine 20 increases.
  • the field current If is maintained at the constant value If1.
  • the effective value of the terminal voltage of the synchronous machine 20 gradually increases from VC.
  • the reference rotation speed Nc is a commutation margin time when the set control advance angle ⁇ 0 is increased from ⁇ a according to the rotation speed while maintaining the effective value of the terminal voltage of the synchronous machine 20 at a constant value VC. Is set to the rotation speed when becomes larger than the threshold time Tth.
  • the commutation allowance time becomes shorter as the rotation speed of the synchronous machine 20 increases after time t3.
  • time t5 by increasing the induced voltage of the synchronous machine 20 as the rotation speed of the synchronous machine 20 increases, the effective control advance angle ⁇ increases and the decrease of the commutation margin time is suppressed.
  • the set control advance angle ⁇ 0 is constant, the power factor angle ⁇ increases together with the effective control advance angle ⁇ , so the output power of the thyristor starter 100 decreases. There is a concern that it will end up.
  • the thyristor starting device 100 reduces the increase rate ⁇ 0 / ⁇ N of the set control advance angle ⁇ 0 on condition that the commutation margin time becomes longer than the threshold time Tth.
  • the control angle calculation unit 11 compares the increase rate ⁇ 0 / ⁇ N of the set control advance angle ⁇ 0 with the rotational speed of the synchronous machine 20 between Na and Nc.
  • the increase rate ⁇ 0 / ⁇ N of the setting control advance angle ⁇ 0 is reduced when the speed is between Nc and Nb. According to this, when attention is paid to the waveform of the setting control advance angle beta 0 after time t5, in FIG. 6 (solid line), compared FIG 3 (dashed line), setting control advance angle beta 0 for the same rotational speed is reduced ing.
  • the setting control advance angle ⁇ 0 linearly increases at a constant increase rate ⁇ 0 / ⁇ N according to the rotation speed.
  • the increase rate ⁇ 0 / ⁇ N of the setting control advance angle ⁇ 0 may be changed a plurality of times depending on the rotation speed while the rotation speed is from Nc to Nb.
  • the increase rate ⁇ 0 / ⁇ N of the setting control advance angle ⁇ 0 may be reduced stepwise according to the rotation speed.
  • the setting control angle ⁇ 0 should be set based on the terminal voltage so that the product of the terminal voltage (phase voltage Eu) of the synchronous machine 20 and cos ⁇ becomes a constant value.
  • the DC voltage (corresponding to VDC2 in FIG. 1) appearing between the input terminals 2a and 2b of the inverter 2 can be maintained at a constant value regardless of the rotation speed of the synchronous machine 20.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the relationship between the rotation speed of the synchronous machine 20 and the field current If.
  • the vertical axis of FIG. 7 represents the field current If
  • the horizontal axis represents the rotation speed of the synchronous machine 20.
  • the field current If decreases between the rotation speed Na and the reference rotation speed Nc according to the rotation speed. When the rotation speed exceeds the reference rotation speed Nc, the field current If is maintained at a constant value If1.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the relationship between the rotation speed of the synchronous machine 20 and the setting control advance angle ⁇ 0 .
  • the broken line in the figure shows the relationship between the rotation speed of the synchronous machine 20 shown in FIG. 3 and the setting control advance angle ⁇ 0 .
  • the set control advance angle ⁇ 0 linearly increases from ⁇ a to ⁇ c at the first increase rate ⁇ 0 / ⁇ N according to the rotation speed. While the rotation speed is between the reference rotation speeds Nc and Nb, the setting control advance angle ⁇ 0 linearly increases from ⁇ c to ⁇ b at the second increase rate ⁇ 0 / ⁇ N according to the rotation speed. However, the second rate of increase is smaller than the first rate of increase.
  • the AVR 21 and the inverter control unit 10 refer to the map or the relational expression based on the rotation speed of the synchronous machine 20 to refer to the field current. If and the setting control advance angle ⁇ 0 can be set respectively.
  • the thyristor starter in the high rotation speed region of the synchronous machine, the induced voltage of the synchronous machine is increased as the rotation speed of the synchronous machine is increased, and the low rotation speed is increased.
  • the increase rate of the setting control advance angle in the inverter as compared with the speed range, it is possible to secure a commutation margin time of the thyristor in the inverter while suppressing a decrease in output power of the thyristor starter.
  • the adjustment of the induced voltage and the setting control advance angle described above is performed only in the high rotation speed region where the commutation margin time is short, so that the accident current is large and the thyristor It does not affect the low rotation speed region where overcurrent withstand capability is a concern. Furthermore, since the DC voltage Ed can be maintained at a constant value, it is possible to avoid affecting the converter 1.
  • the synchronous machine 20 demonstrated the case where it was a generator rotationally driven by the gas turbine in a thermal power plant, it is not restricted to this,
  • the synchronous machine 20 is used in a general industrial field. It may be a synchronized machine.

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Abstract

サイリスタ起動装置において、インバータは、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して同期機に供給する。制御部は、位相制御角に基づいてインバータを制御するように構成される。電圧調整装置は、同期機に界磁電流を供給することにより同期機の誘起電圧を調整するように構成される。同期機の加速中に同期機の回転速度が基準回転速度を超えると、電圧調整装置は、同期機の回転速度の上昇に従って誘起電圧が増加するように界磁電流を制御する。制御部は、同期機の回転速度が基準回転速度未満のときと比較して、同期機の回転速度に対する位相制御角の増加率を減少させる。

Description

サイリスタ起動装置
　この発明は、サイリスタ起動装置に関する。
　発電機および電動機等の同期機を起動するためのサイリスタ起動装置が開発されている（例えば国際公開第２０１４／０３３８４９号（特許文献１）参照）。サイリスタ起動装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を平滑化する直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して同期機に供給するインバータとを備えている。同期機に供給する交流電力を制御することにより、停止状態の同期機を起動させて所定の回転速度で駆動させることができる。
国際公開第２０１４／０３３８４９号
　上記サイリスタ起動装置において、インバータは少なくとも６個のサイリスタを有している。同期機の回転に同期して６個のサイリスタを２個ずつ順序よく点弧させることにより、インバータは同期機に三相交流電力を供給して同期機の回転速度を上昇させることができる。
　しかしながら、実際には、同期機のインダクタンスに起因して、サイリスタの転流は瞬時には行なわれず、電流の重なり期間が存在する。したがって、サイリスタの逆バイアス期間は、制御進み角と転流重なり角との差となる。転流を確実にするためには、サイリスタの逆バイアス期間がサイリスタのターンオフ時間に相当する角度よりも長いことが必要である。制御進み角と転流重なり角との差は転流余裕角とも呼ばれ、転流余裕角に対応する期間は転流余裕時間とも呼ばれる。
　上記サイリスタ起動装置では、同期機の回転速度が上昇するに従って、転流余裕時間が短くなる。そのため、同期機の高回転速度領域において、サイリスタの転流が失敗することが懸念される。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、同期機を起動させるサイリスタ起動装置において、同期機の高回転速度領域でのサイリスタの転流を確実に行なうことである。
　この発明のある局面によれば、同期機を起動させるサイリスタ起動装置は、コンバータ、直流リアクトル、インバータ、制御部および電圧調整装置を備える。コンバータは、交流電力を直流電力に変換する。直流リアクトルは、直流電力を平滑化する。インバータは、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電力を可変周波数の交流電力に変換して同期機に供給する。制御部は、位相制御角に基づいてインバータを制御するように構成される。電圧調整装置は、同期機に界磁電流を供給することにより同期機の誘起電圧を調整するように構成される。同期機の加速中に同期機の回転速度が基準回転速度を超えると、電圧調整装置は、同期機の回転速度の上昇に従って誘起電圧が増加するように界磁電流を制御する。制御部は、同期機の回転速度が基準回転速度未満のときと比較して、同期機の回転速度に対する位相制御角の増加率を減少させる。
　この発明によれば、同期機を起動させるサイリスタ起動装置において、同期機の高回転速度領域でのサイリスタの転流を確実に行なうことができる。
本発明の実施の形態に係るサイリスタ起動装置の概略構成図である。 インバータの転流動作を模式的に示すタイムチャートである。 サイリスタ起動装置の基本動作を示すタイムチャートである。 インバータおよび同期機の主回路構成図である。 サイリスタ起動装置および同期機のベクトル図である。 本実施の形態に従うサイリスタ起動装置の動作を示すタイムチャートである。 同期機の回転速度と界磁電流との関係を示す図である。 同期機の回転速度と設定制御進み角との関係を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
　図１は、本発明の実施の形態に係るサイリスタ起動装置の概略構成図である。
　図１を参照して、サイリスタ起動装置１００は、停止している同期機２０を同期速度まで加速し、同期機電圧と同期機２０が接続される系統の電圧との同期状態を判定して同期機２０を電力系統に併入するものである。併入と同時に、サイリスタ起動装置１００は同期機２０から切り離される。サイリスタ起動装置１００は、静止形周波数変換装置（ＳＦＣ：Static　Frequency　Converter）とも呼ばれる。加速中のサイリスタ起動装置１００は、同期機２０の逆起電力を利用してサイリスタに流れる電流を転流する他励式インバータによる可変速駆動装置として動作する。
　同期機２０は、電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷを有する固定子と、界磁巻線２２とを有する。図１の例では、同期機２０は、例えば火力発電所のガスタービンＧＴに結合されており、ガスタービンＧＴによって回転駆動される。
　サイリスタ起動装置１００は、変圧器ＴＲの二次側に接続されている。変圧器ＴＲの一次側は交流電源３０に接続されている。変圧器ＴＲは、交流電源３０から供給される三相交流電圧を所定の電圧値の三相交流電圧を所定の電圧値の三相交流電圧に変換してサイリスタ起動装置１００に与える。
　サイリスタ起動装置１００は、コンバータ１、直流リアクトル３、インバータ２、およびＡＶＲ（自動電圧調整装置）２１を備える。コンバータ１は、少なくとも６個のサイリスタを有する三相全波整流器であり、変圧器ＴＲからの三相交流電力を可変電圧の直流電力に変換する。
　直流リアクトル３は、コンバータ１の正側出力端子１ａとインバータ２の正側入力端子２ａとの間に接続される。直流リアクトル３は、コンバータ１の直流出力電流Ｉｄを平滑化する。コンバータ１の負側出力端子１ｂとインバータ２の負側入力端子２ｂとは互いに接続される。なお、もう１つの直流リアクトルが、コンバータ１の負側出力端子１ｂとインバータ２の負側入力端子２ｂとの間に接続されていてもよい。
　インバータ２の３つの出力端子２ｃ，２ｄ，２ｅは、同期機２０の３つの電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷにそれぞれ接続される。インバータ２は、少なくとも６個のサイリスタＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを有する三相他励式インバータである。インバータ２は、コンバータ１から直流リアクトル３を介して与えられた直流電力を可変周波数の交流電力に変換して同期機２０に供給する。
　ＡＶＲ２１は、同期機２０の界磁巻線２２に界磁電流Ｉｆを供給する。ＡＶＲ２１は、同期機２０の出力する交流電圧がガスタービンの回転速度に関係なく一定に保たれるように、界磁巻線２２に供給する界磁電流Ｉｆを制御する。界磁巻線２２に界磁電流Ｉｆが供給されている状態において、インバータ２から電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＶに交流電力を供給することにより、同期機２０の回転が加速される。ＡＶＲ２１は「電圧調整装置」の一実施例に対応する。
　サイリスタ起動装置１００は、さらに、変流器４，５、電圧検出器６、位置検出器７、電流検出器９、インバータ制御部１０、およびコンバータ制御部１３をさらに備える。
　変流器４は、変圧器ＴＲからコンバータ１に流れる三相交流電流を検出し、検出値を示す信号を電流検出器９に与える。電流検出器９は、変流器４からの信号に基づいて、コンバータ１から出力される直流電流Ｉｄを演算し、その演算値を示す信号をコンバータ制御部１３に与える。具体的には、電流検出器９は、全波整流型のダイオード整流器を有しており、検出された三相交流電流を直流電流Ｉｄに変換する。
　変流器５は、インバータ２から同期機２０の電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷに流れる電流を検出し、検出値を示す信号を位置検出器７に与える。
　電圧検出器６は、インバータ２から同期機２０に供給される三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの瞬時値を検出し、検出値を示す信号を位置検出器７に与える。具体的には、電圧検出器６は、同期機２０の電機子巻線ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷにおける三相交流電圧の線間電圧のうちの２つの線間電圧（図１では、Ｕ相－Ｖ相間の交流電圧Ｖｕ－ｖおよびＶ相－Ｗ相間の交流電圧Ｖｖ－ｗとする）を検出する。このように、Ｕ相－Ｖ相間の交流電圧Ｖｕ－ｖ、Ｖ相－Ｗ相間の交流電圧Ｖｖ－ｗおよびＷ相－Ｕ相間の交流電圧Ｖｗ－ｕのうちの少なくとも２つの線間電圧を検出することにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧を計算により求めることができる。この線間電圧から相電圧への変換は、電圧検出器６または位置検出器７において行なわれる。
　位置検出器７は、変流器５および電圧検出器６からの信号に基づいて同期機２０の回転子の位置を検出し、検出値を示す信号をインバータ制御部１０およびコンバータ制御部１３に与える。
　インバータ制御部１０は、位置検出器７からの信号に基づいて、インバータ２の点弧位相を制御する。具体的には、インバータ制御部１０は、制御角演算部１１と、ゲートパルス発生器１２とを含む。
　制御角演算部１１は、検出された同期機２０の回転子の位置に基づいて位相制御角β０を演算し、演算した位相制御角β０をゲートパルス発生器１２に与える。具体的には、制御角演算部１１は、位置検出器７からの信号に基づいて同期機２０の回転速度を演算すると、演算した回転速度に基づいて位相制御角β０を設定する。同期機２０内部の誘起電圧に対してインバータ２の出力相電流の位相が進むように、位相制御角β０が設定される。
　なお、実際の進み角βは相電流の増加とともに、位相制御角β０よりも小さくなる。以下の説明では、位相制御角β０を「設定制御進み角β０」とも称し、実際の進み角βを「実効制御進み角β」とも称する。なお、制御角演算部１１は、位置検出器７の代わりに、電圧検出器６からの信号に基づいて同期機２０の回転速度を演算してもよい。
　ゲートパルス発生器１２は、制御角演算部１１から受けた設定制御進み角β０に基づいてインバータ２のサイリスタのゲートに与えるゲートパルス（点弧指令）を生成する。インバータ制御部１０は「制御部」の一実施例に対応する。
　コンバータ制御部１３は、位置検出器７からの信号および電流検出器９からの信号に基づいて、コンバータ１の点弧位相を制御する。具体的には、コンバータ制御部１３は、コンバータ１から出力される直流電流Ｉｄが電流指令値Ｉｄ＊に一致するように、コンバータ１の点弧位相を制御する。
　コンバータ制御部１３は、速度制御部１４と、電流制御部１５と、制御角演算部１６と、ゲートパルス発生器１７とを含む。速度制御部１４は、検出された同期機２０の回転子の位置に基づいて、同期機２０の回転速度を演算する。速度制御部１４は、演算した回転速度に基づいて、直流電流Ｉｄの目標値である電流指令値Ｉｄ＊を生成する。
　電流制御部１５は、電流指令値Ｉｄ＊と直流電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを演算し、演算した偏差ΔＩｄに基づいて電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。具体的には、電流制御部１５は、比例要素（Ｐ：proportional　element）、積分要素（Ｉ：integral　element）および加算部を含む。比例要素が偏差ΔＩｄに所定の比例ゲインを乗じて加算部へ出力し、積分要素は偏差ΔＩｄを所定の積分ゲインで積分して加算部へ出力する。加算部は、比例要素および積分要素からの出力を加算して電圧指令値ＶＤＣ１＊を生成する。電圧指令値ＶＤＣ１＊は、コンバータ１が出力すべき直流電圧ＶＤＣ１を規定する制御指令に相当する。
　なお、コンバータ１は、インバータ２の入力端子側の直流電圧ＶＤＣ２よりも直流リアクトル３による電圧降下分だけ大きくなるように直流電圧ＶＤＣ１を制御する。これにより、直流電流Ｉｄが制御される。
　制御角演算部１６は、電流制御部１５から与えられる電圧指令値ＶＤＣ１＊に基づいて、位相制御角αを演算する。制御角演算部１６は、演算した位相制御角αをゲートパルス発生器１７に与える。
　ゲートパルス発生器１７は、制御角演算部１６から受けた位相制御角αに基づいてコンバータ１のサイリスタのゲートに与えるゲートパルス（点弧指令）を生成する。ゲートパルス発生器１７によって生成されたゲートパルスに従ってコンバータ１がスイッチング制御されることにより、電流指令値Ｉｄ＊に従った直流電流Ｉｄがコンバータ１から出力される。
　次に、図２を用いて、インバータ２の転流動作について説明する。
　図２は、インバータ２の転流動作を模式的に示すタイムチャートである。図２（Ａ）は、インバータ２に実際に流れる電流を示す回路図である。同期機２０は３相のインダクタンス成分Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有している。図２（Ｂ）は、同期機２０の端子電圧（三相交流電圧）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、およびインバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れる直流電圧ＶＤＣ２を示している。図２（Ｃ）は、インバータ２に流れる電流ｉｗ，ｉｕを示している。図２（Ｄ）は、インバータ２の６個のサイリスタＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚのうちの導通しているサイリスタを示している。
　図２（Ｂ）において、線間電圧Ｖｕ－ｖ，Ｖｖ－ｗ，Ｖｗ－ｕが０Ｖとなる点が実効制御進み角βの基準点であり、基準点ではβ＝０°である。基準点から所望の角度だけ位相を進めた時刻で所定のサイリスタに点弧指令（ゲートパルス）を与える。例えば、サイリスタＵが導通している期間中にサイリスタＶにゲートパルスを与え、次に、サイリスタＶが導通している期間中にサイリスタＷにゲートパルスを与える。同様に、サイリスタＺが導通している期間中にサイリスタＸにゲートパルスを与え、次にサイリスタＸが導通している期間中にサイリスタＹにゲートパルスを与える。
　導通するサイリスタの遷移に応じて、同期機２０の線間電圧Ｖｕ－ｖ，Ｖｖ－ｗ，Ｖｗ－ｕがインバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に直流電圧ＶＤＣ２として順次現れる。インバータ制御部１０は、同期機２０の回転に応じて、６個のサイリスタＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを２個ずつ順序良く点弧させて同期機２０に流れる電流の経路を制御することができる。
　しかしながら、実際には、導通していたサイリスタがゲートパルスに応答して瞬時に消弧することはない。同期機２０のインダクタンス成分Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに起因して、有限の期間、直前まで導通しているサイリスタとこれから導通するサイリスタの両方が導通状態になる期間が生じる。この期間は「転流重なり時間」と呼ばれ、転流重なり時間に対応する角度は「転流重なり角ｕ」と呼ばれる。
　図２（Ｂ）においては、ωｔ＜０でサイリスタＷ，Ｙが導通しているときに、ωｔ＝０でサイリスタＵにゲートパルスを与えても、同期機２０のインダクタンス成分Ｌｖ，Ｌｗの影響により、転流重なり期間中は両方のサイリスタＷ，Ｕが導通し続ける。したがって、サイリスタの逆バイアス期間は、次式（１）に示すように、実効制御進み角βと転流重なり角ｕとの差となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　転流を確実にするためには、サイリスタの逆バイアス期間がサイリスタのターンオフ時間に相当する角度よりも長いことが必要である。このγは「転流余裕角」とも呼ばれ、転流余裕角に対応する期間は「転流余裕時間」とも呼ばれる。サイリスタのターンオフ時間をｔｏｆｆとすると、転流余裕角γはωｔｏｆｆ以上でなければならない。
　次に、図３を用いて、サイリスタ起動装置１００の基本動作について説明する。
　図３は、サイリスタ起動装置１００の基本動作を示すタイムチャートである。図３には、同期機２０の回転速度、同期機２０の端子電圧の実効値、界磁電流、設定制御進み角、およびインバータ２におけるサイリスタの転流余裕時間が示されている。
　時刻ｔ１にてサイリスタ起動装置１００が起動すると、サイリスタ起動装置１００は、同期機２０を完全な停止状態から所定の回転速度Ｎａまで加速させる。
　時刻ｔ１にて停止状態の同期機２０を起動させると、ＡＶＲ２１は、界磁巻線２２に一定の界磁電流Ｉｆを供給する（Ｉｆ＝Ｉｆ０）。一定の界磁電流Ｉｆにより同期機２０の回転子には一定の界磁磁束が発生する。この状態で同期機２０を加速させることにより、同期機２０内部で発生する誘起電圧の大きさ（実効値）は同期機２０の回転速度とともに増加する。
　時刻ｔ２にて同期機２０の端子電圧の実効値が所定の電圧ＶＣに達すると、ＡＶＲ２１は、同期機２０の回転速度が一定の間、界磁巻線２２に供給する界磁電流Ｉｆを一定値に維持する。
　なお、設定制御進み角β０は、同期機２０の回転速度が０から所定の回転速度Ｎａまでの間、回転速度の変化に関わらず一定値βａに維持されている。同期機２０の端子電圧の実効値は０ＶからＶＣまで線形に増大する。回転速度Ｎａは、例えば、ガスタービンＧＴの定格速度の２０％程度に設定される。
　同期機２０の回転速度がＮａに達すると、時刻ｔ３にて、ガスタービンＧＴに燃料が投入され、ガスタービンＧＴが着火する。着火後、サイリスタ起動装置１００は、ガスタービンＧＴの昇速をアシストする。よって、同期機２０の回転速度は、時刻ｔ３以降加速を開始する。
　時刻ｔ３以降、ＡＶＲ２１は、界磁巻線２２に供給する界磁電流Ｉｆを低下させる。これにより、同期機２０の端子電圧の実効値は、回転速度が変わっても一定の電圧ＶＣに保たれる。
　同期機２０の回転速度がＮａから所定の回転速度Ｎｂまでの間、設定制御進み角β０は、最小値βａから最大値βｂまで、回転速度に応じて一定の増加率で線形に増大する。本願明細書において、設定制御進み角β０の増加率は、同期機２０の回転速度Ｎの増加分ΔＮに対する設定制御進み角β０の増加分Δβ０の比率（Δβ０／ΔＮ）を示す。
　特許文献１に記載されるように、回転速度の増加に応じて設定制御進み角β０を一定の増加率で線形に増加させることで、回転速度の変化に関わらず設定制御進み角β０を一定とする構成に比べて、転流重なり期間における直流電圧ＶＤＣ２の上昇を抑えることができる。
　なお、図示は省略するが、回転速度がＮｂを超えると、設定制御進み角β０は、最大値βｂに維持される。回転速度Ｎｂは、例えば、ガスタービンＧＴの定格速度の７０％程度に設定される。時刻ｔ４にて同期機２０の回転速度がＮｂに達すると、サイリスタ起動装置１００は同期機２０から切り離される。
　サイリスタ起動装置１００による一連の動作において、転流余裕時間は、時刻ｔ１以降、転流重なり期間における上昇分の影響により、同期機２０の回転速度に応じて徐々に短くなる。特に、時刻ｔ３にて同期機２０の加速を開始すると、同期機２０の回転速度の上昇に従って、転流余裕時間が短くなる。
　転流余裕時間には、サイリスタが転流不能となる閾値時間Ｔｔｈが存在する。この閾値時間Ｔｔｈは、サイリスタのターンオフ時間ｔｏｆｆによって決まる。図３の例では、時刻ｔ４よりも前に、転流余裕時間が閾値時間Ｔｔｈを下回っている。そのため、サイリスタが転流失敗に陥ることが懸念される。
　そこで、本実施の形態に係るサイリスタ起動装置１００では、同期機２０の回転速度が高くなる場合においても、インバータ２の転流余裕時間を確保することが可能なサイリスタ起動装置１００の制御構成を提供する。
　なお、本願明細書では、本実施の形態に係るサイリスタ起動装置１００の制御構成を説明するにあたり、インバータ２および同期機２０の電圧および電流を図４のように定義する。図４に示すインバータ２および同期機２０の主回路構成図において、Ｉｄは直流リアクトル３に流れる電流を示し、Ｅｄはインバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間の直流電圧（図１のＶＤＣ２に相当）を示す。Ｉｕはインバータ２が出力する三相交流電流のうちのＵ相電流を示し、Ｅｕはインバータ２が出力する三相交流電圧のうちのＵ相電圧を示す。Ｚは同期機２０の１相分のインピーダンスを示し、Ｅａは同期機２０内部で発生する誘起電圧を示す。なお、Ｚについては、説明の簡単のため、１相分のインピーダンス中の抵抗成分は十分小さいとして無視し、リアクタンスＸのみを有するものとする。
　図５（Ａ）は、サイリスタ起動装置１００のＵ相電圧Ｅｕを基準に描いたベクトル図である。図５（Ａ）に示すように、インバータ２のＵ相電圧Ｅｕに対して、インバータ２のＵ相電流Ｉｕは位相角θだけ進んでいる。位相角θは力率角である。
　運転中の同期機２０内部の誘起電圧Ｅａは、Ｕ相電圧Ｅｕに対して位相角δだけ遅れている。位相角δは負荷角である。Ｚ・Ｉｕは、リアクタンスＸとＵ相電流Ｉｕとの積Ｘ・Ｉｕの大きさを有しており、Ｉｕとπ／２の位相差をもつ。
　同期機２０が設定制御進み角β０で運転されている場合、同期機２０の誘起電圧ＥａとＵ相電流Ｉｕとの位相はＩｕがβ０だけ進み固定されていると考えることができる。負荷運転時のＵ相電圧Ｅｕは次式（２）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ただし、実際には、図２に示したように転流重なり角ｕによって電流波形は台形波的となり、位相的にはＩｕの位相がｕ／２だけ遅れることに相当する。
　設定制御進み角β０から負荷角δを差し引いた位相角β０－δが実効制御進み角βとなる。実効制御進み角βからｕ／２を差し引いた位相角β－ｕ／２が力率角θとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（１）に示したように、実効制御進み角βから転流重なり角ｕを差し引いた位相角β－ｕが転流余裕角γとなる（γ＝β－ｕ）。上述したように、同期機２０の回転速度が上昇するに従って、転流余裕角γに対応する転流余裕時間が短くなるため、サイリスタが転流失敗を起こす可能性がある。
　ここで、運転中の同期機２０の誘起電圧Ｅａは、Ｅａ＝ＫΦωで与えられる。ただし、Ｋは定数、Φは合成磁束、ωは角速度である。ＡＶＲ２２において界磁電流Ｉｆを増やすと、同期機２０に発生する界磁磁束が増加する。この界磁磁束の増加によってΦを大きくすることで、図５（Ｂ）に示すように、同期機２０の誘起電圧Ｅａを大きくすることができる。
　図５（Ｂ）のベクトル図は、図５（Ａ）のベクトル図と同期機２０の回転速度が同じであるとする。図５（Ｂ）のベクトル図では、図５（Ａ）と対比して、設定制御進み角β０を同じ大きさとしている。さらに、相電流ＩｕおよびＺ・Ｉｕについても図５（Ａ）および図５（Ｂ）で同じ大きさとしている。
　図５（Ｂ）では、Ｚ・Ｉｕの大きさを変えずに誘起電圧Ｅａを大きくしたことで、Ｕ相電圧Ｅｕも大きくなっている。一方、負荷角δは図５（Ａ）に比べて小さくなっている。設定制御進み角β０は互いに等しいため、結果的に図５（Ｂ）では図５（Ａ）に比べて実効制御進み角β（＝β０－δ）が大きくなる。
　インバータ２において、転流重なり角ｕは次式（５）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（５）によると、インバータ２が出力するＵ相電圧Ｅｕが大きくなるに従って転流重なり角ｕが小さくなる。そのため、図５（Ｂ）では図５（Ａ）に比べて、転流重なり角ｕが小さくなっている。
　このように設定制御進み角β０を固定した状態で同期機２０の誘起電圧Ｅａを大きくすると、実効制御進み角βが大きくなるとともに、転流重なり角ｕが小さくなる。これによると、転流余裕角γを大きくすることができるため、同期機２０の高回転速度領域においても転流余裕時間を確保することができる。
　しかしながら、その一方で、図５（Ｂ）では、実効制御進み角βの増加とともに力率角θが大きくなっている。力率角θの増加はサイリスタ起動装置１００の出力電力の低下を招いてしまう。具体的には、直流電圧Ｅｄは次式（６）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　なお、式（６）は式（４）を用いて次式（７）のように書き換えることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　インバータ２の出力電力は、エネルギー保存の法則により、インバータ２の入力電力に等しいから、直流電圧Ｅｄおよび直流電流Ｉｄの積Ｅｄ×Ｉｄで表すことができる。式（７）によると、力率角θが大きくなるに従って直流電圧Ｅｄが小さくなるため、インバータ２の出力電力が低下することが懸念される。
　そこで、本実施の形態では、図５（Ｃ）に示すように、同期機２０の誘起電圧Ｅａの増加とともに、転流余裕角γを確保できる範囲で設定制御角β０を減少させる構成とする。これにより、力率角θの増加による直流電圧Ｅｄの低下を抑制する。
　図５（Ｃ）のベクトル図は、図５（Ａ）および（Ｂ）のベクトル図と同期機２０の回転速度が同じであるとする。図５（Ｃ）のベクトル図では、図５（Ｂ）に対して、同期機２０の誘起電圧Ｅａを同じ大きさとしている。また、インバータ２のＵ相電流ＩｕおよびＺ・Ｉｕも図５（Ｂ）と同じ大きさとしている。この状態で、設定制御進み角β０を図５（Ｂ）よりも小さくする。設定制御進み角β０を小さくしたことで実効制御進み角βを小さくすることができ、結果的に力率角θも小さくすることができる。
　その反面、図５（Ｃ）に示すように、設定制御進み角β０を小さくすると、転流余裕角γも小さくなり、同期機２０の誘起電圧Ｅａを大きくしたことの意義がなくなることが懸念される。したがって、転流余裕角γがωｔｏｆｆ以上（ｔｏｆｆはサイリスタのターンオフ時間）となる範囲で設定制御進み角β０を調整する必要がある。
　なお、式（６）によると、理想的には、Ｕ相電圧Ｅｕとｃｏｓβ（実効制御進み角βの余弦関数）との積を一定値に保つことができれば、直流電圧Ｅｄを一定値に保つことができる。したがって、γ≧ωｔｏｆｆであり、Ｅｕ×ｃｏｓβが一定となるように、同期機２０の回転速度に応じて設定制御角β０を調整することが好ましい。これによると、転流余裕時間を確保しながら、直流電圧Ｅｄの低下（すなわち、サイリスタ起動装置１００の出力電力の低下）を抑制することが可能となる。
　図６は、本実施の形態に従うサイリスタ起動装置１００の動作を示すタイムチャートである。図６には、同期機２０の回転速度、同期機２０の端子電圧の実効値、界磁電流、設定制御進み角、および転流余裕時間が示されている。
　図６に示す同期機２０の回転速度の波形は、図３の基本動作で示したものと同じである。図６では、図３で示した同期機２０の端子電圧の実効値、界磁電流、設定制御進み角および転流余裕時間の波形が破線で示されている。
　図６のタイムチャートは、図３のタイムチャートと比較して、時刻ｔ３以降における端子電圧の実効値、界磁電流、設定制御進み角および転流余裕時間の波形が異なっている。具体的には、時刻ｔ３にてガスタービンＧＴが着火されると、同期機２０の加速が開始される。時刻ｔ５にて同期機２０の回転速度が予め設定された基準回転速度Ｎｃに達すると、ＡＶＲ２１は、同期機２０の界磁巻線２２に供給する界磁電流Ｉｆを制御することにより、同期機２０の誘起電圧Ｅａの実効値を増加させる。ただし、Ｎａ＜Ｎｃ＜Ｎｂである。
　具体的には、ＡＶＲ２１は、同期機２０の回転速度の上昇に従って誘起電圧の実効値が増加するように、界磁電流Ｉｆを制御する。図６の例では、時刻ｔ５以降、界磁電流Ｉｆを一定値Ｉｆ１に維持している。これにより、時刻ｔ５以降、同期機２０の端子電圧の実効値はＶＣから徐々に増加する。
　なお、基準回転速度Ｎｃは、同期機２０の端子電圧の実効値を一定値ＶＣに維持しながら、回転速度に応じて設定制御進み角β０をβａから増加させた場合において、転流余裕時間が閾値時間Ｔｔｈよりも大きくなるときの回転速度に設定される。
　サイリスタ起動装置１００において、転流余裕時間は、時刻ｔ３以降、同期機２０の回転速度の上昇に従って短くなっている。ただし、時刻ｔ５以降は、同期機２０の回転速度の上昇に従って同期機２０の誘起電圧を増加させたことで、実効制御進み角βが大きくなり、転流余裕時間の減少が抑制されている。一方、図５（Ｂ）で示したように、設定制御進み角β０が一定の下では、実効制御進み角βとともに力率角θも大きくなるため、サイリスタ起動装置１００の出力電力が低下してしまうことが懸念される。
　そこで、サイリスタ起動装置１００は、時刻ｔ５以降、転流余裕時間が閾値時間Ｔｔｈよりも長くなることを条件として、設定制御進み角β０の増加率Δβ０／ΔＮを減少させる。具体的には、インバータ制御部１０において、制御角演算部１１は、同期機２０の回転速度がＮａからＮｃまでの間における設定制御進み角β０の増加率Δβ０／ΔＮに比べて、回転速度がＮｃからＮｂまでの間における設定制御進み角β０の増加率Δβ０／ΔＮを小さくする。これによると、時刻ｔ５以降の設定制御進み角β０の波形に着目すると、図６（実線）では、図３（破線）と比較して、同じ回転速度に対する設定制御進み角β０が小さくなっている。
　図６の例では、回転速度がＮｃからＮｂまでの間、設定制御進み角β０は、回転速度に応じて一定の増加率Δβ０／ΔＮで線形に増大している。図６の例に代えて、回転速度がＮｃからＮｂまでの間、回転速度に応じて、設定制御進み角β０の増加率Δβ０／ΔＮを複数回変化させる構成としてもよい。例えば、回転速度がＮｃからＮｂまでの間、回転速度に応じて、設定制御進み角β０の増加率Δβ０／ΔＮを段階的に小さくする構成としてもよい。
　ただし、図５（Ｃ）で説明したように、同期機２０の端子電圧（相電圧Ｅｕ）およびｃｏｓβの積が一定値となるように、端子電圧に基づいて設定制御角β０を設定することで、同期機２０の回転速度に関わらず、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂ間に現れる直流電圧（図１のＶＤＣ２に相当）を一定値に保つことができる。この結果、サイリスタ起動装置１００の出力電力の低下を抑制することができる。
　なお、上述した同期機２０の誘起電圧の制御は、同期機２０の回転速度と最適な誘起電圧の実効値（界磁電流Ｉｆ）との関係を予め求めるとともに、その対応関係を予めマップまたは関係式としてＡＶＲ２１に記憶することが可能である。図７は、同期機２０の回転速度と界磁電流Ｉｆとの関係の一例を示す図である。図７の縦軸は界磁電流Ｉｆを示し、横軸は同期機２０の回転速度を示す。図７の例では、回転速度がＮａから基準回転速度Ｎｃの間、界磁電流Ｉｆは、回転速度に応じて減少する。回転速度が基準回転速度Ｎｃを超えると、界磁電流Ｉｆは一定値Ｉｆ１に維持される。
　同様に、設定制御進み角β０の制御は、同期機２０の回転速度と最適な設定制御進み角β０との関係を予め求めるとともに、その対応関係を予めマップまたは関係式としてインバータ制御部１０に記憶することが可能である。図８は、同期機２０の回転速度と設定制御進み角β０との関係の一例を示す図である。なお、図中の破線は、比較のために、図３で示した同期機２０の回転速度と設定制御進み角β０との関係を示したものである。
　図８の例では、回転速度がＮａから基準回転速度Ｎｃの間、設定制御進み角β０は、βａからβｃまで回転速度に応じて第１の増加率Δβ０／ΔＮで線形に増大する。回転速度が基準回転速度ＮｃからＮｂの間、設定制御進み角β０は、βｃからβｂまで回転速度に応じて第２の増加率Δβ０／ΔＮで線形に増大する。ただし、第２の増加率は第１の増加率よりも小さいものとする。
　これによると、ＡＶＲ２１およびインバータ制御部１０は、同期機２０の回転速度が基準回転速度Ｎｃに達すると、同期機２０の回転速度に基づいて、上記マップまたは関係式を参照して、界磁電流Ｉｆおよび設定制御進み角β０をそれぞれ設定することができる。
　以上説明したように、この発明の実施の形態に係るサイリスタ起動装置によれば、同期機の高回転速度領域では、同期機の回転速度の上昇に従って同期機の誘起電圧を増加させるとともに、低回転速度領域に比べてインバータにおける設定制御進み角の増加率を減少させることで、サイリスタ起動装置の出力電力の低下を抑制しながら、インバータにおけるサイリスタの転流余裕時間を確保することができる。
　また、本実施の形態に係るサイリスタ起動装置によれば、上述した誘起電圧および設定制御進み角の調整を転流余裕時間が短くなる高回転速度領域でのみ行なうため、事故電流が大きく、サイリスタの過電流耐量が懸念される低回転速度領域には影響を及ぼすことがない。さらに、直流電圧Ｅｄを一定値に保つことができるため、コンバータ１に影響が及ぶことを回避できる。
　なお、上述した実施の形態では、同期機２０が火力発電所におけるガスタービンによって回転駆動される発電機である場合について説明したが、これに限るものではなく、同期機２０は一般産業分野で使用される同期機であってもよい。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　コンバータ、２　インバータ、３　直流リアクトル、４，５　変流器、６　電圧検出器、７　位置検出器、９　電流検出器、１０　インバータ制御部、１１，１６　制御角演算部、１２，１７　ゲートパルス発生器、１３　コンバータ制御部、１４　速度制御部、１５　電流制御部、２０　同期機、２１　ＡＶＲ、２２　界磁巻線、３０　交流電源、１００　サイリスタ起動装置、ＡＴＵ，ＡＴＶ，ＡＴＷ　電機子巻線、ＧＴ　ガスタービン、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ　サイリスタ

Claims (4)

  1. 　同期機を起動させるサイリスタ起動装置であって、
    　交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
    　前記直流電力を平滑化する直流リアクトルと、
    　前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられる前記直流電力を可変周波数の交流電力に変換して前記同期機に供給するインバータと、
    　位相制御角に基づいて前記インバータを制御するように構成された制御部と、
    　前記同期機に界磁電流を供給することにより前記同期機の誘起電圧を調整するように構成された電圧調整装置とを備え、
    　前記同期機の加速中に前記同期機の回転速度が基準回転速度を超えると、
    　前記電圧調整装置は、前記同期機の回転速度の上昇に従って前記誘起電圧が増加するように前記界磁電流を制御し、かつ、
    　前記制御部は、前記同期機の回転速度が前記基準回転速度未満のときと比較して、前記同期機の回転速度に対する前記位相制御角の増加率を減少させる、サイリスタ起動装置。
  2. 　前記同期機の加速中に前記同期機の回転速度が前記基準回転速度を超えると、前記制御部は、前記同期機の回転速度が変化しても前記インバータの入力端子に現れる直流電圧が一定になるように、前記同期機の回転速度に応じて前記位相制御角を設定する、請求項１に記載のサイリスタ起動装置。
  3. 　前記同期機の加速中に前記同期機の回転速度が前記基準回転速度を超えると、前記制御部は、前記同期機の端子電圧と前記同期機の実効位相制御進み角の余弦関数（コサイン）との積が一定値となるように、前記同期機の端子電圧に基づいて前記位相制御角を設定する、請求項２に記載のサイリスタ起動装置。
  4. 　前記同期機の加速中に前記同期機の回転速度が前記基準回転速度を超えると、
    　前記制御部は、前記同期機の回転速度が変化しても前記インバータにおけるサイリスタの転流余裕時間が前記サイリスタのターンオフ時間よりも長くなるように、前記同期機の回転速度に応じて前記位相制御角を設定する、請求項１から３のいずれか１項に記載のサイリスタ起動装置。
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