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Dispositif llmiteur de l'amplitude des messages électriques.
L'invention concerne des perfectionnements aux disposi- tifs limiteurs de l'amplitude des messages électriqueset en ,particulier aux dispositifs destinés à limiter les pointes des impulsions du bruit superposées aux variations de message qu'on désire obtenir. Une application particulière consiste dans la combinaison du dispositif avec le détecteur d'un radio-récepteur et, dans ce cas, l'onde porteuse redressée sortant du détecteur peut servir à régler automatiquement la valeur de limitation de façon à la maintenir dans le rapport qu'on désire avec l'amplitude maximum de la modulation de l'onde porteuse.
Certaine types de bruits par Interférence ou statiques, apparaissent dans un radio-récepteur sous forme d'impulsions de
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modulation superposées à la modulation du message qu'on désire ob- tenir. Ces impulsions sont caractérisées par une grande amplitude et une courte durée. L'amplitude peut être égale à un multiple de l'amplitude de l'onde porteuse. La durée est comparable à la pé- riode de la fréquence de modulation la plus élevée qui peut être reproduite par l'amplificateur et le détecteur et par suite est beaucoup plus courte que la période des fréquences qui apparais- sent dans la modulation avec l'amplitude maximum.
De nombreux montages ont été proposés en vue de réduire au minimum l'effet nuisible des Impulsions parasites dans un récepteur. Dans certaine de ces montages, on a recours à des limiteurs de diverses catégories pour écreter les pointes des impulsions lorsqu'elles dépassent le niveau de la modulation maximum. Il existe deux catégories distinctes dans lesquelles l'impulsion est limitée au niveau de la modulation maximum extérieure ou à celui de la modulation maximum intérieure. Un circuit type de la première catégorie consiste dans un limiteur diode faisant suite au détecteur du radio-récepteur et conte- nant à titre de limiteur un redresseur diode dont le niveau se règle automatiquement au double du niveau de l'onde porteuse, de façon à protéger la modulation maximum.
Un circuit type de la seconde catégorie a pour effet d'interrompre le message pendant la durée de l'impulsion qui établit effectivement la valeur de pointe de l'impulsion au niveau de la modulation maximum intérieure ou de l'amplitude nulle. Dans les deux cas, l'amplitude de pointe de l'impulsion parasite résiduelle,mesurée à partir du niveau de la modulation nulle, est égale à l'amplitude maximum de la modulation à reproduire. Quoique dans certaine cas on puisse se servir de dispositifs tels que des condensateurs en dérivation ou des filtres passe-bas pour réduire davantage l'amplitude de pointe de l'impulsion, celle-ci reste encore plus grande que les amplitudes les plus faibles de la modulation du message.
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L'invention a pour objet de réduire l'amplitude de pointe des impulsions parasites à une valeur beaucoup plus faible que l'amplitude maximum du message à reproduire. Ce résultat est obtenu par un circuit perfectionné disposé de façon à inverser la pointe''lorsqu'elle dépasse un niveau de limitation voisin de l'amplitude maximum du message. Un autre perfectionnement suivant l'invention consiste à prévoir un second niveau de limitation qui écrête la pointe inversée à la valeur moyenne du message, de fa- çon à réduire au minimum l'effet parasite d'une forte impulsion.
Dans un récepteur de signaux à onde porteuse modulée, ce dernier niveau correspond à l'état de non modulation.
Pour arriver à ce résultat, le dispositif suivant l'in- vention comporte des circuits directe et inverses accouplant le circuit d'entrée au circuit de sortie d'un dispositif de couplage et de limitation des messages. Le circuit de couplage direct comporte un redresseur interrompant son fonctionnement aux ampli- tudes dépassant un certain niveau de blocage. Il comporte aussi certains éléments de capacitance et de résistance déterminant le degré de couplage et le niveau de blocage. La constante de temps de cette capacitance et de la résistance combinée avec elle est plus grande que la période maximum des variations des messages à reproduire, de sorte que la tension de la charge de chaque capacitance est déterminée par l'amplitude moyenne du message.
Ce dispositif provoque l'inversion de la pointe d'une impulsion parasite quelconque dépassant le niveau de blocage. D'autres applications plus particulières et d'autres caractéristiques apparaîtront dans la description donnée ci--après de circuits types et de leur fonctionnement.
Sur le dessin ci-joint, donné uniquement à titre d'exem- ple :
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La fige 1 représente un radio-récepteur comportant le dispositif suivant l'invention;
La fige 2 représente les caractéristiques de limitation suivant l'invention;
La fig. 3 représente l'effet produit suivant l'invention sur les impulsions parasites comparé à celui d'autres limiteurs;
La fige 4 représente un autre dispositif de détecteur comportant le dispositif suivant l'invention;
La fig. 5 représente un circuit à courant continu per- ' mettant de démontrer l'action de limitation exercée par le dispo- sitif suivant l'invention;
La fige 6 représente un dispositif neutralisant les ef- fets d'une capacitance accidentelle dans les circuits suivant l'invention;
La fige 7 représente une variante des circuits de limi- tation de la fig. 1;
La fige 8 représente une variante comportant un répé- teur inverseur et
La fige 9 représente un dispositif comportant les carac- téristiques des fige. 1 et 8. suivant la forme de réalisation de la fige 1, le disposi- tif suivant l'invention est appliqué à un radio-récepteur superhé- térodyne dont les autres éléments sont de la forme habituelle. Le signal à onde porteuse reçu est capté par la connexion à la terre 1 et la connexion à l'antenne 2.
Le changeur de fréquence 3 chan- ge la fréquence de l'onde porteuse en une fréquence intermédiaire, à laquelle elle est amplifiée dans l'amplificateur à fréquence intermédiaire 4. L'accord et la sélectivité nécessaires peuvent être obtenus dans ces deux éléments 3 et 4. Les circuits de sor- tie à fréquence intermédiaire sont représentés sous forme d'un transformateur à double accord et à couplage inductif comportant
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un condensateur primaire 5 et un inducteur 6 et un inducteur secondaire 7 et un condensateur 8. Les circuits du détecteur et du limiteur suivant l'invention sont compris entre les bornes
9 et 21 et sont décrits ci-après.
Le condensateur en dérivation
33 qui'' est connecté entre la borne 21 de sortie du limiteur et la borne 20 commune de connexion à la terre contribue à aplanir et à réduire l'amplitude de pointe des impulsions résiduelles trs courtes qui peuvent subsister après la limitation. De pré- férence, ce condensateur a la valeur maximum qui peut être accep- tée en conservant la reproduction des composantes du message aux audio-fréquences les plus élevées. Etant donné que cette condi-- tion varie avec les types des messages des services à assurer,
11 existe également un dispositif réglable de réglage de l'accord sous forme d'un autre condensateur 34 et d'une résistance réglable
35. Le signal est encore amplifié dans l'amplificateur 36 à audio- fréquence et reproduit dans le haut-parleur 37.
Un circuit facul- tatlt de réglage automatique du volume est représenté en pointillé et comporte une résistance 38, un condensateur 39 et une connexion de polarisation 40 dont le fonctionnement est décrit plue loin.
Il en est de même pour le circuit (l'équilibre comprenant la résis- tance 41 et le condensateur 42.
Les circuits du détecteur et du limiteur suivant l'inven- tion sont représentés en détail sur la fig.1. Le circuit du détec- teur comporte deux circuits de redressement permettant d'obtenir des tensions redressées des deux polarités. Un des circuits de re- dressement comporte le circuit à fréquence Intermédiaire 7, 8, le redresseur diode 10, avec cathode 12 et anode 14 et la résistance de charge 18 shuntée par le condensateur 16 à fréquence intermé- diaire en dérivation.
L'autre circuit de redressement comporte le même circuit à fréquence intermédiaire 7, 8, l'autre redresseur diode 11 avec cathode 13 et anode 15 et l'autre résistance de
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charge 19 shuntée par l'autre condensateur 17 à fréquence inter- médiaire en dérivation* Ces deux circuits transmettent des tensions redressées positives et négatives aux bornes respectives positives (+) et négative (-) par rapport à la borne 20 commune de connexion à la terre.
Les circuits du limiteur suivant l'invention, (fig.1)sont connectés entre les bornes d'entrée positive (+) et négative (-), la borne 20 commune de connexion à la terre (représentée en deux endroits) et la borne de sortie 21. Les circuits du limiteur com- portent deux circuits accouplant respectivement le message venant du circuit d'entrée au circuit de sortie avec des polarités opposera Le circuit d'entrée comporte en principe les circuits de redres- sement décrits ci-dessus* Le circuit de sortie est le circuit à audio-fréquence partant des bornes 20 et 21 et comporte dans l'exemple considéré, le condensateur 33, le dispositif de réglage de l'accord 34, 35 et le circuit d'entrée de l'amplificateur 36 à audio-fréquence.
Un des circuits de couplage désigné sous le nom de circuit de couplage direct, consiste dans les résistances 19 et 22, le condensateur 23,et le redresseur diode 24 avec catho- de 26 et anode 28, étant donné que ces éléments sont indispensa- bles à ce circuit de couplage. De même, l'autre circuit de cou- plage désigné sous le nom de circuit de couplage inverse, consis- te dans les résistances 18, 30, 31, le condensateur 32 et le re- dresseur diode 25 avec cathode 2? et anode 29.
Le limiteur comporte deux trajets du courant dans des directions opposées dans les mêmes redresseurs 24, 25, qui sont connectés en série. Un de ces trajets, est celui du courant continu partant de la borne d'entrée positive (+), passant dans la résis- tance 22, dans les redresseurs 24, 25 de l'anode à la cathode, dans la résistance 31 et revenant dans la borne d'entrée négative (-). Par suite, en vue de ce trajet, la polarité des redresseurs
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est telle qu'ils laissent passer le courant redressé venant du détecteur. .L'autre trajet est celui du courant alternatif entre les bornes d'entrée positive (+) et négative (-) et comportant en série le condensateur 32, la résistance 30, les redresseurs
25, 24 et le condensateur 23.
En vue de ce trajet, la polarité des redresseurs est telle qu'une augmentation brusque des tensions redressées correspondant à la modulation externe de l'onde porteu- 'se provoque le passage d'un courant dans les redresseurs qui stop- pose au courant continu initial et peut être suffisant pour l'an- nuler et par suite bloquer les redresseurs. C'est ce phénomène qui détermine l'action de limitation de ce circuit. Le trajet du cou- rant continu rend les redresseurs conducteurs pour les messages dont l'amplitude est comprise entre certaines limites, tandis que le trajet du courant alternatif les rend non conducteurs pour les messages dont l'amplitude dépasse ces limites.
Les condensateurs 23, 32, du trajet à courant alternatif se chargent Jusqu'à une certaine tension déterminée par le trajet à courant continu et conservent la plus grande partie de cette charge pendant les variations du message. Par suite, on donne de préférence à la constante de temps de chacun de ces condensa- taure associés avec les résistances combinées avec eux, une valeur plus grande que la période maximum des variations du message à reproduire avec la modulation maximum. Dès que chaque condensateur a été chargé proportionnellement à l'amplitude de l'onde porteuse, il se cohorte sous forme de polarisation fixe dans les circuits de limitation.
La fig. 2 représente sous forme graphique les caracté- ristiques de limitation suivant l'invention et servant de base à une description plus complète des conditions relatives et du fonc- tionnement du circuit. Les abscisses sont proportionnelles à la tension d'entrée du signal arrivant au détecteur, qui est coneidé-
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rée comme étant la tension enveloppe de inonde porteuse modulée qui apparaîtrait dans le circuit à fréquence intermédiaire 7, 8 de la fige 1, si le détecteur était mis hors circuit. Les ordonnées sont proportionnelles à la tension de sortie redressée telle qu'elle apparaît entre les bornes 20 et 21 après la limitation.
Cette courbe est établie en admettant de préférence que le rapport entre les résistances 22 et 31 d'une part et les résistances 18 et 19 d'autre part, est le même. Ce rapport peut être égal à l'unité comme dans la série type de constantes du circuit indi- quée ci-agrée* Il résulte de ce rapport choisi de préférence que la tension de sortie est nulle pour une onde porteuse non modulée.
Sur la fige 2, la tension d'entrée du message est dési- gnée d'une manière générale par E et ses valeurs critiques sont désignées par les indices suivants:
E0 est la tension de ltonde porteuse
E1 représente la limite de la modulation intérieure
E2 représente la limite de la modulation extérieure
E3 représente la limite de l'inversion de l'impulsion.
La limite de la modulation intérieure est déterminée par les redresseurs 10 et 11 du circuit du détecteur, en conséquence de la charge déterminée par le limiteur. La limite de la modulation extérieure est déterminée par le blocage du redresseur 24 du cir- cuit de couplage direct. La limite de l'inversion de l'impulsion est déterminée par le blocage du redresseur 25 du circuit de cou- plage inverse.
D'après ces limites, sur la fige 2, la gamme de la détec- tion normale du message est représentée par la droite 42 entre la limite intérieure E1 et la limite extérieure E2. Le milieu de - cette gamme correspond à peu près à la tension de l'onde porteuse E0 et la tension de sortie est proportionnelle à. la modulation de l'onde porteuse* Entre les limites de cette gamme, tous les -
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redresseurs sont conducteurs. Dans les circuits de couplage di- rect et inverse, le couplage direct de la modulation rectifiée est prédominant dans le condensateur 23 et le redresseur 24, du rait que le couplage Inverse par l'autre condensateur 32 et le redresseur 25 est réduit par leur résistance en série 30.
Etant donné que le couplage direct part de la borne d'entrée négative (-), l'inclinaison de la droite 42 est négative.
La limite intérieure E1 est déterminée par le blocage des redresseurs 10, 11, qui résulte de ce que la conductance de la charge vers la modulation redressée est supérieure à la conduo- tance de la charge vers l'onde porteuse redressée. En d'autres termes, la conductance de la charge du courant alternatif est supérieure à celle du courant continu parce qu'un courant alter- natif passe dans les deux trajets du limiteur, tandis qu'un cou- . rant continu ne passe que dans l'un d'eux. Cette action de limi- tation est représentée par la droite horizontale 41 et s'exerce pour toutes les modulations intérieures quelconques qui diminuent la tension du message au-dessous de la limité Intérieure E1.
Les deux autres limites sont déterminées par l'action particulière exercée par le circuit limitaur. Ainsi,qu'il a déjà été dit, le courant alternatif passant dans les redresseurs 24,
25 pendant la modulation extérieure s'oppose au courant passant dans le trajet à courant continu. La modulation extérieure jus- qu'au niveau E2 est celle qui annule le courant dans le premier redresseur 24 et par suite interrompt le couplage dans le circuit de couplage direct. Le faible courant supplémentaire qui est nécessité par la charge à audio-fréquence entre les bornes de sortie 20 et 21 passe aussi dans le second redresseur, 25. Par suite, le second redresseur reste conducteur tant que la tension de sortie est négative.
La droite 43 représente le fonctionnement du dispositif pendant que le premier redresseur 24 est bloqué,
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mais que le second redresseur 25 reste conducteur. On voit, d'a- près cette droite, de quelle manière les pointes de la modula- tion extérieure dépassant E3 sont inversées, ce qui constitue un perfectionnement considérable par rapport à l'action de limita- tion ordinaire représentée par la droite horizontale 45, suivant laquelle les pointes de la modulation extérieure sont simplement écrêtées à ce niveau.
Quoique l'inversion des pointes des impulsions parasites excessives constitue par elle-même un avantage considérable, l'invention, sous sa forme complote, permet de réaliser un nouveau perfectionnement. Pour les tensions d'entrée supérieures à E3 (fig. 2), le second redresseur 25 se bloque également et fixe une limite pour les pointes inversées. Au-delà de la valeur de E3, la droite efficace du graphique eet désignée par 44 et coin- cide avec l'axe horizontal de la tension de sortie nulle.
En d'autres termes, la pointe d'une impulsion parasite très intense est inversée et bloquée au niveau de la tension de sortie nulle et par suite provoque une perturbation aussi faible que possible à la sortie du limiteur; telle est la seule fonction remplie par le second redresseur 25. s'il n'est pas nécessaire .que ce résultat soit obtenu, on peut supprimer le second redresseur 25 et le remplacer par une connexion directe, Cette solution peut être préférable si une certaine action de limitation exercée avant le détecteur sert à supprimer les pointes parasites sensible- ment supérieures à E3. Dans ce cas, la droite efficace au-delà @ ' de E3 est le prolongement de la droite 43 au lieu de la droite 44.
La courbe 42 correspond au fonctionnement normal lorsque les trois redresseurs sont conducteurs. La droite de blocage. intérieur 41 correspond à la situation dans laquelle le redres- seur 10 est bloqué et les autres sont conducteurs La droite d'in- version des pointes 43 correspond à la situation dans laquelle le
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redresseur 24 est bloqué et les autres sont conducteurs; cette courbe représente une importante caractéristique de l'invention.
La droite de blocage de l'inversion 44 représente la situation dans laquelle les deux redresseurs 24 et 25 sont bloqués.
Si on désire obtenir une forme quelconque de courbe, il est possible de l'obtenir approximativement en choisissant d'une manière appropriée les constantes du circuit limiteur perfectionné -suivant l'invention.
La fige 3 fait apparaître les avantages-procurés par l'invention par rapport à d'autres montages limitant les impul- sions parasites. Sur chacun de ces graphiques, les abscisses sont proportionnelles au temps et les ordonnées à la tension de sortie redressée, comme sur la fige 2. Mais les ordonnées sont inversées par rapport à la fige 2, de façon à faire apparaître la modulation extérieure redressée dans le sens de bas en haut. La tige 3.(a) représente sous forme théorique des impulsions parasites exces- sives de courte durée se superposant à une onde sinusoïdale de mo- dulation redressée, sans qu'aucune action de limitation s'exerce sur elle. L'axe horizontal 46 représente la tension de sortie nulle d'une onde porteuse non modulée, telle que E0, (fig, 2).
Les droites en pointillé 47 et 48 inférieure et supérieure repré- sentent les limites de la modulation complète intérieure et extérieure. L'onde sinusoïdale 49 représente une modulation d'un signal d'environ la moitié de la modulation complète. Trois im- pulsions parasites, 50, 51, 52, se superposent à l'onde sinusoï- dale de modulation à différentes phases et toures les conditions sont ainsi représentées à titre d'exemple. Chaque impulsion para- site est représentée sous forme théorique de façon à simplifier la figure et a une forme rectangulaire. Cependant, on peut obtenir une forme à. peu près plate de la pointe par une 'action de limita- tion s'exerçant avant le détecteur.
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La fige 3 (b) représente l'action exercée par un type de limiteur qui bloque l'amplificateur à fréquence intermédiaire pendant la durée de l'impulsion parasite, L'onde porteuse modulée est ainsi établie au niveau zéro pendant la durée de l'impulsion, mais ce niveau est effectivement celui de la, modulation complète intérieure 47. L'effet produit pur les trois Impulsions parasites de la fige 3 (a) est ainsi représenté par les impulsions résiduel- les inversées 53, 54, 55.
La fige 3 (c) représente l'action exercée par un autre type de limiteur, qui écrête simplement les pointée du niveau de la modulation extérieure complète 48, qui est le double de l'am- plitude supposée de l'onde porteuse. Les trois impulsions 56, 57, 58 représentent ce qui reste des impulsions de la fige 3 (a). Quoi- que l'action exercée sur chaque impulsion soit différente, la per- turbation résiduelle totale provoquée par plusieurs impulsions au hasard est à peu près la même que sur la fige 3 (b).
La fige 3 (d) représente le résultat perfectionné obtenu par l'inversion des impulsions sous la forme simplifiée de l'in- vention, sur laquelle le second redresseur 25 est supprimé, ainsi qu'il a été dit. Les trois impulsions prennent la forme 59, 60, 61. Quoique les côtés des impulsions atteignent la limite de la modulation extérieure 48, la pointe est abaissée à un niveau qui se trouve effectivement entre les limites de la gamme utile de modulation, entre les droites 47 et 48* il en résulte que la per- turbation nette est inférieure à celle des fige. 3 (b) ou 3 (c).
La fige 3 (e) représente le perfectionnement final obte- nu par l'invention sous sa forme complote. Les trois impulsions prennent la forme des impulsions 62, 63, 64 dont les pointes inversées sont écrètées à l'amplitude de moyenne du signal 46, qui est le niveau de la modulation nulle.
En moyenne, la limitation des pointes à ce niveau donne
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lieu à la perturbation minimum du message. Il en est particuliè- rement ainsi lorsque la modulation est faible et que les limiteurs des autres formes laissent subsister des pointes plus intenses que le message. La durée des côtés résiduels des impulsions est beau- coup plus courte que celle de l'impulsion entière et par suite ils sont plus susceptibles d'être aplanis par des dispositifs tels que le condensateur en dérivation 33 et le dispositif de réglage de l'accord 34, 35.
Divers circuits de détecteurs peuvent servir à redresser le message à onde porteuse modulée et à fournir ainsi une source de tension. Sur la fig. l, les tensions redressées des deux pola- rités sont obtenues par deux circuits de redressement connectés en parallèle avec le circuit à fréquence intermédiaire 7, 8 et dont les résistances de charge 18, 19 sont connectées avec des polarités opposées dans le circuit d'entrée du limiteur. Il s'agit ainsi d'un redresseur de l'onde entière dans lequel les demi-ondes de chaque polarité sont redressées de façon à fournir une tension de polarité correspondante.
La ±la-, 4 représente un autre circuit de détecteur, dans lequel on n'a besoin que d'un redresseur 10 au lieu de deux.
Dans ce cas, le courant provenant d'un redresseur de demi-onde passe dans les deux résistances de criarge 18,et 19 en série de façon à fournir des tensions redressées de polarités opposées par rapport à la borne 20 au point de connexion de ces résistances.
On obtient sensiblement les mêmes résultats en construisant l'un ou l'autre de ces circuits d'une manière-appropriée,le reste du dispositif de limitation étant le même dans les deux cas. Etant donné que le circuit du détecteur de la fige 4 est plus simple, il servira de base aux considérations suivantes.
On trouve dans une note de H.A.Wheeler intitulée "For- mules de construction des détecteurs diodes" (proceedings I.R.E.,
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juin 1938, pages 745-780, fig. Il et 13) la description d'un procédé fondamental selon lequel on ne se sert que des basses fréquences pour démontrer de quelle manière se comporte un re- dresseur diode.. La fige 5 représente le même point de vue appliqué au détecteur et limiteur suivant l'invention. en démontrant l'ac- tion qu'il exerce au moyen d'un circuit à courant continu. Toutes les résistances 18, 19, 22, 30, 31 restent dans leurs mêmes posi- tions relatives dans leurs circuits, il en est de même pour les redresseurs diodes 10, 24, 25.
Les condensateurs 23 et 32 qui sont destinés à maintenir une tension fixe pendant la modulation sont remplacés par des batteries 23' et 32'. Le circuit à audio- fréquence de sortie est remplacé par un voltmètre V à courant continu à zéro au milieu dont la résistance est supposée beaucoup plus grande que celle des résistances correspondantes. Le circuit d'entrée du message à fréquence intermédiaire est remplacé par une source de courant continu réglable E, en série avec une ré- sistance 66. La tension E est égale à la tension enveloppe du signal modulé qui apparaîtrait dans le circuit ?, 8 de la fige 4, si le redresseur 10 était hors circuit.
La résistance 66 est le double de la résistance à fréquence porteuse qui serait mesurée dans le circuit ?, 8 à la fréquence de résonance en revenant à l'amplificateur à fréquence intermédiaire, cette relation étant empruntée à la note de Wheeler.
Sur la fige 5 la conductance de chaque résistance reçoit une valeur convenant aux formulée indiquées. Pour simplifier, et dans certaine cas également de la pratique, les résistances 18 et 19 des fige. l et 4 sont de préférence égales, leur conductance étant choisie égale à G1. Les résistances 22 et 31 sont donc aussi égales et leurs conductances à la valeur G2. Les conductances des résistances 30 et 66 ont les valeurs respectives G3 et Go/2.
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Du fait que les résistances 22 et 31 sont égales, les condensateurs 23 et 32 sont chargés à la même tension, qui est celle de chacune des batteries 23' et 32' de la fig. 5. La ten- sion enveloppe E non modulée est égale à la tension enveloppe Eo de Inonde porteuse et est un peu plus grande que la tension totale des deux batteries 23'et 32' de la valeur de la chute de tension dans la résistance 66. Les redresseurs 10, 24, 25 sont supposés laisser passer le courant avec une résistance nulle dans le sens conducteur et l'interrompre avec une conductance nulle dans l'au- tre sens.
Ces hypothèses ainsi que d'autres, nécessaires dans le circuit de démonstration de la tige 5, peuvent être vérifiées ap- proximativement dans la pratique et permettre d'obtenir sensible- ment les mêmes résultats au point de vue de la limitation.
Pour déterminer l'action exercée dans le circuit à cou- rant continu de la fige 5, on observe la tension de sortie dans le voltmètre V en fonction des variations de la tension d'entrée E dans les diverses situations des trois redresseurs 10, 24, 25.
Suivant la tige 2, la droite de fonctionnement normal 42 est tracée en considérant que le courant passe dans les trois redres- seurs. La droite de coupure intérieure 41 est tracée en considé- rant que le courant ne passe pas dans le redresseur 10 et passe dans les autres, la droite d'inversion des pointes 43 en consi- dérant qu'il ne passe pas dans le redresseur 24 et passe dans les autres et la droite de coupure d'inversion 44 est le résultat évident obtenu lorsque le courant ne passe pas dans les deux redresseurs 24 et 25. Les équations de ces 'droites déterminent leurs points d'intersection critiques, qui sont les plus Intéres- sants au point de vue de l'invention. Chacun de ces points cor- respond à la coupure du courant dans un des redresseurs.
Les équations suivantes permettent de déterminer la position de ces points pour des valeurs données du circuit ou pour des valeurs à
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donner aux éléments d'un circuit permettant d'obtenir des rela- tions données entre les positions de ces points critiques.
La première série d'équations détermine les relations entre les ,positions des points critiques de la fige 2 pour les valeurs des éléments du circuit résultant des notations de la fige 5.
EMI16.1
E - o E = l - Go . G2 , + 2G3 0 ... Ü'o + di' &+ G2 ai + 2G2 + 2G3 " 1 = Gl 1 l 2 (1) 1 + -. , ....# l + ####- Gp G2 + 2G E 2 la G + G + 2G + G G2 (2) E 0 Go + Gl + G2 3 =nm2 ¯3" ¯ ¯GO+G1+22+G 2 (3 ) 3 nm2 o Go + Gl + G2 G G2 = = E3 - ]Jo - G3 >1 (4) la2 E2 - Bo G3 - G2 dans lesquelles:
G0, G1, G2,G" sont les valeurs de la conductance des éléments du circuit désignas sur la fig. 5 et toutes exprimées dans les mêmes unités, par exemple en mierohms;
E0, E1, E2, E3 sont les valeurs critiques de la tension d'entrée de la fig. 2, toutes exprimées dans les par exemple en volts; m1 est le facteur de modulation de la limite de la modu- lation intérieure; m2 est le facteur de modulation de la limite de modula- tion extérieure ;
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est le facteur de modulation de la pointe de l'impul- sion qui atteint la limite de l'inversion: n est le rapport des deux facteurs de modulation qui pré- cèdent, tels qu'ils sont définie par Inéquation (4).
On remarquera que m1 est toujours plus petit que l'unité, que m2 peut être plus grand ou plus petit.. que l'unité et que m3 est plus grand que l'unité, de sorte que n est toujours plus grand , que l'unité. Suivant la fige 4,G0 est égal- à la conductance à fréquence intermédiaire du circuit, ?, 8 de ce dispositif. cette situation est modifiée par la connexion en parallèle des redres- saura 10, 11 de la fige 1, de sorte que, dans l'autre dispositif, la conductance du circuit fréquence intermédiaire est égale à 4Q0"
Un cas particulier correspond au cas où G0 = G1 = G2 et G3 = 2G2. D'après les équations qui précèdent m1 = 16/21 = 0,76, m2 = 1, m3 = 2 et n = 2. On obtiendrait ainsi un excellent toue- tionnement.
D'autre part, si la position des pointe critiques de la fig. 2- est donnée, la seconde série d'équations détermine les rapporte entre les conductances que doit présenter-le circuit. ils sont exprimés en fonction de G2, car c'est dans ces condi- tions qu'on obtient les équations les plus simples. On peut les exprimer en fonction des facteurs de modulation définis plus haut et qu'on peut calculer d'après les tensions critiques de la première série d'équations.
EMI17.1
=2¯¯¯ = -J##. > 1 (5) G2 1113 - n - Go +-Gl. = 2 (n - i) + n (1 - mZ) j G2 1 - n (1 - )
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EMI18.1
211 - 1 jan - 1 ¯¯¯¯¯,¯., ,¯ + G 1 - n ( 1 - n-l ' (1"" lll) . -1 - il (1 - nï .1. -3a --- + (j - lu, (7) --2u 2i = G0 + C,1 - Go (8) G 2 G2 G2
Toutes les lettres ont la même signification que ci-des- sus; on remarquera que l'équation (6) ne contient que m2 et n et l'équation (7) seulement m1 et n.
Les équations qui précèdent ne peuvent être vérifiées que ei m2,est compris entre les limites:
EMI18.2
n ... 1 <m2 < 3n ... 2 (9) n n
Cette condition est toujours remplie si m2 = 1' qui est une valeur théorique pour que la modulation complète soit conser- vée. Si m2 est plus petit que 1, il résulte de la même condition qu'on doit avoir:
EMI18.3
<-"'a2 (10)
On voit d'après Inéquation (5) que G3 tend vers G2 lorsque n est très grand. Cette condition est voisine de celle de la limitation du niveau suivant la droite 45 de la fig. 2 avec les impulsions da la,forme de la fige 3 (c).
L'avantage de l'inven- tion au point de vue de l'inversion des pointes des impulsions n'est obtenu que si G3 est sensiblement plus grand que G, ' D'autre part, d'autres conditions peuvent limiter la valeur de G3 à un intervalle à peine supérieur à la valeur de G2, mais cette différence est importante au point de vue de l'invention..
En d'autres termes, étant donné- les hypothèses de la fige 5, la résistance 30 peut avoir une valeur inférieure, mais pas beau-
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coup plue faible que celle de chacune des résistances 22 et 31.
En général, une valeur plue faible de l'un ou l'autre des rapports des conductances permet une plus grande modulation intérieure suivant l'équation (1):
EMI19.1
Go et G2 + 2G3 (il) Cl + G2 Gi + G2
On arrive donc à ce résultat en diminuant Go et G3, d'ou résulte également la diminution de G2. En d'autres termes, il est obtenu en augmentant G1 ou en diminuant une des autres con- ductances.
On voit d'après ce qui précède que certaines conditions relatives des éléments du circuit de couplage doivent être remplies pour réaliser l'inversion des pointes des impulsions parasites suivant l'invention. En admettant que les résistances 18 et 19 soient égales, on constate que si les résistances 30 et 31 sont égales, on obtient seulement un niveau d'écrètage des pointes suivant la droite 45 de la fig. 3 (c). our réaliser l'inversion des pointes dans ce cas, il est nécessaire que la valeur de la résistance 30 soit inférieure à celle de la résistance 31. En général elle doit être sensiblement inférieure à une certaine Valeur spécifique déterminée par les autres résistances du cir- cuit. mais elle n'a pas besoin d'être beaucoup plus faible pour qu'on obtienne les avantages de l'inversion.
Il peut exister une certaine induction capacitive des courants des impulsions dans les redresseurs 24 et 25, même si leur conduction est interrompue- La fig. 6 représente un moyen simple de neutraliser le couplage provoqué par cette induction.
Elle consiste dans une légère modification du circuit limiteur de la fig. 1, par l'addition de deux petits condensateurs de neutralisation 24' et 25', ayant, chacun à peu près la même capa- citance que les redresseurs portant les mêmes numéros. Le oonden-
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sateur 24' est réglé de façon à neutraliser le couplage capacitif dans le premier redresseur 24 et le condensateur 25' est réglé de la même manière par rapport au redresseur 25.
Si on suppose que les résistances 18 et 19 de la fige 1, ainsi que les résistan- ces 22 et 31 ont la même valeur, on partage la résistance 31 en deux parties de la manière suivante en vue de la neutralisation* Une partie 31' est égale à la résistance 30 et l'autre partie 31" consiste dans le reste de la résistance 31. Chaque redresseur peut être neutralisé séparément en mettant hors circuit 1'autre redresseur et le condensateur de neutralisation, puis en établis- sant l'équilibre de façon à obtenir une tension de sortie minimum sous l'effet des impulsions parasites.
Les capacités de neutrali- sation peuvent consister en fausses diodes de la même forme de construction que les redresseurs diodes 24 et 25, de façon à obte- nir une neutralisation approximative sans réglage
On peut ajouter un dispositif de réglage automatique de l'intensité au dispositif de la fig. 1, ainsi qu'il est indiqué en pointillé. La tension négative redressée apparaissant à la borne négative (-) est débarrassée des variations à audio-fré- quence par la résistance en série 38 et le condensateur en dériva- tion 39 de la manière ordinaire..
Fuis on applique la tension né- gative résultante par la connexion 40, de façon à diminuer le gain dans un ou plusieurs étages des éléments 3 et 4. roux mainte- nir l'état d'équilibre dans le limiteur, il peut être avantageux de connecter un faux circuit à la borne positive (+), ee composant d'une résistance 41 égale à la résistance 38 et d'un condensa- teur 42 égal au condensateur 39.
Certaines des équations ci-dessus peuvent être modifiées par l'addition du circuit de réglage, en particulier celles qui sont relatives à la limite de la modulation Intérieure,
L'amplificateur à fréquence intermédiaire 4 limite de
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lui-même l'amplitude des pointes des impulsions parasites à un niveau qui est généralement sensiblement supérieur à l'amplitude maximum du message pendant la modulation extérieure, Pour obtenir les meilleurs résultats suivant l'invention, il est avantageux que le niveau de limitation dans cet amplificateur soit plus élevé que le niveau de limitation de l'inversion E3 sur la fig. 2. s'il existe un dispositif'de réglage automatique de l'intensité, de façon à maintenir l'amplitude E0 de l'onde porteuse inférieure .
à une certaine valeur, cette condition peut être remplie à chaque instant. Il en résulte que toutes les impulsions parasites inten- ses arrivent dans le détecteur avec une amplitude des pointes suf- fisante pour être inversée au niveau de la modulation nulle, comme l'indique la fig. 3 (e).
A titre d'exemple de circuit type suivant l'invention, on propose d'adopter les constantes suivantes de ses éléments: Conductance en dérivation
EMI21.1
du circuit . 1,8 : Go = 4 niicrohme Résistances 18,19; Gl:::::: z do. Résistances 22,31 : G2 1 do.
Résistance. 30: G3 4/3 do.
EMI21.2
condensateurs ' 16,1? : 25 mioro.ro.1crofarads
Condensateur 23 0,04 microfarad
Condensateur 32 : 0,02 do.
Condensateur 33 0,0005 do.
Condensateur 34 0,0025 do.
La fig. 2 représente approximativement les résultats obtenus avec ces constantes, tels qu'ils sont indiqués par les valeurs suivantes des facteurs de modulation, calculés par les équations qui précèdent :
EMI21.3
1 = 24/µ5 o,6i m2 = 1 m3 = 4 n = 4
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Dans la pratique, il peut être avantageux de fixer des limites plus précises à la modulation intérieure et extérieure, et dans ce cas certaines constantes du tableau qui précède peu- vent être modifiées et prendre les valeurs suivantes, les autres restant les mêmes:
Résistances 18, 19 : G1 = 1 microhm 'Résistance 30 : G3 = 2 do.
Les facteurs de modulation prennent alors les valeurs suivantes, la limitation s'effectuant ainsi avec des facteurs de modulation plus faibles: m1 11/il = 0,52 m2 = 0,75 m3 1,5 n = 2
La fige ? représente certaines modifications de la fig. 1, qui comportent nécessairement des éléments supplémentaires dans le circuit, mais dans certains cas présentent des avantages justifiant ces additions. Cette figure ne comporte que les élé- ments d'addition qui subissent des changements* Les éléments qui remplissent les mêmes fonctions sont désignée par les mêmes réfé- rences que sur la fige 1.
Les principaux cnangements de la fig. 7 concernent le trajet du courant continu. La première résistance 22 de la fig.1 est partagée en deux éléments 22' et 22" et un condensateur sup- plémentaire 71 est connecté entre le point intermédiaire et la borne commune de connexion à la terre.. De même, la seconde ré- sistance 31 de la fig. 1 est partagée en deux éléments 31' et 31", et un condensateur supplémentaire 72 est connecté entre le point intermédiaire et la borne commune de connexion à la terre.
Ces modifications ont pour but de remédier à une action éventuelle et nuisible des résistances 22 et 31 dans le trajet
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à courant continu de la fig. 1. Il suffit que les résistances .fassent passer un courant continu dans les redresseurs 24, et 25 de façon à établir des niveaux de coupure appropries. Mais les mêmes résistances peuvent aussi faire passer une certaine quanti- té de courant alternatif en opposition avec celui qui passe dans le trajet du courant alternatif 23, 30, 32.
Les condensateurs d'addition 71 et 72 servent à séparer par filtrage le courant éventuel à fréquence de modulation qui passerait dans les redres- Beurs 24 et 25 par le trajet à courant continue
Une autre modification de la fige ? consiste à partager une autre résistance 19 de la fig. 1 en deux éléments 19' et 19" de façon à pouvoir connecter le condensateur 23 au point inter- médiaire. Le rapport entre ces deux éléments est choisi de façon à obtenir le degré de couplage voulu dans le circuit direct pas- sant par le condensateur 23 et le redresseur 24.
Pendant que la diode 24 de la fige 7 n'est pas conduc- tricot elle constitue encore un couplage capacitif nuisible avec la borne de sortie. De même que dans le dispositif de la fig.b, on connecte un très petit condensateur 24" et on le règle de fa- çon à neutraliser le couplage capacitif.
Les constantes types du circuit de la fige sont les suivantes:
Résistances 18, 22', 22", 31', 31" = 2 microhms
Résistance 19' = 2,85 do. do. 19" == 6,66 do. do. 30 - 0,5 do.
Condensateurs 23, 71, ?2 0,05 microfarad do. 32 = 0,01 do.
Le dispositif de la fig. 8 est une variante de la fig.l destinée à fonctionner avec un circuit de détecteur qui fournit - une tension redressée d'une seule polarité. Le circuit du détec-
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teur correspond à celui de la fig. 4, en ce qui concerne les éléments 7, 8 et 10. Mais le détecteur est connecté de façon à ne fournir une tension redressée que d'une seule polarité (négative) par rapport à la borne commune 20 de connexion à la terre. Les condensateurs en dérivation ?4, 17 et la résistance en série 73 ont pour but de séparer par filtrage les composantes à la fréquen- ce de l'onde porteuse et de faire passer les composantes à la fré- quence de modulation venant du redresseur 10.
La résistance 86 et le reste du circuit de limitation forment la charge à courant continu et à la fréquence de modulation du circuit du détecteur.
Etant donné que les deux polarités de la tension de mo- dulation redressée sont nécessaires dans le limiteur, on ajoute un répéteur-inverseur fournissant une des polarités de la tension redressée provenant du détecteur* Ce répéteur consiste dans un tube à vide 82 et les circuits qui raccompagnent, connectés sous forme d'amplificateur à la fréquence de modulation. Le tube à vi- de est une triode avec cathode 83, grille de commande 84 et anode 85. Le courant continu nécessaire dans le circuit anodique est fourni pax une batterie ?9, ou élément équivalent, par l'intermé- diaire d'une résistance 80. La conductance efficace du tube 82 est réduite et stabilisée par la résistance 81 du conducteur de la cathode.
Sur la fige 8, le circuit de couplage direct comporte la résistance divisée ?ô, 77, ?8 et le redresseur de limitation 24.
Pour réaliser le trajet à courant continu dans le cas décrit ci-après) il faut que le redresseur 24 soit connecté à un point Intermédiaire, ainsi qu'il est indiqué entre les éléments 77 et 78.
Le circuit de couplage inverse de la fige 8 comporte le circuit du répéteur-inverseur de polarité. La grille 84 est con- nectée en un point entre les éléments 76 et 77 de même polarité
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que le couplage direct. La tension de sortie du répéteur de son anode 85 contient les composantes de modulation en polarité op- posée. Le reste du circuit inverse comporte le condensateur 32, les résistances 30, 31 et l'autre redresseur de limitation 25.
Le condensateur 32 arrête le courant continu et laisse passer ' les composantes de modulation. Le rapport des tensions du répé- teur 82 et le rapport des résistances 30 et 31 sont choisis de façon que le couplage principal par le redresseur 25 s'effec- tue à partir du répéteur par l'intermédiaire de la résistance
30 et non à partir du détecteur directement, par l'intermédiaire des résistances 30 et 1. Le couplage inverse de ce circuit est . établi par cette relation.
Le trajet du courant continu des fige @ et 7 est com- pris entre les bornes d'entrée dont les tensions redressées sont de polarité opposée, Sur la fig. 8, le trajet du courant continu correspondant est compris entre la borne dommune et une borne d'entrée d'une polarité. Il comporte en série les éléments ?6 et 77 de la résistance, les redresseurs 24 et 25 et la résistan- ce 31.
Le trajet du courant alternatif de la fig. 8, comme sur les fige. 1 et 7, est connecté entre des bornss dont les compo- santes de modulation sont de polarités opposées. Ce trajet com- porte la résistance 30 et le condensateur 32 connectés en série.
Les trajets du courant continu et du courant alternatif remplissent la même fonction sur toutes 'les figures, ainsi qu'il est décrit à propos de la fige 1; de même l'action de limitation des redresseurs 24 et 25 est la même sur toutes les figures.
Une forme de construction appropriée du circuit de la fige 8 comporte les constantes suivantes pour ces divers éléments..
Résistances 30, 31 -= 1,0 microhms do. 76 = 10,0 do. do. 77 = 6,66 do.
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Résistances ?8 = 4,0 microhms do. 80 = 2,0 do. do. 81 = 100,0 do.
Condensateur 32 = 0,04 microfarad
Tension 79 = 250 volts
Triode 82 = type 6.13
Le dispositif de la fig. 9 comporte en une seule combi-, naieon plusieurs des caractéristiques des autres figures. Le cir- cuit du détecteur est semblable à celui de la fig. 8, mais ne comporte pas les éléments ?4 et 75 qui peuvent être inutiles. Le dispositif de réglage automatique de l'intensité est semblable à celui qui est représenté en pointillé sur la fige 1 et comporte les éléments 38, 39 et 40. Comme sur la fig. 8, le détecteur ne fournit qu'une polarité de la tension redressée et l'autre pola- rité des composantes de modulation est obtenue au moyen d'un ré- péteur-inverseur de polarité 82.
Le trajet du courant continu contient dans une de ses parties un condensateur en dérivation 72 empêchant le couplage à courant alternatif dans ce trajet, comme sur la fig. 'le
Le répéteur de la fige 9 consiste dans un tube à vide 82 du type pentode au lieu du type triode et remplissant la même fonction* La, batterie est partagée en deux éléments 88 et 89, de façon à fournir uns tension intermédiaire pour la grille- écran ordinaire* Le même tube sert à actionner le voltmètre 70 'donnant une indication de l'intensité relative des signaux.
La résistance partagée en éléments 67, 68, 69, est connectée entre les éléments 6? et 68 à la grille, 84 au répéteur et au redresseur 24. Le dispositif de réglage automatique de l'intensité est connecté entre les éléments 68 et 69.
Le circuit de couplage direct contient les éléments 6?, 68, 69 et 24. Le circuit de couplage inverse contient le répéteur
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8 et ses accessoires et les éléments 32, 30, 69, 72 et 25.
Le trajet du courant continu contient les éléments 67, 24, 25, ?3, 70, et le trajet du courant alternatif les éléments 69, 68, 24, 25, 30 et 32.
Les constantes types du circuit de la fig. 9 sont les suivantes:
Résistance 30 = 0,05 microhms do. 67,68 = loto do. do. 69 = 20,0 do. do. 70 = 2,0 do. do. 73 = 1,0 do.
Condensateur 32 = .Q,02 microfarad do. 72 0,05 do.
Tension 88 = 100,0 volts do. 89 = 180 do.
Pentode 82 = type 6B8
Certaines des expressions qui ont été adoptées pour plus de commodité et rendre la description plus claire ne doivent pas être considérées comme limitant l'invention. Par exemple, les air- cuits de couplage "direct" et "inverse" ne désignent pas nécessai- rement des couplages respectifs de polarité directe et inverse..
Ces expressions désignent les circuits dont les couplages sont prédominants pendant la reproduction normale du message et pen- dant l'inversion de l'impulsion parasite. Ces deux couplages ne sont pas toujours opposés l'un à l'autre, comme l'indiquent les termes "direct" et "inverse".
Les expressions "trajet à courant continu" et "circuit de couplage direct" ne doivent pas être confondues l'une avec l'autre. Le trajet "à courant continu" s'oppose au trajet à "courant alternatif", tandis que "le circuit de couplage direct"
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s'oppose au "circuit de couplage inverse/!, Le trajet à courant continu et le trajet à courant alternatif se partagent entre les doux circuits de couplage
Chaque redresseur peut être un type à vide diode ou un redresseur de toute autre forme'$ dont la conduction dans un sens est de beaucoup suppérieure à la conduction dans l'autre sens.
"La période maximum des variations des messages à repro- duire" peut être interprétée sous cette forme dans le cas de la modulation d'une onde sinusoïdale aux basses audio-fréquences.
La "période de variation" est considérée comme étant une partie d'un cycle complet telle qu'une période an radians, qui est égale environ un sixième du cycle.
Naturellement, l'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits et représentés qui n'ont été donnée qu'à titre d'exemple.