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SYSTEMES TELEGRAPHIQUES TELS QUE CEUX A COURANT PORTEUR.
La présente invention, qui concerne des systèmes télégraphi- ques à courant porteur, envisage notamment des perfectionnements dans les arrangements récepteurs utilisés dans de tels systèmes, et plus particulièrement dans des systèmes multivoies à fréquence audi- ble.
Dans les systèmes télégraphiques usuels à modulation par am- plitude, il est bien connu, qu'en raison de la. bande restreinte de fréquence qui peut être allouée à chaque voie, les signaux sensible- ment rectangulaires obtenus à l'origine par letéléimprimeur trans- metteur ou autre dispositif de signalisation apparaissent au récep- teur après démodulation dans une forme considérablement arrondie.
Le signal reçu après démodulation est usuellement du type à courant unique, c.à.d. qu'il consiste en un signal de marquage,représenté pa
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un courant ou un voltage de valeur donnée, et un signal d'espace représenté par un courant zéro ou un voltage zéro. Il a été de pratique usuelle de donner aux circuits récepteurs des caractéris- tiques de transmission telles que les instants, où l'amplitude du signal reçu passe par une valeur égale à la moitié de l'amplitude maximum, se trouvent espacés sensiblement de la même manière que les bords verticaux des signaux rectangulaires transmis à l'origine.
Une polarisation égale à la moitié de l'amplitude maximum est alors appliquée, et de cette manière la distorsion due à la forme arrondie des ondes de signaux se trouve pratiquement éliminée.
Etant donné que l'amplitude maximum des ondes de signaux reçues dépend de l'atténuation de la ligne ou autre milieu sur le- quel les signaux sont transmis, qui peut être variable, il a été de pratique courant d'obtenir la polarisation nécessaire au moyen d'un condensateur d'emmagasinage à partir des ondes reçues elles- mêmes, et si le circuit a des constantes de temps convenables, le fait qu'il peut y avoir des intervalles de temps relativement longs entre deux signaux de marquage n'est pas très important.Cependant, la polarisation correcte sera seulement obtenue si les signaux de marquage reçus atteignent toujours la même amplitude maximum.
Il y a présentement une demande pour une augmentation ap- préciable de la vitesse de signalisation sans augmentation dans la largeur de la voie, et il a été découvert qu'avec une augmentation de la vitesse de signalisation les arrangements employés jusqu'à présent ne sont pas satisfaisants, parce que l'amplitude du signal reçu ne peut être amenée à atteindre la même valeur maximum pour de courts signaux de marquage que pour de longs signaux, si les exigences en ce qui concerne l'espacement dans le temps des points à demi-amplitude doivent aussi être satisfaites.
C'est en conséquence un des objets principaux de la présen- te invention de surmonter cette difficulté qui résulte d'une augmen- tation de la vitesse de signalisation.
Suivant une caractéristique principale de l'invention, cet objetest atteint en prévoyant au récepteur deux chemins séparés
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pour les signaux, dont l'un contient un réseau conformateur qui conforme les ondes de signalisation de telle manière eue les exi- gences en ce qui concerne la position dans le temps des demi-ampli -tudes soient satisfaites, et dont l'autre contient un réseau con- formateur différent, qui assure que les ondes de signalisation résultant de signaux de marquage longs ou courts atteignent sensi- blement la même amplitude maximum à partir de la.quelle le potentiel de polarisation convenable peut toujours être obtenu.
Le point auquel les chemins de signaux se divisent en deux peut se trouver n'importe ou dans le récepteur, mais préférablement ce point est aussi éloigné que possible, par exemple après la démodulation finale. ,
L'invention sera exposée en se référant aux dessins ci- joints, dans lesquels :
La figure 1 montre un schéma d'un système télégraphique comportant un arrangement récepteur mettant/en oeuvre des caracté- ristiques de l'invention;
Les figures 2 à 6 (inclus) montrent des diagrammes uti- lisés pour expliquer le fonctionnement du circuit de la figure 1;
La figure 7 montre un circuit du réseau de polarisation montré dans la figure 1;
La figure 8 montre une modification de la figure 7;
La figure 9 montre partiellement, sous forme de rectangle, un circuit relatif à un autre exemple de réalisation de l'arrange- ment récepteur suivant la présente invention; Les figures 10 et 11 montrent des diagrammes utilisés dans l'ex- plication des circuits de la figure 1;
La figure 12 montre une forme modifiée du circuit de la figure 9;
La figure 13 montre un circuit schématique du réseau con- formateur convenant pour être utilisé dans le circuit de la figure 7 ou dans celui de la figure 8.
La figure 1 montre un circuit schématique d'un exemple de réalisation de l'invention que l'on supposera appliqué à un système
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télégraphique à courant porteur. Un transmetteur 1 transmet des ondes porteuses qui sont modulées en amplitude par des signaux télégraphiques, tels que par exemple des signaux téléimprimeurs, transmis par une ligne ou un autre milieu de communication 2 (mon -tré en pointillé) vers un récepteur 3. Suivant une caractéristi- que de l'invention, le débit du récepteur est connecté par deux chemins parallèles vers un récepteur de signaux télégraphiques 4 qui peut par exemple comprendre un téléimprimeur récepteur. Le chemin supérieur comprend un réseau de signaux 5, et le chemin in- férieur comprend un réseau de polarisation 6.
Le récepteur 3 et le réseau de signaux 5 ensemble compren- nent tous les appareils nécessaires pour amplifier et démoduler les ondes porteuses reçues par la ligne 2, si bien que l'onde de signalisation est produite à la sortie du réseau de signaux 5.
Ainsi, en se reportant à la figure 2, la courbe A montre les signaux rectangulaires produits par l'appareil télégraphique à l'extrémité transmettrice. Ces signaux sont généralement de la forme à double courant, c.à.d. qu'ils sont sous la forme de volta- ges égaux, positifs et négatifs, ou de courants montrés en 7 en pointillé par rapport à un axe zéro. Les signaux positifs seront appelés signaux de marquage, et les signaux négatifs seront appe- lés signaux d'espacement. Lorsque ces signaux rectangulaires sont appliqués pour moduler une onde porteuse, l'arrangement est géné- ralemeèt tel qu'une onde porteuse d'amplitude constante est tans- mise comme signal de marquage, et aucune onde porteuse pour les si- gnaux d'espacement, si bien que la transmission sur la ligne est effectivement du type à courant unique.
Lorsque l'onde porteuse modulée est redressée à l'extrémité réceptrice, l'onde de signaux ainsi obtenue est aussi du type à courant unique, et peut apparaître comme montrée par la courbe B de la. figure 2. En raison de la ban- de de fréquence restrainte de la voie, les signaux rectangulaires sont considérablement arrondis, et les bords avant et arrière de ces signaux sont appréciablement inclinés sur la verticale, comme indiqué
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Dans la. courbe B. l'onde est limitée entre un axe zéro 8 et un axe positif 9 correspondant à un. voltage V.
Si les signaux de marquage ou d'espacement sont suffisam- ment longs, la courbe a le temps d'atteindre respectivement les axes 9 et 8. Cependant, avec un court signal d'espacement, tel que 10, l'onde correspondante 11 de la courbe B n'atteint pas l'axe zéro 8, et avec un court signal de marquage tel que 12, l'onde corres- pondante 13 n'atteint pas l'axe maximum 9.
Les circuits redresseurs pour obtenir l'onde de signalisa- tion peuvent se trouver soit dans le récepteur 3, soit dans/le ré- seau de signaux 5, figure 1. Dans l'un ou l'autre cas, le réseau de signaux 5 comprend un circuit égalisateur ou conformateur établi de telle manière que, suivant la pratique, les instants de signa- lisation, c.à.d. les instants auxquels l'onde de signaux B, figure 2, traverse le niveau 14 de demi-amplitude, se trouvent espacés dans la même onde que le signal original de transit dans la courbe A. Si une polarisation constante négative de V/2 est ajoutée à l'onde de signaux.
B, l'axe zéro sera effectivement déplacé vers la ligne 14, et un instrument récepteur à double courant peut alors être actionné à des instants correspondant aux transits de la courbe B à travers l'axe 14, lesquels seront les mêmes que les instants de transit du signal original de la courbe A.
Il était de pratique usuelle jusqu'à présent d'obtenir le voltage de polarisation V/2 en redressant l'onde de signalisation B au moyen d'un circuit comportant une constante de temps rela.ti- vement élevée. Ceci est nécessaire aussi longtemps que tous le s signaux de marquage sont suffisamment longs pour que l'onde B at- teigne l'axe 9. L'arrangement cependantne fonctionne pas s'il y a un nombre appréciable de courts signaux de marquage tel que 12, courbe A, parce que le voltage de polarisation qui dépend des pointes de l'onde B se trouve réduit en conséquence.
Une tille situation se produira par exemple arec des signaux de téléimprimeur transmis par une voie avec une largeur de bande donnée, lorsque la vitesse de signalisation a été suffisamment augmentée.
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De façon à surmonter cette difficulté, suivant des carac- téristiques de l'invention, le réseau de polarisation 6 (figure 1) est pourvu d'un circuit conformateur qui est différent de celui qui existe dans le réseau de signalisation 5, et est établi pour produire une distorsion de l'onde de signaux reçue, si bien que les pointes correspondantes des signaux de marquage, à la fois longs et courts, sont sensiblement de la même amplitude. De cette manière le voltage de polarisation est maintenu à la valeur con- venable V/2.
Le réseau 6 contiendra évidemment aussi des moyens pour redresser l'onde porteuse modulée (à moins que ceux-ci ne soient inclus dans le récepteur 3), et aussi des moyens pour obte- nir un voltage de polarisationV/2 à partir des ondes de signaux qui ont été obtenues après que celles-ci ont été convenablement soumises à une distorsion. Les débits des réseaux 5 et 6 sont connectés en série avec le récepteur de signaux 4 comme montré, de'sorte que le voltage de pola risation est en opposition avec le voltage de signa- lisation, de façon à obtenir le débit à double courant, comme il a été exposé.
Les figures 3 et 4 montrent les caractéristiques d'ensemble de transmission que les circuits conformateurs dans les réseaux 5 et 6 doivent prés enter. La figure 3 représente la variation en fréquen -ce de la perte en décibels et le changement de phase en degrés, tels que mesurés entre les bornes dans le transmetteur 1 auquel des ondes de signalisation rectangulaires (courbe A,figure 2) sont appliquées, et les bornes de sortie du réseau 5. Dans le cas de la figure 4, les bornes de sortie sont celles à pa.rtir desquelles l'onde de dis- torsion est obtenue dans le réseau 6 avant d'être redressée pour pro- duire le voltage de polarisation.
La courbe de perte C dansla figure 3 correspond à la for- mule :
Perte = 20 log10 sec2 ( f@@/ 4 fa) où f est la fréquence variable et fa est la fréquence de point correspondant à la vitesse de signalisation. On notera que la perte
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est approximativement 6 décibels à la fréquence fa.
La courbe de phase D est une ligne droite passant à tra- vers l'origine. Ces caractéristiques ont été précédement employées dans les circuits télégraphiques.
La courbe de perte E de la figure 4 décroît à partir d'une valeur relativement élevée ao à la fréquence zéro, jusqu'à zéro à une rréquence un peu plus élevée que f1, qui est la, fréquence de point correspondant à la plus haute vitesse de signalisation qui sera utilisée sur la voie. La perte ensuite croît. La courbe de phase F doit de préférence être une ligne droite passant par l'origine.
Avec ces caractéristiques, des signaux rectangulaires trans -mis à la fréquence de point f1 perdent pratiquement toutes leurs harmoniques et apparaîtront sensiblement comme des ondes sinusoi- dales. Des signaux transmis à une fréquence de point relativement basse f2 en retiendront un certain nombre, mais le fondamental sera atténué en comparaison du fondamental de la fréquence fl .
La figure 5 montre comment des signaux à fréquence relati- vement basse, ou relativement élevée, seraient reçus par une voie ayant les caractéristiques de la figure 4. Les deux ondes à basse fréquenc.e possèdent des dépassements 15 et 16 qui sont des carac- téristiques d'un circuit ayant une fréquence de coupure aigue,et la forme de la partie antérieure de la courbe E, figure 4, accentue cet effet. Les dépassements en pointillé 17 et 18 seront égale - ment obtenus si la courbe de phase F est strictement linéaire, mais ceci est difficile à obtenir, si bien que ces dépassements sont quelquefois réduits ou même absents. Les ondes à haute fré- quence apparaissent comme des pointes uniques 19 et 20, et en choisissant convenablement la forme de la courbe E, les ondes peu- vent avoir une amplitude sensiblement uniforme.
En conséquence, le voltage de polarisation obtenu par le redressement des pointes de l'onde sera sensiblement le même pour des signaux longs ou courts.
Il sera clair que, de façon à obtenir un voltage de polarisation
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convenable à partir d'ondes telles que celles montrées dans la figure 5, le temps de charge du condensateur de maintien doit être court et le temps de décharge doit être long. Cependant, le volta- ge de polarisation dû à une pointe de marquage unique, ne doit pas persister indéfiniment, car autrement il ne suivrait pas les chan- gements dans le niveau moyen des signaux reçus. En pratique, cepen -dant', la constante de temps de décharge du réseau d'emmagasinage doit être aussi faible que possible, compte tenu de la nécessité de maintenir la polarisation pendant des périodes d'espacement normales.
Ceci étant le cas, il est clair que le voltage de polarisa- tion V/2 diminuera appréciablement pendant la durée du long signal de marquage, en raison du dépassement, comme ceci peut être vu par la figure 6. Le voltage de polarisation, comme initialement déter- miné par la pointe 21, diminuera jusqu'à une valeur inférieure dé- terminée par la partie plate du signal, comme indiqué par la ligne en pointillé 22.
Ceci peut aisément être évité par l'arrangement montré dans la figure 7, qui montre des détails d'une forme du réseau de pola- risation 6 de la figure 1. Dans la figure 7, l'élément 23 est un démodulateur usuel destiné à permettre d'obtenir l'onde de signal à partir de l'onde porteuse modulée. Cet arrangement est suivi par un filtre p asse-bas 24, et l'onde de signal apparaît sur la rési s- tance 25, sous une forme similaire à celle montrée par la courbe B, dans la figure 2. Cette onde est alors soumise à distorsion par le réseau conformateur 26, lequel peut prendre la forme montrée dans la figure 12, et il est établi de façon à produire des caractéris- -tiques d'ensemble du type montré dans la figure 4.
Le voltage de polarisation V/2, est alors obtenu au moyen du récepteur 27, à tra- vers lequel le condensateur d'emmagasinage 28 est chargé. Le c on- densateur est shunté par une résistance de décharge 29. Le circuit conformateur 26 est contourné par un second redresseur 30 connecté entre une prise ajustable sur la résistance 25 et l'extrémité supérieure du circuit d'emmagasinage 28,29.
Le démodulateur 23 doit être établi de façon que les signaux
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de marquage rendent la partie supérieure de la résistance 25 négative par rapport à la partie inférieure, et les redresseurs 27 et 30 doivent être dirigés de façon à permettre aux signaux de marquage de charger le condensateur 28.
On verra que le condensateur peut .être chargé soit à par- tir des signaux de marquage n'ayant pas subi de distorsion à tra- vers le redresseur 30, ou à partir des signaux de marquage de l'es- pèce montrée dans la figure 6, après distorsion dans le circuit oon- formateur 26, à travers le redresseur 27. La prise sur la résistan -ce 25 doit être réglée de faon que pour un long signal de marquage, le condensateur 28 acquière le potentiel de polarisation désiré V/2, Le circuit conformateur 26 doit être établi de façon que le potentiel acquis par le condensateur 26 en réponse à la pointe 21 (figure 6) soit aussi V/2.
On verra ainsi que pour un long signal de marquage, après le passage de la pointe 21, le potentiel du condensateur 28 sera maintenu à V/2 à partir de la prise sur la résistance 25, et que le redresseur 27 sera bloqué, parce que le potentiel appliqué par le circuit conformateur 26 sera moindre que V/ 2 .
Cependant, s'il doit y avoir une succession de courts si- gnaux de marquage analogue à 13, courbe D, figure 2, le potentiel V/2 dans le condensateur 28 sera produit, par les pointes des si- gnaux ayant subi une distorsion à la sortie du circuit conformateur 26, à travers le redresseur 27, et le redresseur 30 sera bloqué par -ce que le potentiel correspondant aux courts signaux de marquage 13, dans la résistance 25, sera moindre que V/2.
On doit mentionner que le réseau de signaux 5 comprendra des éléments analogues à 23 et 24 (figure 7), excepté que les signaux de marquage obtenus doivent être des signaux de signe opposé, de façon que le voltage de polarisation à la sortie du réseau 6 (figure 1) soit en opposition avec le voltage de signal à la sortie du ré- seau'5. Ce dernier réseau comprendra aussi un circuit conformateur correspondant à 26, excepté qu'il sera établi pour produire des carac -téristiques dt ensemble du type montré dans la figure 3, au lieu
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d'être du type montré aans la figure 4. Il n'y aura pas d'éléments correspondant aux éléments 27 à 30.
Bien que dans beaucoup de systèmes télégraphiques une condi- tion de marquage soit maintenue durant les intervalles de transmis- sion de signaux, il peut également se produire qu'une conditions d'espacement persiste pendant de longues périodes. En ce cas, le voltage de polarisation sera réduit à zéro, et les premiers signaux reçus après une longue période d'espacement seront en conséquence incorrectement polarisés.
De façon à surmonter cette difficulté, il est seulement né- ¯cessaire de retarder l'apparition des signaux à la sortie du réseau
5 (figure 1) de façon suffisante pour permettre au voltage de po- larisation d'être établi dais le condensateur 28 (figure 7). Comme il a déjà été mentionné, les,deux réseaux 5 et6 contiendront des filtres qui agiront comme réseaux retardateurs, et ces filtres peuvent être établis pour produire la différence désirée de délai dans les deux chemins, ou un réseau de retard convenable addition- nel peut *être inclus dans l'une des voies pour produire le résultat désiré. On doit ajouter que l'arrangement préféré est tel que le voltage de polarisation V/2 est juste établi lorsque le premier signal de marquage apparaît à la sortie du réseau 5 après une longue période d'espace.
Ceci signifie que la période de maintien du volta- ge de polarisation ne sera pas accrue sans nécessité par le retard dans l'apparition des signaux à la sortie du chemin supérieur. La constante de temps du circuit d'emmagasinage 28, 29 peut en consé- quence être de la valeur minimum en rapport avec la période maximum entre les signaux de marquage pendant la signalisation normale.
De façon à rendre les conditions à remplir pour le circuit plus claires,, un sommaire des points mentionnés dans le paragraphe précédent'sera maintenant donné.
Dans le chemin de polarisation, la caractéristique de ré- ponse de fréquence doit tomber moins rapidement que l'augmentation de fréquence dans le chemin de signalisation dans lequel la réponse à la fréquence de point f1 peut être un peu plus de la moitié de la
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réponse à une fréquence beaucoup plus basse telle que f1/10. En conséquence, de cette caractéristique de réponse de fréquence plus carrée, le. réponse du chemin de polarisation pour une transition isolée d'espace à marquage, produit un dépassement comme montré en 15, figure 5, et une transition en sens inverse produit un dépas- sement comme montré ne 16.
De plus, si, comme il est désirable, il n'y a pas de distorsion de phase, chaque transition est précé- dée par une excursion d'amplitude égale au dépassement dans un sens ou dans l'autre, comme montré en pointillé en 17 et 18, figure 5.
Lorsqu'un dépassement supérieur est utilisé pour fournir la polarisation convenable pour des signaux de marquage longs et courts, il est essentiel que le temps der charge du condensateur d'emmagasinage soit court. Ceci peut être obtenu en utilisant un étage de tubes du type suiveur de cathode (cathode folioter) à travers lequel on charge le condensateur, comme ceci sera décrit plus loin.
Aussi longtemps qu'il n'existe pas de distorsion de phase, la polarisation est préparée, et le condensateur de polarisation 28 est rechargé, immédiatement avant chaque transition dans l'une et l'autre direction, et il n'est pas en conséquence nécessaire de fournir une très grande constante de temps pour la décharge du voltage de polarisation emmagasiné.
Si cependant la distorsion de phase est présente à un de- gré tel qu'elle élimine ou réduit sérieusement les pointes en 17 et 18, figure 5, quelque autre arrangement doit être employé pour main -tenir la polarisation convenable pendant un long intervalle de marquage. Des arrangements convenables pour ce but sont montrés dan la figure 7 où le réseau de polarisation est contourné par un chemin auxiliaire direct, qui maintient le voltage de polarisation à la va -leur convenable pendant la période d'un signal de marquage long. Le chemin auxiliaire prend son origine en un point où l'état établi d'amplitude égale la pointe de la sortiedu chemin de polarisation.
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Si l'onde à partir de laquelle la polarisation auxiliaire est ob- tenue a des dépassements, la constante de temps de charge pour ce chemin doit être allongée, (par exemple en insérant une résistance en série, non montrée), de façon à empêcher le dépassement de sur- charger le condensateur 28.
Des redresseurs 27 et 30 assurent que la charge dans le condensateur 28 correspond au voltage dans le chemin de polarisa- tion principal ou dans le chemin de polarisation auxiliaire, sui- vant celui qui est le plus grand.
Une modification de la figure 7 va maintenant être décrite.
Etant donné que le voltage de polarisation V/2 doit être produit par des pointes telles que 16, 20 (figure 5) qui sont cour- tes comparées à l'intervalle qui les sépare, il est nécessaire,com- me il a déjà été indiqué, que lecircuit de charge pour le conden- sateur 28 ait une constante de temps faible. Si l'impédance de sor- tie du circuit conformateur 26 ne peut pas être convenablement réduite à une valeur suffisamment basse, un tube ou type suiveur de cathode (cathode follower) peut être interposé entre la sortie du circuit conformateur 26 et le redresseur 27, comme montré sur la figure 8. Un tube triode 31 a sa cathode connectée à travers la résistance 32 à la borne de sortie supérieure du circuit conforma- teur 26, et sa grille de contrôle à la borne de sortie inférieure.
La cathode est aussi connectée à l'extrémité inférieure de la ré- sistance 29. La source de haute tension de fonctionnement 33 est prévue pour le tube à la manière usuelle. il est bien connu que la résistance de sortie du suiveur de cathode, qui est aussi shun- tée par la résistance 32, peut être très faible si la conductance mutuelle du tube est élevée. De cette manière, le circuit de charge pour le condensateur 28 peut recevoir une constante de temps très faible.
On peut observer que si le temps de charge est rendu suf- fisamment petit, toute transition entre l'espace et le marquage sera correctement polarisée, quel que soit ce qui s'est produit
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antérieurement, et la constante de temps de décharge a seulement besoin d'être assez grande pour maintenir le voltage de polarisa- tion jusqu'à ce que la transition normale- suivante de marquage à espacement se produise. Dans le cas d'un long signal de mar- quage, la transition subséquente à la condition d'espacement se- ra traitée par le contournement à travers le redresseur 30 (figure 7). Si la constante de temps de décharge est rendue petite, en utilisant un petit condensateur d'emmagasinage 28 on peut trouver que la constante de temps de charge peut être rendue assez petite, sans utiliser l'arrangement de la figure 8.
Dans l'arrangement qui a été décrit, la division en deux chemins a été faite juste avant que l'onde porteuse soit démodulée.
Cependant, il est clair que la division aurait pu être faite à un point antérieur, mais ceci obligerait à doubler certains, ou tous les appareils, dans le récepteur 3, et ceci serait évidemment indé- sirable pour des raisons économiques. Dans l'arrangement décrit, le démodulateur doit être doublé à cause de la nécessité de produire deux ondes de signaux de signe apposé. Cependant, la figure 9 montre un autre exemple de réalisation d.e l'invention, dans Taquet le circuit conformateur dans le chemin inférieur, ou chemin de polari- sation, comprend un arrangement différentiateur pour l'onde de si- gnalisation, grâce auquel il devient possible de diviser les chemins en un point après que l'onde porteuse a été démodulée.
Dans la figure 9, le récepteur 34, connecté à la ligne 2, correspond au réeepteur 3 de la figure 1, mais comprend le démodu- lateur et le filtre nécessaires pour obtenir l'onde de signaux qui sera supposée avoir le signe indiqué dans la figure. Le réseau de signaux 35 est analogue au réseau 5 de la figure 1, excepté qu'il ne contient pas un démodulateur ou un filtre, mais comprendra un circuit conformateur établi pour produire une caractéristique d'en- semble du type montré dans la figure 3. Le récepteur de signaux 4 peut être le même que dans la figure 1.
Le réseau de polarisation 36 comprend un transformateur
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différentiateur 37 ayant son enroulement, primaire 38 shunté par un oondensateur 39, et étant connecté à la sortie du récepteur 34 à travers une résistance en série 40. L'enroulement secondaire 41 du transformateur 38 possède une prise centrale et forme un redres -seur des deux alternances avec deux redresseurs 42 et 43. La sor -tie redressée est appliquée pour charger un condensateur d'emma- gasinage 44 shunté par une résistance de décharge 45 correspondait respectivement aux éléments 28 et 29 de la figure 7. Les redres- seurs 42 et 43 sont dirigés de façon à charger la plaque supérieure du condensateur 44 négativement par rapport à la plaque inférieure.
Une source de polarisation négative 46 est connectée sur le conden- sateur 44 à travers un redresseur 47.
De façon à régler les retards relatifs des deux chemins,un réseau retardateur 48 est montré connecté en avant du réseau de si- gnaux 35. On comprendra cependant que les retards rela tifs intro- duits par les réseaux de signaux et de polarisation 35 et 26 peu- vent être' tels qu'ils exigent que le réseau 48 soit placé dans le chemin inférieur en avant du réseau de polarisation 36 au lieu d' être placé dans le chemin supérieur comme montré. Il sera évident aussi que le réseau retardateur peut, à titre de variante, *être placé à la sortie des chemins, ou incorporé à l'un des réseaux 35 ou 36.
Le fonctionnement du circuit montré dans la figure 9 sera expliqué en se référant aux courbes mont.rées dans la figure 10. La courbe G montre un simple transit entre l'espacement et le marquage, comme il apparaît à l'extrémité réceptrice. Le temps nécessaire à ce transit pour être sensiblement établi est indiqué par T. L'ins- tant de signal se produit au niveau de demi-amplitude, à un instant ou la pente de la courbe est maximum. Si des transits se suivent à intervalles plus petits que T, un certain recouvrement se produit à l'extrémité réceptrice, comme on peut le voir par la courbe H, qui montre deux transits 50 et 51 à un intervalle de 3T/4, et encore trois autres, 52, 53 et 54, à des intervalles de T/2.
La courbe J
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montre l'onde de signal reçue résultant du recouvrement de ces transits. On a trouvé que pour des voies de transmission norma- lement rencontrées dans la pratique, tant que l'intervalle entre deux transits n'est pas inférieur à environ T/2 les instants de sigrial sont encore au niveau de demi-amplitude, et se produisent en des points dans les courbes auxquelles la pente est un maximum.
Ceci peut cependant ne pas valoir pour des voies ayant certaines caractéristiques anormales.
Comme il a déjà été exposé en se référant à la figure 9, l'onde de signal est différentiée par le circuit transformateur dans le réseau de polarisation 36, et le résultat de la dif férentiation est montré dans la courbe K. Une impulsion différentielle positive ou négative est produite, ayant une amplitude maximum à chaque ins- tant de signalisation. Le circuit redresseur des ceux alternances, associé avec le transformateur 37, inverse les impulsions positives 55, 56 et 57, et l'onde qui en résulte montrée par la courbe L est appliquée pour charger le conc ensateur 44. Le potentiel du conden- sateur cependant ne suit pas les bords arrière relativement abrupts des impulsions dans la courbe L, mais décroît plus lentement, comme indiqué par les lignes en pointillé telles que 58.
De plus, la sour -ce 46, dont le potentiel - v est représenté par la ligne en poin- tillé horizontale 59, empêche le potentiel de condensateur de tom- ber au-dessous de la valeur représentée par cette ligne, parce que le redresseur 47 serait alors débloqué, connectant ainsi effective- ment la source 46 sur le condensateur. Il s'ensuit que la vacation de potentiel du condensateur 44 sera représentée par la courbe M.
Ceci est la polarisation requise pour l'onde de signalisation à la sortie du réseau de signal 35.
L'amplitude de l'onde M doit être réglée de toute façon con- venable, de façon que les amplitudes des pointes négatives 60 soient égales à la demi-amplitude V/2. Aussi le retard relatif des deux chemins doit être réglé de façon que ces pointes négatives se pro- duisent aux instants de signal. L'onde appliquée au récepteur de
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signaux 4 est montrée par la courbe N, qui est la somme des courbes J et M. La caractéristique importante de la courbe N est que 1' onde de signalisation doit toujours traverser l'axe 61 d'amplitude zéro aux instants de signal, et ainsi le dispositif de signalisation 4 sera actionné sans distorsion.
On verra que la source de polarisation 46 assure que durant tout l'intervalle d'espace un voltage négatif convenable est appli- qué pour maintenir le dispositif de signalisation, de façon qu'il ne soit pas affecté par des. voltages de bruit. Ceci peut être vu en 62 dans la courbe N.
On peut remarquer que le condensateur d'emmagasinage 44 est nécessaire dans ce circuit parce que le point 63, montré entre deux impulsions différentielles dans la courbe L, produirait autrement des transits additionnels non désirés.
Le circuit différentiateur comprend le transformateur 37 et le s éléments 39 et 40 . Il doit préférablement avoir le s c arac- téristiques indiquées dans la figure 11.. La courbe P représente la perte en décibels, en relation avec la fréquence, telle que me- surée entre les bornes d'entrée du réseau de polarisation 36, et les bornes de l'enroulement secondaire 41 du transformateur 37,les redresseurs étant supposés déconnectés. La courbe Q représente le changement de phase correspondant. Dans la courbe P, fh est la fréquence supérieure de la bande passante de la voie sur laquelle les signaux sont transmis,, et fr est la fréquence de résonance du transformateur 37 shunté par le condensateur 29, qui doit être choisie un peu plus élevée que fn.
La perte au-dessous de fr doit être réduite au taux d'environ six décibels par octave de fréquence.
Au-dessus de fr, la perte doit de préférence croître aussi rapide- ment que possible de façon à diminuer le bruit et l'interférence centre des voies voisines. La courbe de phase Q doit de préférence être linéaire, la phase variant de - /2 à la fréquence zéro, à zéro à la fréquence f . Le simple réseau montré dans la figure 9 peut être conçu pour satisfaire à ces exigences avec une approximation
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suffisante.
On doit observer que la constante de temps de décharge du circuit d'emmagasinage 44,45 peut être de l'ordre de T/2. Ainsi la constante de temps peut être jusqu'à 1.000 fois plus courte qu' il est nécessaire dans les arrangements usuels.
L'arrangement montré dans la figure 9 possède plusieurs avantages importants par rapport à celui de la figure 7 ou de la figure 8. Dans ce dernier arrangement, la transition à une condi- tion de marquage après une condition d'espacement pour une longue période doit être polarisée à partir d'une valeur d'amplitude ma- ximum atteinte subséquemment , et ceci nécessite de retarder le signal avant d'appliquer le voltage de polarisation. Etant donné qu'une transition de la condition de marquage à la condition d'es- pacement est polarisée à partir d'un maximum atteint précédemment, le retard nécessite l'emmagasinage du voltage de polarisation cor- respondant pour une période additionnelle.
Dans l'arrangement de la figure 9, la production d'impulsions différentielles produisant le voltage de polarisation a lieu à peu près au même moment que l'instant de signalisation, et bien qu'un réseau retardateur soit montré dans la figure 9, il est seulement nécessaire pour corriger de légères différences dans le retard des deux chemins, et n'ac- croît pas la constante de temps de décharge du circuit d'emmaga- sinage, qui, comme il a déjà été mentionné, sera de l'ordre de 1.000 fois moins que dans les arrangements usuels. La constante ae temps dans le cas de la figure 7 ou 8 est de l'ordre de 10 fois moins que dans les arrangements habituels.
Un autre avantage de la figure 9 est que, en raison du transformateur 37 dans le réseau de polarisation, aucun courant direct n'est transmis, et ceci permet au voltage de polarisation d'avoir l'un ou l'autre signe, quel que soit le signe des signaux de marquage appliqués au réseau de pola ri sation. Ceci rend possi- ble de diviser en deux le chemin après la démodula tion du signal, réduisant ainsi au minimum le doublage des appareils.
Un autre avantage est que la performance du réseau de pola- risation se rapproche beaucoup plus de la théorie de base, et
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nécessite par suite moins d'adaptation empirique.
La figure 12 montre une forme modifiée de la figure 9 qui cependant fonctionne d'après les mûmes principes. Les chemins de signalisation et de polarisation dans ce cas ont leurs circuits d'entrée connectés en série au lieu de l'être en parallèle. Le chemin de signalisation comprend seulement une résistance 64 et un condensateur 65 qui sont connectés en shunt au chemin et qui cons- tituent le réseau de signalisation. Le chemin de polarisation comprend un transformateur 66 analogue au transformateur 37 de La figure 9, l'enroulement primaire 67 de ce transformateur étant shunté par une résistance 68. Le transformateur- 66 est connecté à un redresseur des deux alternances 69, qui peut 'être disposé de la façon montrée dans la figure 9. La sortie du redresseur 69 est connectée aux éléments 44 à 47, comme précédemment.
Suivant une première approximation, l'impédance mesurée sur l'enroulement primaire 67 (s'il est déconnecté de la résistance 68) est sensiblement équivalente à une inductance L shuntée par une ré- sistance R. Si R1 et R2 sont les valeurs des résistances 64 et 68, et si C est la capacité du condensateur 65, alors R2 doit être choi- si de façon que 1/R + 1/R2 = 1/R1, tandis que R1, L et C doivent être choisis de façon que R21= L/C.
Dans ces conditions, l'impédance présentée à la sortie du récepteur 34 sera une résistance constante R1 à toutes les fréquences.
Par ce choix il n'y aura pas d'interaction indésirable entre le filtre inclus dans le récepteur 34 et le reste du circuit, de sorte que les deux parties peuvent être établies et réglées séparément.
Il reste encore une liberté suffisante pour choisir R1, L et C, pour satisfaire aux exigences pour les réseaux de polarisation et de signalisation déjà exposées en se référant à la figure 9.
Dans la pratique, le condensateur 44 et le résistance 45 produiront une charge sur le redresseur 69 qui varie avec la fré- quence,et ceci peut provoquer des variations de fréquence corres- pondantes des valeurs de L et de R qui ne sont pas négligeables.
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Dans ce cas le redresseur 69 peut être couplé à la résistance 45 à travers un tube disposé comme un suiveur de cathode, de façon analogue au tube 31 dans la figure 8, dans laquelle la résistance 45 avec le condensateur 44, connecté en parallèle, remplaceraient la résistance 32 en série avec la cathode. Dans ce cas, le redres -seur devrait se terminer par une résistance de charge appropriée.
La caractéristique de fréquence de voltage à partir des bornes 70, 71 aux bornes 72, 73 sera celle d'un filtre p asse-bas, et au moyen d'autres filtres, convenablement établis dans le réeepteur 34, on peut s'arranger pour que la caractéristique d'ensemble du chemin de signalisation soit obtenue.
La figure 13 montre une forme possible du réseau conforma- teur 26 montré dans les figures 7 et 8. C'est un type bien connu d'égalisateur à résistance constante, comprenant un réseau T de résistances 74, 75, 76 avec un circuit résonant série 77 en pont sur les résistances 74.et 75, et un circuit résonant parallèle 78 connecté en série avec la résistance de shunt 76. En se référant à la figure 4, l'atténuation du réseau de résistance doit être choisie de façon à *être égaie à la perte ao à la fréquence zéro désirée, pour l'égaliseur, et les deux circuits résonants doivent être accordés à la fréquence fr. La caractéristique d'impédance de l'égaliseur doit être égale à celle du réseau de résistance,qui doit être choisie pour équilibrer le s impédances du circuit dans lequel l'égaliseur est connecté.
Bien qu'on ait supposé, pour la clarté, que la condition de marquage de l'onde de signal reçue correspond à un voltage ou un courant positif, ces arrangements peuvent aisément être adaptés pour la condition opposée. Pratiquemeni; il suffit de renverser tous les redresseurs dans les figures 7, 8 et 9, de renverser les connexions au tube 31 dans la figure 8, et la polarité de la source 46 dans la figure 9.
De plus, bien que les signaux a:Lent été supposés transmis sur une voie à courant porteur, ceci n'est pas essentiel. Les
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principes de l'invention sont aussi applicables par exemple au cas dans lequel les signaux sont transmis directement par un câble ou un autre circuit métallique ayant une bande de transmission restrein -te.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits en relation avec des exemples spécifiques de réalisation et certaines modifications de ceux-ci, il doit être bien compris que cette des- cription est donnée seulement à titre d'exemple et non comme une limitation de la portée de la présente invention.
RESUMA
La présente invention est relative à des systèmes télégra- phiques, tels que les systèmes télégraphiques à courant porteur, et comprend notamment les dispositions suivantes :
1 - Un récepteur télégraphique imprimeur du type dans le- quel les signaux sont obtenus sous la forme d'un courant unique, et sont convertis en onde à double courant au moyen d'un voltage de polarisation dérivant de l'onde reçue, ce récepteur comprenant: des moyens pour appliquer l'onde de signalisation à deux chemins séparés; des moyens dans un chemin pour conformer l'onde de signaux de telle manière que les instants de signalisation se produisent à des points ayant la pente maximum; des moyens dans l'autre chemin pour modifier l'onde de signalisation de telle manière que tous les maxima d'amplitude soient à la même hauteur;
des moyens dans le dit autre chemin pour obtenir un voltage de polarisation au moyen de l'onde modifiée; et des moyens pour combiner les onaes de sortie des deux chemins, de telle manière que l'on obtienne une onde de si- gnalisation à double courant ayant une amplitude zéro à chaque ins- tant de signalisation.
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