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EMI1.1
RADIO CORPORATION OF AMERICA, résidant à NEW YORK.
CIRCUIT COMPARATEUR DE PHASES.
La présente invention concerne la comparaisonet la détection de phases, et spécialement un appareil pour comparer les phases de signaux électriques et en dériver des tensions et des courants de commande, indica- tifs des déphasages existants.
Il y a de nombreux cas, surtout dans les systèmes designalisation électrique, où il faut un appareil pour comparer les phases d'une paire d'on- des électriques et donner un signal indiquant le sens et l'importance du dé- phasage, s'il yen a.Dansuncomparateurdephases très courant, une onde locale ré- glable est comparée, at, point de vue phase, avec une onde type ou de réfé- rence ou une autre onde électrique indépendante de la commande locale, et on produit un signal de commande qui peut être appliqué de façon à comman- der l'onde locale et à la mettre en synchronisme, au point de vue phase et fréquence, avec l'onde type, de référence ou à commande extérieure.
Comme exemples d'application de ce genre de comparateur, on peut citer certains systèmes de C.A.F.couramment utilisés pour la synchronisation de ligne dans les récepteurs de télévision.
Une autre application courante du comparateur ou détecteur de phases est la commande automatique de fréquence de la fréquence porteuse M.F. dans de nombreux récepteurs classiques de signaux A.M. et F.M., où les glissements indésirables de la fréquence de l'onde porteuse M. F. sont cor- rigés en détectant les variations de déphasage d'une paire d'ondes électri- ques et en dérivant une tension de commande correctrice.
De même, des opérations de comparaison ou de détection de phase interviennent dans plusieurs types connus de démodulateurs F.M., comme le discriminateur de phase ou le détecteur proportionnel, où le recouvrement
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du signal dépend de la détection des variations de déphasage entre une paire d'ondes électriques, provoquées par les déviations de signal d'une, onde por- teuse par rapport à une fréquence centrale.
La présente invention concerne un comparateur de phases qui com- pare la phase des signaux d'une première source à la phase des signaux d'une seconde source. L'invention procure un appareil perfectionné de comparaison et de détection de phase, dont les circuits sont considérablement simplifiés pour des applications des genres précités, sans perte de précision ni de ren- dement.
Conformément à la présente invention, on utilise un semi-conduc- teur avec deux électrodes équivalentes et une troisième, la première source étant couplée à la troisième électrode et à une des électrodes équivalentes et la seconde source étant couplée aux deux électrodes équivalentes.
Différentes formes d'exécution de l'invention, données dans la présente description, sont des exemples d'application de ces principes de fonctionnement de mesure de phases, de C.A.F. et de démodulation de signaux F.M. D'autres applications intéressantes se déduiront aisément des exemples donnés.
La présente invention a pour buts de procurer : - un comparateur de phases perfectionné; - un appareil simplifié pour détecter les déphasages entre ondes électriques ; - un système perfectionné pour indiquer le sens etl'importance d'un déphasage entre signaux électriques ; - un système perfectionné pour démoduler des ondes modulées en phase et comprenant un détecteur de phases simplifié; - un système C.A.F. perfectionné comprenant un comparateur de phases simplifié ; - un système perfectionnépour la commande automatique de fré- quence d'un circuit de balayage de télévision ; - un procédé perfectionné pour détecter l'importance et le sens des déphasages entre ondes électriques.
D'autres buts et avantages ressortiront clairement de la descrip- tion suivante, donnée avec référence aux dessins annexés, dans leequels :
La figure 1 est un schéma d'un comparateur de phases utilisant les principes de la présente invention.
La figure '2 donne des graphiques montrant des formes d'onde de tension de sortie apparaissant dans le circuit de la figure 1, pour différents déphasages.
La figure 3 est un schéma d'un démodulateur designaux F.M. confor- me aux principes de la présente invention.
La figure 4 est un schéma d'un récepteur de télévision comprenant un système C.A.F. de synchronisation de ligne conforme aux principes de la présente invention.
La figure 4 (a) représente graphiquement différents déphasages possibles entre les signaux comparés du système C.A.F. de la figure 4.
L'explication du fonctionnement de la présente invention sera facilitée, si on se réfère d'abord à la forme d'exécution simple de la figure 1. Deux sources d'ondes à courant alternatif (Ci.) portent les références 31 et 33. Il est supposé que ces deux sources ont la même fréquence nominale, et qu'on désire déterminer l'importance et le sens des déphasages, s'il y en
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a, entre les ondes de sortie des sources respectives.
On utilise, à cet effet, un comparateur de phases simple uti- lisant un seul transistor à surfaces de séparation. La figure 1 représente un transistor à surfaces de séparation 10 du type p-n-p. Le transistor 10 comprend une masse de matière semi-conductrice ; comme du germanium ou du silicium, ayant deux zones du type-p 11 et 15 séparées par et en contact avec des faces opposées d'une zone 13 du type-n. Comme décrit dans le bre- vet américain n 2.569.347 de William Shockley du 25 septembre 1951, il y a des "barrières" électriques aux surfaces de séparation 17, 19. Les élec- trodes 21, 23 et 25 par lesquelles les zones respectives 11, 13 et 15 sont reliées aux circuits extérieurs, sont en contact essentiellement ohmiques (non-redresseurs) avec celles-ci.
Conformément à la nomenclature habituel- lement utilisée en technique de transistor, les électrodes 21, '23 et 25 sont dénommées respectivement électrode émettrice, électrode de base et élec- trode collectrice.
La présente invention tire avantage de la propriété d'un transis- tor à surfaces de séparation, suivant laquelle, dans des conditions appra- priées, du courant peut circuler dans les deux sens dans le circuit émettri- ce-collectrice d'un transistor; c'est-à-dire qu'elle est basée sur la carac- téristique de conductivité bilatérale des transistors à surfaces de sépara- tion, comme expliqué et décrit dansle brevet belge n 5Z2.540 du'2 septem- bre 1953, intitulé "Dispositif de commande contenant un corps semi-conduc- teur".
Il faut remarquer qu'à cause de la conductivité bilatérale du cir- cuit émettrice-collectrice du transistor 10, la définition de l'électrode 21 comme émettrice et de l'électrode 25 comme collectrice, est essentiellement arbitraire et qu'elle ne signifie pas que ces électrodes sontlimitées à ces fonctions respectives.
L'émettrice 21 du transistor 10 est connectée à un point de po- tentiel de référence, comme la terre. Une liaison directe entre une borne de sortie de la source 33 et l'émettrice mise à la terre 21, et une connexion, contenant une résistance de sortie 35, entre l'autre borne de sortie de la source 33 et la collectrice 25, complètent le circuit de sortie émettrice- collectrice. Une paire de bornes de sortie 1 et A' sont reliées aux extrémi- tés respectives de la résistance de sortie 35.
Durant une demi-période sur deux de la forme d'onde de sortie de la source 31, le potentiel de la base '23 est plus positif que le potentiel de référence de l'émettrice '21. Il est ainsi établi une "polarisation inver- se" entre la base 23 et l'émettrice 21 pendant ces demi-périodes (dénommées ci-après demi-périodes positives) et le sens conventionnel du courant dans le circuit base-émettrice du transistor 10 est de la base vers l'émettrice.
Ceci est le sens "difficile " d'écoulement du courant dansle circuit base- émettrice qui, dans ces conditions, présente une impédance relativement éle- vée au courant. Comme expliqué dans le brevet belge précité, il se peut que le courant soit presque nul dans le circuit émettrice-collectrice d'un tran- sistor, quand le courant circule dans le sens "difficile" dans le circuit base-émettrice. Donc, pendant les demi-périodes positives de la sortie de la source 31, il n'y a en substance aucun courant qui circule dans la résistance de sortie 35 et aucune tension aux bornes de sortie A,A.
Pendant les demi-périodes de la source de sortie 31, où le poten- tiel de la base 23 est plus négatif que le potentiel de référence de l'émet- trice 21, il s'établit une "polarisation en avant " entre la base 23 et 1' émettrice 21. Le sens conventionnel du courant dans le circuit base-émettrice du transistor 10 durant ces demi-périodes ci (dénommées ci-après demi-pério- des négatives) est de l'émettrice vers la base. Ceci est le sens d'écoulement naisé" du courant dans le circuit base-émettrice qui, dansces conditions,pré- sente une impédance très faible au courant.
Comme expliqué aussi dans le bre- vet belge précité, un courant important peut circuler dans le circuit émet- trice-collectrice d'un transistor, quand le courant circule dans le circuit
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base-émettrice dans le sens "aisé "de faible impédance, l'amplitude et le sens du courant dans le circuit émettrice-collectrice dépendant de la grandeur et de la polarité de la différence de potentiel entre émettrice et collectrice Donc, pendant les demi-périodes négatives de la sortie de la source 31, le courant circule dans la résistance de sortie avec une amplitude et un sens déterminés par la partie de l'onde périodique dé- bitée par la source 33, qui est produite pendant les demi-périodes néga- tives de la source 31. L'amplitude et la polarité de la tension apparais- sant aux bornes A, A', sont déterminées en conséquence.
On peut démontrer maintenant que la valeur continue moyenne et la polarité de la composante continue de l'onde de tension de sortie ap- paraissant aux bornes A,A' dépendent du déphasage entre les ondes débitées par les sources 31 et 33. Les droites marquées 0 sur les graphiques de la figure 2, représentent le potentiel de la borne A priscomme potentiel de référence. Les tensions portées dansle sens négatif représentent donc des tensions de sortie d'une polarité qui rend la borne A' plus négative que la borne A, tandis que les tensions portées dans le sens positif représen- tent des tensions de sortie d'une polarité qui rend la borne A' plus posi- tive que la borne A. Il est supposé, à titre d'exemple seulement, que 1' onde produite par la source 33 est de forme sinusoïdale.
Quand la sortie de la source 33 est en phase avec la sortie de la source 31, une demi-période négative de la sortie de la source 33 (c'est- à-dire une demi-période pendant laquelle le potentiel de la collectrice 25 est plus négatif que le potentiel de référence de l'émettrice SI) se pré- sente au même moment qu'une demi-période négative de la sortie de la sour- ce 31. Donc pendant le moment où le circuit émettrice-collectrice du tran- sistor 10 est conducteur, le courant circulant dans la résistance de sor- tie 35 est unilatéral. La tension de sortie apparaissant aux bornes A,A' a la forme d'une demi-période négative entière, comme la forme d'onde (a) de la figure 2 le montre.
Quand la sortie de la source 33 retarde de 90 sur la sortie de la source 31, des parties égales de semi-période positive et de demi-période négative de la sortie de la source 33 se présentent pendant la période de conductivité du circuit émettrice-collectrice du transistor 10. Le courant circulant dans la résistance de sortie 35 est bilatéral. La forme d'onde de sortie apparaissant aux bornes A, A' consiste en un quart de période po- sitive suivi d'un quart de période négative, comme la forme d'onde (b) le montre.
Quand la sortie de la source 33 est déphasée de 180 par rapport à la sortie de la source 31, c'est une demi-période positive entière de la sortie de la source 33 qui se présente pendant la période de conductivité du circuit émettrice-collectrice du transistor 10. Le courant circulant dans larésistance de sortie 35 est unilatéral, mais il est opposé au courant correspondant au cas où les deux sorties étaient en phase. La tension de sortie apparaissant aux bornes A,A' est une demi-période positive entière, comme le montre la forme d'onde (c).
Quand la sortie de la source 33 retarde de 270 sur la sortie de la source 31, des parties égales de demi-période négative et de demi-période positive se présentent dans cet ordre, pendant la période de conductivi- té du circuit émettrice-collectrice du transistor 10. Le courant circulant dans la résistance de sortie 35 est bilatéral. La tension de sortie apparais- sant aux bornes A,A', comprend un quart de période négative suivi d'un quart de période positive, comme représenté par la forme d'onde (d).
Les formes de l'onde de sortie pour des déphasages intermédiaires aux exemples choisis, peuvent facilement se déduire des représentations de la figure 2. Si la sortie de la source 33 retarde de moins de 90 sur la sor- tie de la source 31, la forme d'onde de tension de sortie comprend des par-
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ties inégales et successives de demi-période positive et de demi-période négative, la partie négative étant plus longue que la partie positive.Le rapport entre les durées des parties de demi-périodes positive et négative augmente de zéro à l'unité, quand le déphasage passe de 0 à 90 .
Si la sortie de la source 33 retarde sur la source 31 de moins de 180 mais de plus de 90 , la forme d'onde de sortie comprend des parties inégales et successives de demi-périodes positive et négative, la partie négative étant plus courte que la partie positive. Le rapport entre les du- rées des parties de demi-périodes positive et négative passe de l'unité à l'infini, quand le déphasage passe de 90 à 180 .
Si la sortie de la source 33 retarde, sur la sortie de la source
31, de moins de 2700 mais de plus de 180 , la forme d'onde de sortie comprend des parties inégales et successives de demi-périodes négative et positive,la partie positive étant plus longue que la partie négative qui la précède.Le rapport entre les durées des parties de demi-périodes positive et négative passe de l'infini à l'unité, quand le déphasage passe de 180 à 270 .
Si la sortie de la source 33 retarde, sur la sortie de la sour- ce 31,de moins de 360 mais de plus de 270 la forme d'onde de sortie com- prend des parties inégales et successives de demi-périodes négative et po- sitive, la partie positive étant plus courte que la partie négative qui la précède. Le rapport entre les durées des parties de demi-périodes positive et négative passe de l'unité à zéro, quand le déphasage passe de 270 à 360 .
Pour la continuité de l'exposé, les formes d'onde de sortie ont toujours été données en fonction d'angles de retard de la sortie de la sour- ce 33. Il va de soi que cet exposé contient implicitement les cas d'avance de la sortie de la source 33,puisque tout angle de retard peut être expri- mé par un angle d'avance qui est l'angle supplémentaire de l'angle de retard.
Par exemple, si la forme d'onde (d) représente la forme d'onde de la tension de sortie correspondant au cas où la sortie de la source 33 retarde de 270 sur la sortie de la source 31, elle correspond aussi, et même plus normale- ment, au cas où la sortie de la source 33 est en avance de 90 sur la sor- tie de la source 31.
L'information de déphasage contenue dans la tension (et le cou- rant) du circuit de la figure 1, peut être utilisée de différentes manières.
Par exemple, à l'aide d'un oscillographe cathodique ordinaire, la tension (ou le courant) de sortie peut apparaître sur l'écran du tube à rayons ca- thodiques. On peut reconnaître visuellement tout angle de déphasage de 0 à 360 entre la sortie de la source 3 et la sortie de la source 33 et on peut, après l'étalonnage voulu, le mesurer avec précision en calculant les rapports des durées (ou amplitudes) des parties positive et négative des formes d'onde représentées.
On peut aussi, par filtrage ou intégration convenable de la ten- sion de sortie aux bornes A, A', de manière à éliminer la composante alter- native, mesurer simplement et avec précision les déphasages de 0 à 180 au moyen d'un appareil de mesure, un du type bien connu à zéro milieu par exemple, qui indique l'amplitude et la polarité de la composante continue restante.
Il faut noter qu'il peut être souhaitable, quoique non essentiel que le transistor à surfaces de séparation 10 utilisé danslaprésente invention soit "symétrique" dans le sens du brevet belge précité, c'est-à-dire que les caractéristiques de courant, pour les deux sens de circulation dans le cir- cuit émettrice-collectrice, soient essentiellement symétriques. Tous les transistors à surface de séparation ne peuvent atteindre cette symétrie;sur- tout à cause du procédé de fabrication ou de développement, certains transis- tors à surfaces de séparation présentent une impédance notablement plus gran- de au courant circulant dans un sens entre les zones extérieures, pour des
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conditions données de polarisation, que dans le sens opposé entre les zones extérieures dans les mêmes-conditions de polarisation.
Quoique de nombreux facteurs puissent influencer la présence ou l'absence d'une telle symétrie dans un transistor à surfaces de séparation, la Demanderesse suppose que, si les résistivités des deux zones extérieures sont en substance égales et si les deux barrières sont symétriques (c'est- à-dire si la surface de séparation entre une zone extérieure et la zone intermédiaire a la même grandeur ou superficie que la surface de séparation entre l'autre zone extérieure et la zone intermédiaire), on obtient un degré suffisant de symétrie dans les caractéristiques de courant, pour considé- rer le dispositit comme un transistor à surfaces de séparation "symétrique".
Il y a donclieu de noter que, bien qu'on puisse utiliser, avec succès, un comparateur de phases conforme à la présente invention avec des transistors "asymétriques", le circuit sera utilisé avec l'avantage maximum et le plus de simplicité et de précision, si le transistor 10 est, en sub- stance, "symétrique". Il faut noter encore à ce sujet, comme exposé dans le brevet belge précité, que les effets symétriques obtenus avec un transis- tor "symétrique" peuvent aussi être obtenus en utilisant une combinaison parallèle de deux transistors "asymétriques" montés en parallèle et en op- position de façon que les caractéristiques de courant résultantes soient "symétriques".
On remarquera que l'invention est applicable à la détection de déphasages entre signaux électriques de même périodicité, quelles que soient les formes d'onde. La sortie de la source 31, dans le circuit de la figure 1, peut, par exemple, consister en ondes carrées. La forme des ondes de ten- sion de sortie résultantes sera alors en substance sinusoïdale, comme repré- senté à la figure 2.
Dans un autre exemple, la sortie de la source 31, dans le circuit de la figure 1, peut avoir une forme d'onde sinusoïdale. La formedes ondes de tension de sortie résultantes s'écarte un peu de la forme sinusoïdale re- présentée à la figure 2, à cause de la variation continuelle de l'impédance du circuit émettrice collectrice du transistor 10, pendant chaque période conductrice. En tous les cas, les résultats seront toujours conformes à ce qui a été dit, en ce qui concerne le rapport des parties négative et posi- tive des formes d'onde de tension de sortie, l'amplitude et la polarité de la composante continue de la tension de sortie, etc.
Un exemple d'utilisation des principes de l'invention à la dé- tection de déphasages entre deux ondes électriques de forme sinusoïdale semblable est donné ci-après avec le démodulateur F.M. représenté à la fi- gure 3. Un exemple d'utilisation des principes de l'invention pour la détec- tion du déphasage entre un signal à forme d'onde d'impulsion et un signal à forme de dent de scieest donné ci-après dans la description du système de synchronisation de ligne de télévision représenté à la figure 4.
La figure 3 représente l'application des principes de détection de phase de la présente invention à la démodulation de signaux modulés en fréquence (F.M.). Une source de signaux modulés en fréquence qui peut con- sister, par exemple, en un amplificateur M.F. d'un récepteur courant de sig- naux F.M., porte laréférence 41.Une borne de sortie de la source 41 est couplée, par un condensateur 43, à la base 23 du transistor à surfaces de séparation p-n-p 10. L'autre borne de sortie de la source 41 est connectée à un point de potentiel de référence (c'est-à-dire la terre). L'émettrice 21 du transistor 10 est aussi mise à laterre.
L'enroulement primaire 45 d'un transformateur 44 est connecté entre les bornes de sortie de la source 41. L'enroulement secondaire 47 du transformateur 44 est shunté par un condensateur 49, et l'ensemble est ac- cordé de façon à résonner sur la fréquence milieu ou de repos du signal F. M. Une extrémité de l'enroulement secondaire 47 est connectée à la collec-
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trice 25 du transistor 10, tandis que l'autre extrémité de l'enroulement se- condaire 47 est mise à la terre par une résistance de sortie 50.
Le signal F.. sortant de la source 41 apparaît aux bornes du circuit base-émettrice du transistor, comme la sortie de la source 31 à la figure 1. Pendant chaque partie positive du signal F.M. apparaissant aux bornes du circuit base-émettrice, quand la base 23 est plus positive que l'émettrice 21 mise à la terre, le circuit émettrice-collectrice du transistor 10 est, en fait, ouvert et aucun courant ne circule dans la ré- sistance de sortie 50. Pendant chaque partie négative du signal F.M. appa- raissant aux bornes du circuit base-émettrice, au contraire, quand la base
23 est plus négative que l'émettrice 21 mise à laterre, le circuit émettri- ce-collectrice du transistor 10 est conducteur.
L'amplitude et le sens du courant circulant dans le circuit émettrice-collectrice, durant chaque pé- riode conductrice, varieront en fonction de l'amplitude et de la polarité' de la tension de signal apparaissant, durant ces périodes, aux bornes du circuit émettrice-collectrice.
Pour apprécier donc la nature du courant émettrice-collectrice et les formes d'onde de tension produites aux bornes de la résistance de sortie 50 pendant une période conductrice, il faut étudier le caractère du signal F.M. apparaissant aux bornes du circuit émettrice-collectrice. Il est clair que le signal F.M. apparaissant aux bornes du circuit émettrice- collectrice du transistor 10 n'est pas en phase avec le signal F.M. appa- raissant aux bornes du circuit base-émettrice du transistor 10.
L'explication suivante montre comment le déphasage entre le signal aux bornes du circuit émettrice-collectrice et le signal aux bornes du circuit base-émettrice, varie avec la fréquence du signal. Comme il est connu, le courant circulant dans un secondaire accordé d'un transformateur est déphasé de 90 par rapport au courant primaire quand la fréquence de travail est égale à la fréquence de résonance ; de façon correspondante,la tension aux bornes du secondaire accordé est déphasée de 90 par rapport à la tension du primaire, quand la fréquence de travail est égale à la fré- quence de résonance. Que le déphasage de 90 est én retard ou en avance dé- pend, évidemment, de ce que les enroulements sont bobinés en opposition ou non et que leurs bornes sont connectées de façon correspondante ou non dans les circuits primaire et secondaire.
En supposant que les enroulements et connexions sont tels que la tension secondaire retarde de 90 sur la tension primaire à la résonance; il s'ensuit que, lorsque la fréquence de travail est supérieure à la fré- quence de résonance du secondaire accordé, la tension secondaire retarde de moins de 90 sur la tension primaire, la diminution du déphasage étant proportionnelle à l'écart entre la fréquence de travail et celle de résonan- ce. Quand la fréquence de travail est inférieure à la fréquence de résonan- ce du secondaire accordé, la tension secondaire retarde de plus de 90 sur la tension primaire, l'accroissement du déphasage étant proportionnel à l'écart entre la fréquence de travail et la fréquence de résonance.
Si les enroulements et connexions sont tels que la tension secon- daire soit en avant de 90 sur la tension primaire, à la résonance, il s' ensuit que, lorsque lafréquence de travail est supérieure à la fréquence de résonance du secondaire accordé, la tension secondaire avance de plus de 90 sur la tension primaire, l'accroissement du déphasage étant proportionnel à l'écart entre la fréquence de travail et la fréquence derésonance. Quand la fréquence de travail est inférieure à la fréquence de résonance du secondaire accordé, la tension secondaire avance de moins de 90 sur la tension primai- re, la diminution du déphasage étant proportionnelle à l'écart entre la fré- quence de travail et la fréquence de résonance.
On peut donc remarquer que (quelle que soit lamanière de bobiner et de connecter le transformateur) la phase d'une tension secondaire accordée varie avec la fréquence du signal appliqué au primaire, et que des écarts en
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sens opposés, entre la fréquence de signal et la fréquence de résonance du secondaire accordé, provoquent des écarts opposés de déphasage, entre ten sions primaire et secondaire, par rapport au déphasage de 90 . Ceci s'appli- que aussi aux déphasages entre courants primaire et secondaire.
Si on applique ces principes bien connus de fonctionnement d'un transformateur à secondaire accordé à l'explication du fonctionnement de la forme d'exécution représentée à la figure 3, il faut noter, en premier lieu, que le signal apparaissant aux bornes du primaire 45 du transformateur 44 est, en substance, toujours en phase avec le signal apparaissant aux bornes du circuit base-émettrice du transistor 10. La phase du signal apparaissant aux bornes du circuit émettrice-collectrice du transistor 10 varie, au con- traire, avec lafréquence du signal sortantde la source 41, puisque la phase du signal aux bornes de secondaire accordé 47 du transformateur 44 suit les principes exposés ci-dessus.
Par conséquentle-caractère de la forme d'onde du courant de charge passant dans la résistance de sortie 50, la tension aux bornes de la résistance de sortie 50, la présence, l'amplitude et la po- larité de leurs composantes continues , qui dépendent tous du déphasage en- tre les signaux apparaissant respectivement aux bornes des circuits base- émettrice et émettrice-collectrice du transistor, sont donc autant de fonc- tions et d'expressions de la fréquence du signal produit par la source 41.
Quand la fréquence du signal sortant de la source 41 est égale à la fréquence milieu ou de repos, la tension aux bornes du secondaire 47 est déphasée de 90 par rapport à la tension aux bornes du primaire 45, et la composante continue de la tension de sortie apparaissant aux bornes de la résistance de sortie 50 est, en substance, égale à zéro (c'est-à-dire que la valeur continue moyenne de la tension de sortie est, en substance, zéro) La forme d'onde de la tension de sortie a des parties négative et positive en substance égales, quand le signal est à la fréquence milieu.
A titre d'exemple seulement, il est supposé que les polarités du transformateur 44 sont telles que la tension secondaire retarde sur la tension primaire. Comme la modulation fait que la fréquence du signal dé- passe la fréquence de repos, l'angle de déphasage de retard entre les sig- naux apparaissant respectivement aux bornes des circuits émettrice-collec- trice et base-émettrice du transistor 10, devient moindre que 90 .Une plus grande partie négative et une plus petite partie positive du signal aux bor- nes du secondaire 47 apparaissent aux bornes du circuit émettrice-collec- trice du transistor 10, pendant chaque période de conductivité.
Il s'ensuit que la tension de sortie aux bornes de la résistance 50 contient une compo- sante continue positive par rapport à la terre, dont l'amplitude est pro- portionnelle à l'écart entre la fréquence de signal et la fréquence milieu.
Quand la modulation fait que la fréquence du signal tombe sous la fréquence milieu, l'angle de déphasage de retard entre les signaux ap- paraissant respectivement aux bornes des circuits émettrice-collectrice et base-émettrice, devient plus grand que 90 .Une plus grande partie posi- tive et une plus petite partie négative du signal aux bornes du secondai- re 47 apparaissent aux bornes du circuit émettrice-collectrice du transis- tor, pendant chaque période de conductivité. Il s'ensuit que la tension de sortie aux bornes de larésistance 50 contient une composante continue négati- ve par rapport à la terre, dont l'amplitude est proportionnelle à l'écart entre la fréquence de signal et la fréquence milieu.
Donc, quand le signal de sortie de la source 41 varie en fréquen- ce de part et d'autre de la fréquence milieu avec les variations en ampli- tude et polarité des ondes de signal de modulation, la tension de sortie apparaissant aux bornes de la résistance 50 contient une composante continue dont les variations en amplitude et polarité correspondent à ces variations de signal de modulation. En plaçant, aux bornes de la résistance de sortie 50, un filtre passe-bas 51 qui laisse passer les variations de signal de mo- dulation de la composante continue, mais arrête les fréquences de la porteu#
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se ou du signal modulé, on peut recueillir, en vue de l'utilisation voulue, des ondes de signal de modulationreconstituées aux bornes de sortie 0,0' du filtre 51.
Un avantage important de ce démodulateur F.M. conforme aux princi- pes de la présente invention, réside en ce qu'en plus de sa simplicité et de sa précision, il est en substance insensible aux modulations d'amplitude du signal F.M. appliqué . En effet, quand de la modulation d'amplitude in- désirable augmente l'amplitude du signal, l'impédance du circuit émettrice- collectrice diminue, et quand elle diminue l'amplitude du signal, l'impédance de ce circuit augmente. La charge de l'entrée varie donc avec l'amplitude du sjgnal, ce qui donne, en substance, une sortie qui est indépendante des modulations en amplitude du signal F.M. appliqué.
La figure 4 représente une application des principes de détec- tion de phase de la présenté invention à une C.A.F. de synchronisation de ligne ou horizontale, dans un récepteur de télévision. Un récepteur de sig- naux de télévision courant 61 regoitet détecte une onde porteuse transmise de télévision. En bref, il peut comprendre un amplificateur d'onde porteuse, un convertisseur de fréquence, et un détecteur de signaux qui tire, de 1' onde porteuse modulée, des signaux de télévision composites comprenant des signaux video et des signaux de commande, comme les signaux de synchronisa- tion. Un amplificateur video 63, couplé de façon classique au récepteur de signaux 51, amplifie le signal composite débité par ce dernier.
L'amplificateur video est couplé à une électrode de commande d' intensité de faisceau 67 d'un reproducteur d'images 64 qui peut consister en un kinéscope ordinaire muni des accessoires habituels, comme un ensemble déflecteur comprenant les bobines de déflexion horizontale 69 H et vertica- le 69 V, ainsi qu'un canon électronique comprenant une cahtode 65 et une grille de commande 67.
Un séparateur de signaux de synchronisation 71 est aussi couplé au cricuit de sortie de l'amplificateur video 63. Il va da soi que le sépa- rateur de synchro 71 sépare les impulsions de synchronisation du reste du signal composite et qu'il sépare aussi, les unes des autres, les impulsions de synchronisations horizontale et verticale. La sortie contenant l'impul- sion séparée de synchronisation verticale est couplée, via une borne V, à un générateur d'ondes de déflexion verticale 73,commandé par les impul- sions de synchronisation verticale de manière à produire de l'énergie d' onde en dent de scie à la fréquence de déflexion verticale, 60 cycles par exemple. La sortie du générateur de déflexion verticale 73 est couplée aux bobines de déflexion verticale 69 V, de façon à alimenter celles-ci en cou- rant à fréquence de déflexion verticale.
Les bobines de déflexion horizontale 69 H sont alimentées en cou- rant à la fréquence de déflexion horizontale, 15. 750 cycles par exemple, par un générateur de dents de scie de fréquence horizontale 95, commandé, à la fréquence de déflexion horizontale, parla sortie de l'oscillateur horizontal 93. La fréquence de travail exacte de l'oscillateur horizontal 93 est réglée par une impédance variable 91 contenue dans le circuit de détermination de fréquence de l'oscillateur 93. La commande automatique de fréquence de la- fréquence de déflexion horizontale faite par l'intermédiaire de l'impédance variable 91 et l'appareillage y relatif utilisent les principes de détection de phase de la présente invention,comme cela ressortira de l'exposé ci-après.
Il est de nouveau prévu un transistor à surfaces de séparation 10 du type p-n-p, muni respectivement d'électrodes émettrice 21, de base 23 et collectrice 25. L'émettrice 23 est mise à la terre. Les impulsions sépa- rées P de synchronisation horizontale apparaissant, avec une polarité négati- ve par rapport à la terre, à la borne de sortie H du séparateur de synchro 71, sont appliquées, via un condensateur 75 et une résistance série 77, à la base 23 du transistor 10, de manière à faire circuler périodiquement du
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courant dans le circuit base-émettrice du transistor 10, dans le sens "aisé" de faible impédance. Le circuit émettrice-collectrice du transistor est ain- si rendu conducteur, à chaque impulsion P de synchronisation horizontale.
Des impulsions horizontales de retour F, dérivées,de façon clas- sique, des bobines de déflexion horizontale 69 H, sont appliquées à un circuit intégrateur composél'une résistance 81 en série avec le condensateur 83. L onde de tension de sortie en dent de scie S, apparaissant aux bornes du condensateur 83, est appliqué, par le condensateur 85, à la collectreice 25 du transistor 10.
Ce dernier comprend un circuit de sortie connecté entre collec- trice 25 et émettrice mise à la terre 21, et comprenant un circuit inté - grateur fait d'une résistance 87 en série avec un condensateur 89 et, comme une charge en shunt sur ce dernier, le circuit d'entrée de l'impédance va- riable 91.
Par le couplage capacitif à la collectrice 25, l'onde en dent de scie S tend à apparaître, sur la collectrice 25, comme une onde alternative équilibrée de part et d'autre de son axe alternatif. En l'absence d'appli- cation d'impulsions de synchronisation P à la base 23, la sortie de l'inté- grateur apparaissant aux bornes du circuit d'entrée de l'impédance variable 91 serait donc pratiquement nulle. Mais comme les impulsions de synchroni- sation P, appliquées à la base 23, rendent le circuit émettrice-collectrice du transistor 10 conducteur et amènent donc périodiquement la collectrice 25 au potentiel de terre, une composante continue peut donc s'ajouter à l'on- de en dent de scie S alternative et apparaît donc dans la sortie de l'inté- grateur appliquée à l'impédance variable 91.
La présence, l'amplitude et la polarité de cette composante continue dépendent de.la partie de l'onde en dent de scie S qui apparaît à la collectrice '25, pendant la brève apparition de l'impulsion de synchronisation P à la base 23, c'est-à-dire qu'elles dé- pendent du déphasage entre l'onde en dent de scie S et l'impulsion de synchro- nisation P.
Une partie de l'onde en dent de scie est représentée, à grande échelle, à la figure 4a.Trois cas de déphasage entre l'onde en dent de scie 5 et le signal de synchronisation sont représentés par trois positions possi- bles, dans le temps, de l'impulsion de synchronisation P par rapport à la partie raide de retour de l'onde en dent de scie S.
Quand l'impulsion de synchronisation P se trouve en " x " par rapport à l'onde en dent de scie S, le courant circulant dans le circuit émettrice-collectrice du transistor 10, pendant sa brève période conductri- ce, est bilatéral, et en substance aucune composante continue ne s'ajoute à l'onde en dent de scie alternative. Quand, au contraire, l'impulsion de synchronisation P se trouve en "y" par rapport à la dent de scie S, le cou- rant circulant dans le circuit émettrice-collectrice du transistor 10 est unilatéral (dans le sens conventionnel collectrice-émettrice seulement), et une composante continue d'unepolarité donnée s'ajoute à l'onde en dent de scie alternative et a pour effet de changer l'impédance variable 91 dans un sens.
Si l'impulsion de synchronisation P occupe, d'autre part, la posi- tion " z " par rapport à l'onde en dent de scie S, le courant circulant dans le circuit émettrice-collectrice du transistor 10 est aussi unilatéral mais de sens opposé (dans le sens conventionnel émettrice-collectrice seulement) et une composante continue de polarité opposée s'ajoute à l'onde ,en dent de scie alternative, ayant pour effet de changer l'impédance variable 91 dans l'autre sens.
Donc, en fonctionnement, quand l'oscillateur horizontal 93 a la fréquence et le déphasage voulus par rapport aux impulsions de synchronisation horizontale incidentes, il n'y a pas de composante continue de tension ou de courant produite par le détecteur de phase à transistor, et l'impédance pré- sentée par l'impédance variable 91 au circuit dedétermination de fréquence
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de l'oscillateur horizontal 93 reste invariable aussi longtemps que l'on ne s'écarte pas de cette mise en phase.
Si l'oscillateur 93 se met à retarder sur la fréquence de l'im- pulsion de synchronisation incidente (à cause, par exemple d'une diminution de la fréquence de l'oscillateur, ou d'une augmentation de la fréquence des impulsions de synchronisation incidentes), l'impulsion de synchronisa- tion séparée se déphase en avant par rapport à l'onde en dent de scie S (par exemple chaque impulsion de synchronisation P apparaissant pendant la première moitié du retour de la dent descie S, comme représenté par la po- sition "y " à la figure 4A). Sans correction, le déphasage tend à augmenter, l'impulsion de synchronisation P se présentant de plus en plus tôt par rap- port au retour de la dentde scie S, à chaque cycle.
Cependant la comparai- son des phases des deux ondes dans le circuit à transistor, produit, dans la sortie de l'intégrateur, une tension continue de commande qui change la valeur de l'impédance variable 91 dans le sens voulu pour augmenter la fré- quence de l'oscillateur 93. Quand ce dernier retourne à sa fréquence exacte de travail, les impulsions de synchronisation P et l'onde en dent de scie S se remettent en phase, et la tension continue de commande retombe à zéro,
Si, d'autre part, la fréquence de l'oscillateur 93 augmente par rapport à celle de l'impulsion de synchronisation incidente (par exemple par un glissement de fréquence montant de l'oscillateur ou une diminution de fré- quence des impulsions de synchronisation incidentes),
l'impulsion de synchro- nisation incidente se déphase en arrière par rapport à l'onde en dent de scie S (par exemple chaque impulsion de synchronisation P apparaissant durant la seconde moitié du retour de la dent de scie S, comme représenté par la posi- tion "Z" sur la figure 4A). Sans correction, ce déphasage tend à augmenter, l'impulsion de synchronisation P se présentant de plus en plus tard dans le retour de la dent de scie S, à chaque cycle. Cependant la comparaison des phases des deux ondes dans le circuit à transistor produit une tension con- tinue de commande, dans la sortie de l'intégrateur, qui a une polarité op- posée à celle due à un déphasage en avant de l'impulsion de synchronisation par rapport à l'onde en dent de scie S. Ceci change la valeur de l'impédance variable 91 dans le sensvoulu pour dininuer la fréquence de l'oscillateur 93.
Quand ce dernier retourne à sa fréquence exacte de travail, les impulsions de synchronisation P et l'onde en dent de scie S se remettent en phase, et la tension continue de commande retombe à zéro.
On remarquera que les différents circuits de télévision repré- sentés, à la figure 4, par des rectangles portant des références appropriées peuvent prendre la forme de circuits classiques à tubes électroniques, ou de circuits à transistors ayant les fonctions voulues.
Par exemple, le générateur de dents de scie horizontales 95 peut consister en un générateur de dents de scie à transistors du type décrit dans le brevet belge précité, les ondes en dent de scie pour les bobines de déflexion étant produites en utilisant un transistor comme commutateur élec- tronique, de façon à ouvrir et fermer périodiquement un circuit contenant une source de potentiel en série avec les bobines de déflexion.
Quoique les formes d'exécution de la présente invention repré- sentées, à tire d'exemple, aux figures 1, 3 et 4, utilisent des transistors à surfaces de séparation du type p-n-p, il est clair qu'il est aussi possi- ble et avantageux d'utiliser des formes d'exécution avec des transistors à surfaces de séparation du type n-p-h. La demanderesse prévoit aussi d'autres formes d'exécution de la présente invention utilisant des transistors dénom- més à points de contact avec des connexions de circuit etd'électrode sem- blables à celles représentées. Cependant, si les transistors à points de con- tact ont une tendance à l'instabilité dans un circuità électrode de base d' entrée, il est préférable d'utiliser des formes d'exécution avec des transis- tors à surfaces de séparation.
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Il faut insister encore sur le fait que, s'il est possible d'u- tiliser des transistors "asymétriques"avec un certain succès, dans les appli- cations des principes de la présente invention, on obtient le maximum de pré- cision et de simplicité, avec des transistors "symétriques".
REVENDICATIONS
1.- Circuit comparateur de phases dans lequel la phase des signaux d'une première source est comparée à la phase des signaux d'une seconde sour- ce, caractérisé en ce qu'il comprend un semi-conducteur pourvu de deux élec- trodes équivalences et d'une troisième électrode, la première source étant couplée à la troisième électrode et à une des deux électrodes équivalentes, tandis que la secondé sourde.est couplée aux deuxélectrodes équivalentes.