BRPI9106592B1 - "sistema de modulaçâo para uso em comunicaçôes por espalhamento espectral e método para modular um sinal em um sistema de comunicação por espalhamento espectral" - Google Patents

Abstract

descreve-se um sistema e processo para comunicação de sinais de informações mediante a utilização de técnicas de comunicação por espectro de propagação. são construídas seqúências pn que estabelecem ortogonalidade entre os usuários de maneira a reduzir a interferência mútua, permitindo uma capacidade mais elevada e um melhor desempenho de enlace. com os códigos pn ortogonais, a correlação cruzada é zero ao longo de um intervalo de tempo pré-determinado, resultando em ausência de interferência entre os códigos ortogonais, contanto apenas que os quadros de tempo dos códigos sejam alinhados em tempo entre si. em uma concretização exemplificada, os sinais são comunicados entre um local de célula e as unidades móveis por meio de sinais de comunicação de aspectro de propagação em seqúência direta. no enlace célula/móvel, são definidos os canais de enlace, piloto, de sincronização, de paginação e de voz. as informações comunicadas através dos canais de enlace célula/móvel são, em geral, codificadas, intercaladas, moduladas mediante chave de desvio bifásica (bpsk) com cobertura ortogonal de cada símbolo bpsk juntamente com cobertura em chave de desvio quadrifásica (qpsk) dos símbolos cobertos. no enlace móvel/célula, são definidos os canais de enlace, de acesso e de voz. as informações comunicadas através dos canais de enlace móvel/célula são, em geral, codificadas, intercaladas, e sinalizadas ortogonalmente juntamente com propagação qpsk.

Description

(54) Título: SISTEMA DE MODULAÇÃO PARA USO EM COMUNICAÇÕES POR ESPALHAMENTO ESPECTRAL E MÉTODO PARA MODULAR UM SINAL EM UM SISTEMA DE COMUNICAÇÃO POR ESPALHAMENTO ESPECTRAL (73) Titular: QUALCOMM INCORPORATED, -. Endereço: 6455 Lusk Boulevard, San DiegoCalifórnia, ESTADOS UNIDOS DA AMÉRICA(US), 92121 (72) Inventor: KLEIN S. GILHOUSEN; ROBERTO PADOVANI; CHARLES E. WHEATLEY, III; IRWIN M. JACOBS; LINDSAY A. WEAVER, JR; ANDREW J. VITERBI

Prazo de Validade: 10 (dez) anos contados a partir de 06/03/2018, observadas as condições legais

Expedida em: 06/03/2018

Assinado digitalmente por:

Júlio César Castelo Branco Reis Moreira

Diretor de Patente

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SISTEMA DE MODULAÇÃO PARA USO EM COMUNICAÇÕES POR

ESPALHAMENTO ESPECTRAL E MÉTODO PARA MODULAR UM SINAL EM UM

SISTEMA DE COMUNICAÇÃO POR ESPALHAMENTO ESPECTRAL

Fundamentos da Invenção

I. Campo Da Invenção [ooi] A presente sistemas telefônicos celulares, presente invenção se refere a invenção refere-se a

Mais especificamente, a sistema e método novos e aperfeiçoados para comunicação de informações em um sistema telefônico celular móvel ou um sistema telefônico móvel por satélite, utilizando sinais de comunicação por espalhamento espectral.

II, Descrição da Técnica Relacionada [002] O uso de técnicas de modulação por acesso múltiplo por divisão de códigos (CDMA) é um dentre várias técnicas para facilitar as comunicações nas quais está presente um grande número de usuários do sistema. Outras técnicas de sistema de comunicação por acesso múltiplo, tais como o acesso múltiplo por divisão de tempo (TDMA), acesso múltiplo por divisão de frequência (FDMA) e os esquemas de modulação AM tais como banda lateral única com amplitude comprimida (ACESSE) são conhecidas na técnica. No entanto, a técnica de modulação por espalhamento espectral do CDMA apresenta significativas vantagens sobre tais técnicas de modulação para sistemas de comunicações por acesso múltiplo. 0 uso de técnicas CDMA em um sistema de comunicação por acesso múltiplo foi descrito na Patente Norte-Americana Ν' 4.901.307, expedida em 13 de fevereiro de 1990, intitulada SISTEMA DE COMUNICAÇÃO DE ACESSO MÚLTIPLO POR ESAPALHAMENTO ESPECTRAL UTILIZANDO REPETIDORES POR SATÉLITES OU TERRESTRES, e atribuída à cessionária da presente invenção, da qual a descrição da

2/83 terrestres locais de mesma é incorporada por referência.

[003] Na patente acima mencionada, é descrita uma técnica de acesso múltiplo na qual existe um grande número de usuários de sistema telefônico móvel, cada um deles possuindo um transceptor que se comunica através de repetidores por satélite ou estações-base (também referidas como estações rádio-base, células ou, de maneira resumida, células) utilizando sinais de comunicações por espalhamento espectral com acesso múltiplo por divisão de códigos (CDMA). Ao utilizar comunicações CDMA, o espectro de frequências pode ser reutilizado múltiplas vezes, permitindo, assim, um aumento da capacidade dos usuários do sistema. 0 uso de CDMA resulta em uma eficiência espectral muito mais elevada do que a que pode ser alcançada mediante o uso de outras técnicas de acesso múltiplo.

[004] 0 canal de satélite normalmente experimenta desvanecimento que é caracterizado como Riciano. Assim, o sinal recebido consiste de uma componente direta somada a uma componente múltipla refletida possuindo estatísticas de desvanecimento Rayleigh. A relação de potência entre a componente direta e a refletida fica normalmente na faixa de 6 a 10 dB, dependendo das características da antena da unidade móvel e do ambiente ao redor da unidade móvel.

[005] Contrastando com o canal de satélite, o canal terrestre experimenta um sinal de desvanecimento que consiste normalmente da componente desvanecida de Rayleigh sem uma componente direta. Assim, o canal terrestre apresenta um ambiente de desvanecimento mais severo que o canal de satélite, no qual o desvanecimento Riciano é a característica de desvanecimento predominante.

[006] A característica de desvanecimento

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Rayleigh no sinal do canal terrestre é causada pelo sinal sendo refletido de muitos recursos diferentes do ambiente físico. Em consequência, um sinal chega a um receptor da unidade móvel de muitas direções com diferentes retardos de transmissão. Nas bandas de frequência UHF normalmente empregadas para comunicações rádio móvel, inclusive as dos sistemas telefônicos móveis celulares, podem ocorrer significativas diferenças de fase nos sinais que se propagam em diferentes percursos. A possibilidade de adição destrutiva dos sinais pode ocorrer ocasionalmente, com a ocorrência de desvanecimentos profundos.

[007] 0 desvanecimento do canal terrestre é uma função muito forte da posição física da unidade móvel. Uma pequena alteração na posição da unidade móvel altera os retardos físicos de todos os percursos de propagação dos sinais, que resulta, adicionalmente, em uma fase diferente para cada percurso. Assim, a movimentação da unidade móvel através do ambiente pode resultar em um processo de desvanecimento bastante rápido. Por exemplo, na banda de frequência rádio celular de 850 MHz, este desvanecimento pode ser tipicamente tão rápido quanto um desvanecimento por segundo por milha por hora de velocidade do veículo. Um desvanecimento assim severo pode ser extremamente destruidor para sinais no canal terrestre, resultando em baixa qualidade de comunicação. Uma potência de transmissor adicional pode ser usada para superar o problema do desvanecimento. No entanto, esses aumentos de potência afetam tanto o usuário, através do consumo excessivo de potência, quanto o sistema, através de aumento da interferência.

[008] As técnicas de modulação CDMA descritas na Patente Norte-Americana N° 4.901.307 oferecem muitas vantagens sobre as técnicas de modulação em banda estreita

4/83 usadas nos sistemas de comunicações que utilizam repetidores por satélite ou terrestres. 0 canal terrestre apresenta problemas especiais para qualquer sistema de comunicação, particularmente no que se refere a sinais de multipercurso. 0 uso de técnicas CDMA permite que os problemas especiais do canal terrestre sejam superados através da redução do efeito adverso do multipercurso, isto é, desvanecimento, ao mesmo tempo em que se utilizam igualmente as vantagens do mesmo.

[009] Em um sistema telefônico celular CDMA, a mesma banda de frequência pode ser usada para comunicações em todas as células. As propriedades da forma de onda CDMA que proporcionam um ganho de processamento são igualmente usadas para discriminar entre sinais que ocupam a mesma banda de frequência. Além disso, a modulação pseudo-ruído (PN) em alta velocidade permite que muitos percursos de propagação diferentes sejam separados, desde que a diferença em retardos de percurso ultrapasse a duração de chip PN, isto é, 1/largura de banda. Se uma taxa de chip PN de aproximadamente 1 MHz for utilizada em um sistema CDMA, o ganho de processamento total por espalhamento espectral, igual a relação entre a largura de banda de espalhamento pela a taxa de dados de sistema, poderá ser utilizado contra percursos que diferem em mais de um microssegundo em retardo de percurso com relação ao percurso desejado. Um diferencial de retardo de percurso de um microssegundo corresponde a uma distância de percurso diferencial de cerca de 304,80 metros (1.000 pés). O ambiente urbano tipicamente proporciona retardos de percurso diferenciais superiores a um microssegundo, e até 10 a 20 ms são reportados em algumas áreas.

[0010] Em sistemas de modulação em banda estreita, tais como a modulação FM analógica empregada

5/83 pelos sistemas telefônicos convencionais, a existência de múltiplos percursos resulta em um severo desvanecimento por multipercurso. Com a modulação CDMA em banda larga, no entanto, os diferentes percursos podem ser discriminados no processo de demodulação. Esta discriminação reduz amplamente a severidade do desvanecimento por multipercurso. 0 desvanecimento por multipercurso não é totalmente eliminado mediante o uso de técnicas de discriminação CDMA já que existirão ocasionalmente percursos com diferenciais retardados inferiores à duração de chip PN para um determinado sistema. Sinais com retardos de percursos desta ordem não podem ser discriminados no demodulador, resultando em algum grau de desvanecimento.

[0011] É então, desejável, que alguma forma de diversidade seja proporcionada, de maneira a permitir que um sistema reduza o desvanecimento. A diversidade é uma abordagem para mitigar os efeitos deletérios do desvanecimento. Existem três tipos mais importantes de diversidade: diversidade de tempo, diversidade de frequência e diversidade espacial.

[0012] A diversidade de tempo pode ser obtida da melhor maneira mediante o uso de repetição, intercalamento de tempo e codificação e detecção de erros, que é uma forma de repetição. A presente invenção emprega cada uma destas técnicas como uma forma de diversidade de tempo.

[0013] 0 CDMA, por sua natureza inerente de ser um sinal de banda larga, oferece uma forma de diversidade de frequência mediante o espalhamento da energia do sinal sobre uma ampla largura de banda. Portanto, o desvanecimento seletivo da frequência afeta apenas uma pequena parte da largura de banda do sinal de

CDMA.

6/83 [0014] Diversidade espacial ou de percurso se obtêm provendo-se múltiplos percursos de sinal através de enlaces simultâneos de um usuário móvel através de duas ou mais estações rádio-base. Além disso, diversidade de percurso pode ser obtida mediante a exploração do ambiente de multipercurso através do processamento por espalhamento espectral ao se permitir que um sinal que chegue com diferentes retardos de propagação seja recebido e processado separadamente. Exemplos de diverdidade de percurso estão ilustrados no Pedido de Patente NorteAmericano copendente intitulado SOFT HANDOFF EM UM SISTEMA TELEFÔNICO CELULAR CDMA, N° de Série 07/433.030, depositado em 07 de Novembro de 1989, e Pedido de Patente Norte-Americano copendente intitulado RECEPTOR DE DIVERSIDADE EM UM SISTEMA TELEFÔNICO CELULAR CDMA, N° de Série 07/432.552, depositado em 07 de Novembro de 1989, ambos atribuídos ao cessionário da presente invenção.

[0015] Os efeitos deletérios do desvanecimento podem ser controlados adicionalmente de certa maneira em um sistema CDMA através do controle da potência do transmissor. Um sistema para controle de potência de estação rádio-base e unidade móvel é descrito no Pedido de Patente Norte-Americano copendente intitulado MÉTODO E APARELHO PARA CONTROLAR POTÊNCIA DE TRANSMISSÃO EM UM SISTEMA TELEFÔNICO MÓVEL CELULAR CDMA, N° de Série 07/433.031, depositado em 07 de novembro de 1989, também atribuído ao cessionário da presente invenção.

[0016] As técnicas CDMA conforme descritas na Patente Norte-Americana N° 4.901.307 contemplavam o uso de modulação e demodulação coerente para ambas as direções do enlace em comunicações móvel-satélite. Portanto, foi nela descrito o uso de um sinal de portadora piloto como uma referência de fase coerente para o enlace satélite/móvel e

7/83 o enlace célula/móvel. No ambiente celular terrestre, no entanto, a severidade do desvanecimento por multipercurso, com a resultante interrupção de fase do canal, impede o uso da técnica de demodulação coerente para o enlace móvel/célula. A presente invenção proporciona um meio de superar os efeitos adversos do multipercurso no enlace móvel/célula através do uso de técnicas de modulação e demodulação não coerentes.

[0017] As técnicas CDMA conforme descritas na Patente Norte-Americana N° 4.901.307 contemplaram ainda o uso de sequências PN relativamente longas com uma sequência PN diferente sendo designada a cada canal de usuário. Tanto a correlação cruzada entre diferentes sequências PN quanto a autocorrelação de uma sequência PN para todos os desvios de tempo diferentes de zero têm um valor médio zero que permite que os diferentes sinais de usuários sejam discriminados ao serem recebidos.

[0018] No entanto, esses sinais PN não são ortogonais. Embora as correlações cruzadas tendam em média a zero, para um intervalo de tempo curto tal como um tempo de bit de informações a correlação cruzada segue uma distribuição binomial. Como tal, os sinais interferem entre si como se fossem ruído Gaussiano de ampla largura de banda na mesma densidade espectral de potência. Assim os outros sinais de usuários, ou ruído de interferência mútua, finalmente limitam a capacidade alcançável.

[0019] A existência de multipercurso pode proporcionar diversidade de percurso a um sistema CDMA PN de banda larga. Caso dois ou mais percursos estejam disponíveis com um retardo de percurso diferencial superior a um microssegundo, dois ou mais receptores PN podem ser empregados para receber separadamente estes sinais. Uma vez que estes sinais normalmente exibirão independência em

8/83 desvanecimento por multipercurso, isto é, eles normalmente não desvanecem ao mesmo tempo, as saldas dos dois receptores podem ser combinadas em diversidade. Portanto, uma perda em desempenho ocorre somente quando ambos os receptores experimentam desvanecimento ao mesmo tempo. Então, um aspecto da presente invenção é a provisão de dois ou mais receptores PN em combinação com um combinador de diversidade. A fim de explorar a existência de sinais multipercurso, para superar o desvanecimento, é necessário utilizar uma forma de onda que permita que operações de combinação de diversidade de percurso sejam efetuadas.

[0020] É, portanto, um objetivo da presente invenção prover a geração de sequências PN que sejam ortogonais, de maneira a reduzir a interferência mútua, permitindo assim uma maior capacidade do usuário, e suportar diversidade de percurso, superando assim o desvanecimento.

Sumário Da Invenção [0021] A implementação de técnicas de comunicações por espalhamento espectral, particularmente técnicas CDMA, no ambiente telefônico celular móvel, proporciona recursos que amplamente melhoram a confiabilidade e a capacidade do sistema com relação a outras técnicas de sistema de comunicação. Conforme mencionado previamente, as técnicas CDMA permitem ainda que problemas, tais como desvanecimento e interferência, sejam prontamente superados. Portanto, técnicas CDMA adicionalmente promovem maior reuso de frequência permitindo, assim, um aumento substancial no número de usuários do sistema.

[0022] A presente invenção constitui um método e um sistema novos e aperfeiçoados para construção de

9/83 sequências PN que fornece ortogonalidade entre usuários de forma que a interferência mútua será reduzida, permitindo maior capacidade e melhor desempenho do enlace. Com códigos PN ortogonais, a correlação cruzada é zero sobre um determinado intervalo de tempo, resultando em nenhuma interferência entre os códigos ortogonais, desde que os quadros de tempo de código estejam alinhados no tempo uns com os outros.

[0023] Em uma modalidade exemplar, os sinais são comunicados entre uma estação rádio-base e unidades móveis utilizando sinais de comunicação com espalhamento espectral de sequência direta. No enlace célula/móvel, sâo definidos os canais piloto, de sincronização (sync), de alerta (paging) e de voz. As informações comunicadas nos canais de enlace célula/móvel sâo, em geral, codificadas, intercaladas, moduladas por deslocamento de fase binária (BPSK) com cobertura ortogonal de cada símbolo junto com espalhamento por deslocamento de fase em quadratura (QPSK) dos símbolos com cobertura.

[0024] No enlace móvel/célula, canais de acesso e voz são definidos. A informação comunicada nos canais de enlace móvel/célula sâo, em geral, codificadas, intercaladas, sinalizadas ortogonalmente junto com espalhamento QPSK.

Breve Descrição Dos Desenhos [0025] As características, objetos e vantagens da presente invenção se tornarão mais evidentes a partir da descrição detalhada apresentada abaixo quando tomada em

conjunto com	os desenhos	nos	quais os	caractere	s de
referência	semelhantes	se	identificam	de	forma
completamente	correspondente	e em	que:
[0026] A Figura 1	é uma	visão	geral

10/83 esquemática de um sistema telefônico celular CDMA exemplar;

[0027]	A Figura 2 é um	diagrama	de	blocos	do
equipamento da estação rádio-base conforme implementado	no
sistema telefônico	celular C DMA;
[0028]	A Figura 3 é um	diagrama	de	blocos	do
receptor da estação	rãrio-base;
[0029]	A Figura 4 é um	diagrama	de	blocos	do
modulador de transmissão da estação	rádio-base
[0030]	A Figura 5	é um	diagrama	de

temporização exemplar da sincronização de símbolo do canal de sincronização;

[0031] A Figura 6 é um fcemporização exemplar da sincronização sincronização com cobertura ortogonal;

[0032] A Figura 7 é um temporização exemplar da sincronização célula/móvel total;

diagrama de do canal de diagrama de de enlace [0033] A Figura 8 é um diagrama de blocos do equipamento de escritório de comutação de telefone móvel;

[0034] A Figura 9 é um diagrama de blocos do telefone da unidade móvel configurado· para comunicações CDMA no sistema telefônico celular CDMA;

[0035] A Figura 10 é um diagrama de blocos do receptor da unidade móvel;

[0036] A Figura 11 é um diagrama de blocos do modulador de transmissão da unidade móvel;

[0037] A Figura 12 é um diagrama de temporização exemplar do enlace móvel/cêlula para a taxa de dados variável cora transmissão por rajada;

[0038] A Figura 13 é um diagrama de temporização exemplar da temporização de enlace móvel/célula total.

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Descrição Detalhada Das Modalidades Preferidas [0039] Em um sistema telefônico celular CDMA, cada estação rádio-base possui uma pluralidade de unidades de modulador-demodulador ou modems de espectro espalhado. Cada modem consiste em um modulador de transmissão de espectro espalhado digital, pelo menos um receptor de dados de espectro espalhado digital e um receptor buscador. Cada modem na estação rádio-base é atribuído a uma unidade móvel conforme necessário para facilitar a comunicação com a unidade móvel atribuída.

[0040] Um esquema de soft handoff é empregado para um sistema telefônico celular CDMA no qual um novo modem de estação rádio-base é atribuído a uma unidade móvel enquanto o antigo modem da estação rádio-base contínua a servir a chamada. Quando a unidade móvel está localizada na região de transição entre as duas estações rádio-base, a chamada pode ser comutada para trás e para frente entre as estações rádio-base conforme a intensidade do sinal dita, □ma vez que a unidade móvel está sempre se comunicando através de pelo menos um modem da estação rádio-base, menos efeitos de interrupção para a unidade móvel ou no serviço ocorrerão. A unidade móvel, portanto, utiliza múltiplos receptores para auxiliar no processo de handoff, em adição a uma função de diversidade para mitigar os efeitos do desvanecimento.

[0041] No sistema telefônico celular CDÍ4A, cada estação rádio-base transmite um sinal de portadora piloto. Caso a célula seja dividida em setores, cada setor tem um sinal piloto distinto associado no interior da célula. Este sinal piloto é usado pelas unidades móveis para obter a sincronização inicial do sistema e prover um consistente monitoramento de tempo, frequência e fase dos

12/83 sinais transmitidos da estação rádio-base. Cada estação rádio-base adicionalmente transmite informações moduladas por espalhamento espectral, tais como informações de rádio-base, temporização de e vários outros sinais de identificação da estação sistema, alerta de móvel controle.

[0042] O sinal piloto transmitido por cada setor de cada célula é do mesmo código de espalhamento, mas com um diferente deslocamento de fase de código. 0 deslocamento de fase permite que os sinais pilotos sejam distinguidos entre si, dessa forma, distinguindo as estações rádio-base ou setores originadores dos mesmos. 0 uso do mesmo código de sinal piloto permite que a unidade móvel encontre a sincronização de temporização de sistema mediante uma única busca através de todas as fases de código de sinal piloto. 0 sinal piloto mais forte, conforme determinado por um processo de correlação para cada fase de código, é prontamente identificável. 0 sinal piloto mais forte identificado corresponde em geral ao sinal piloto transmitido pela estação rádio-base mais próxima. No entanto, o sinal piloto mais forte é usado, seja ou não, transmitido pela estação rádio-base mais próxima.

[0043] Mediante a captura do sinal piloto mais forte, isto é, a sincronização inicial da unidade móvel com o sinal piloto mais forte, a unidade móvel busca outra portadora que se pretende que seja recebida por todos os usuários do sistema na célula. Esta portadora, chamada canal de sincronização, transmite uma mensagem de difusão contendo informações do sistema para uso pelas unidades móveis no sistema. As informações de sistema identificam a estação rádio-base e o sistema, além de conduzir informações que permitem que os códigos PN longos, quadros intercalados, vocoders e outras informações de temporização

13/83 de sistema usadas pela unidade móvel sejam sincronizados sem busca adicional. Outro canal, chamado canal de alerta (paging), pode ser igualmente provido a fim de transmitir mensagens às unidades móveis, indicando que chegou uma chamada para as mesmas, e a fim de responder com atribuições de canal quando uma unidade móvel inicia uma chamada.

[0044] A unidade móvel continua a varrer o código de sinal da portadora piloto recebido nos deslocamentos de código correspondentes a um setor da vizinhança da estação rádio-base ou a sinais pilotos transmitidos da vizinhança. Esta varredura se faz a fim de determinar se um sinal piloto emanado de um setor ou uma célula na vizinhança está se tornando mais forte que o sinal piloto determinado anteriormente como sendo o mais forte. Caso, durante este modo inativo de chamada, um sinal piloto de um setor vizinho ou de estação rádio-base vizinha se torne mais forte que o sinal piloto transmitido do setor da estação rádio-base ou da estação rádio-base inicial, a unidade móvel capturará os sinais pilotos mais fortes e o correspondente canal de sincronização e de alerta do novo setor ou estação rádio-base.

[0045] Quando uma chamada é iniciada, um endereço de código de pseudo-ruído (PN) é determinado para uso durante o curso desta chamada. 0 endereço de código pode ser ou atribuído pela estação rádio-base ou ser determinado mediante pré-arranjo com base na identidade da unidade móvel. Após ser iniciada uma chamada, a unidade móvel continua a varrer o sinal piloto transmitido pela estação rádio-base através da qual são estabelecidas as comunicações, em adição ao sinal piloto dos setores ou células na vizinhança. A varredura do sinal piloto continua a fim de determinar se um dentre os sinais pilotos

14/83 transmitidos pelas células ou setores vizinhos se tornou mais forte que o sinal piloto transmitido pela estação rádio-base com a qual está em comunicação. Quando o sinal piloto associado com uma célula ou setor de célula da vizinhança se torna mais forte que o sinal piloto da célula ou do setor de célula corrente, isto é uma indicação para a unidade móvel de que uma nova célula ou um novo setor de célula entrou e que um handoff deve ser iniciado.

[0046] Um sistema telefônico exemplar no qual a presente invenção está concretizada está ilustrado na Figura 1. 0 sistema ilustrado na Figura 1 usa técnicas de modulação por espalhamento espectral em comunicação entre as unidades móveis do sistema ou telefones móveis, e estações rádio-base. Os sistemas celulares nas grandes cidades podem ter centenas de estações rádio-base, servindo centenas de milhares de telefones moveis. 0 uso de técnicas de espalhamento espectral, em particular CDMA, facilita prontamente aumentos na capacidade de usuário em sistemas deste porte, em comparação com os sistemas celulares de modulação FM convencional.

[0047] Na Figura 1, o controlador de sistema e o comutador 10, também referido como escritório de comutação telefônica móvel (MTSO), incluem normalmente conjunto de circuitos e processamento e interface para proporcionar controle do sistema às estações rádio-base. 0 controlador 10 também controla o roteamento de chamadas telefônicas da rede telefônica pública comutada (PSTN) para a estação rádio-base apropriada para transmissão à unidade móvel apropriada. O controlador 10 controla também o roteamento de chamadas provenientes das unidades móveis, através de pelo menos uma estação rádio base, para a PSTN. O controlador 10 pode conectar chamadas entre usuários móveis através das estações rádio-base apropriadas, já que

15/83 as unidades móveis normalmente não se comunicam diretamente entre si.

[0048] O controlador 10 pode ser acoplado às estações rádio-base por vários meios, tais como linhas telefônicas dedicadas, enlaces de fibra ótica ou enlaces de comunicação por microondas. Na figura 1 são ilustradas duas dessas estações rádio-base exemplares 12 e 14, juntamente com as unidades móveis 16 e 18, cada uma delas incluindo um telefone celular. As estações rádio-base 12 e 14, conforme aqui discutido e ilustrado nos desenhos, são consideradas como servindo uma célula inteira. No entanto, deve-se entender que a célula pode ser geograficamente dividida em setores, sendo cada setor tratado como uma área de cobertura diferente. Assim, handoffs são realizados entre setores de uma mesma célula conforme aqui descrito para múltiplas células, enquanto que a diversidade pode ser também alcançada entre setores da mesma maneira como o é para as células.

[0049] Na Figura 1, as linhas com ponta de seta 20a-20b e 22a-22b definem, respectivamente, os possíveis enlaces de comunicação entre a estação rádio-base 12 e as unidades móveis 16 e 18. Da mesma maneira, as linhas com ponta de seta 24a-24b e 26a-26b definem, respectivamente, os enlaces de comunicação possíveis entre a estação rádio-base 14 e as unidades móveis 16 e 18. As estações rádio-base 12 e 14 nominalmente transmitem utilizando potência igual.

[0050] As áreas de serviço das estações rádiobase ou células são projetadas em formas geográficas de forma que a unidade móvel normalmente esteja mais próxima a uma estação rádio-base e dentro de um setor de célula se a célula for dividida em setores. Quando a unidade móvel está ociosa, isto é, não existem chamadas em andamento, a

16/83 unidade móvel monitora constantemente as transmissões do sinal piloto provenientes de cada estação rádio-base nas proximidades e, se for aplicável, proveniente de uma única estação rádio-base na qual a célula está setorizada. Conforme ilustrado na Figura 1, os sinais pilotos são respectivamente transmitidos à unidade móvel 16 por estações rádio-base 12 e 14 mediante enlaces de comunicação de saida ou direto 20a e 26a. A unidade móvel 16 pode determinar de qual célula se trata mediante comparação da intensidade de sinal nos sinais pilotos transmitidos das estações rádio-base 12 e 14.

[0051] No exemplo ilustrado na Figura 1, a unidade móvel 16 pode ser considerada como sendo a mais próxima da estação rádio-base 12. Quando a unidade móvel 16 inicia uma chamada, é transmitida uma mensagem de controle para a estação rádio-base mais próxima, que é a estação rádio-base 12. A estação rádio-base 12, ao receber a mensagem de solicitação da chamada, transfere o número chamado para o controlador de sistema 10. 0 controlador de sistema 10 conecta então a chamada através da PSTN ao destinatário pretendido.

[0052] Caso uma chamada seja iniciada dentro da PSTN, o controlador 10 transmite as informações da chamada a todas as estações rádio-base na área. As estações rádio-base, por sua vez, transmitem uma mensagem de alerta dentro de cada respectiva área de cobertura, que é pretendida para o usuário móvel destinatário chamado. Quando a unidade móvel destinatária pretendida ouve a mensagem de alerta, ela responde com uma mensagem de controle que e transmitida para a estação rádio-base mais próxima. Esta mensagem de controle sinaliza ao controlador de sistema que esta determinada estação rádio-base está em comunicação com a unidade móvel. O controlador 10 então

17/83 roteia a chamada através desta estação rádio-base para a unidade móvel. Caso a unidade móvel 16 se movimente para fora da área de cobertura da estação rádio-base inicial, estação rádio-base 12, faz-se uma tentativa no sentido de continuar a chamada pelo roteamento da chamada através de outra estação rádio-base.

[0053] Com relação a sistemas telefônicos celulares, a Comissão Federal de Comunicações (FCC) alocou um total de 25 MHz para enlaces móvel/célula e 25 MHz para enlaces célula/móvel. A FCC dividiu a alocação igualmente entre duas prestadoras de serviço, uma das quais é a companhia de telefonia fixa para a área de serviço, e a outra é escolhida por sorteio. Devido à ordem na qual as alocações foram feitas, os 12,5 MHz alocados a cada portadora para cada direção do enlace são adicionalmente subdivididos em duas sub-bandas. Para as portadoras fixas (wireline), as sub-bandas têm cada uma 10 MHz e 2,5 MHz de largura. Para as portadoras não fixas, as sub-bandas têm cada uma 11 MHz e 1,5 MHz de largura. Assim, uma largura de banda de sinal menor do que 1,5 MHz podería ser ajustada em qualquer das sub-bandas, ao passo que uma largura de banda menor do que 2,5 MHz podería ser ajustada em todas, exceto em uma sub-banda.

[0054] A fim de preservar uma máxima flexibilidade na alocação da técnica CDMA ao espectro de frequência celular disponível, a forma de onda utilizada no sistema telefônico celular deve ter menos de 1,5 MHz de largura de banda. Uma boa segunda escolha seria uma largura de banda de cerca de 2,5 MHz, permitindo total flexibilidade às portadoras celulares fixas e uma flexibilidade quase total às portadoras celulares não não fixas. Embora o uso de uma largura de banda maior tenha a vantagem de oferecer uma maior discriminação de

18/83 multipercurso, existem desvantagens sob forma de maiores custos de equipamentos e menor flexibilidade na atribuição de frequências dentro da largura de banda alocada.

[0055] Em um sistema telefônico celular por espalhamento espectral, tal como o ilustrado na Figura 1, o desenho de forma de onda preferível implementado envolve uma portadora com espalhamento espectral de pseudo-ruído em sequência direta. A taxa de chips da sequência PN é escolhida para que seja 1,2288 MHz na modalidade preferida. Esta determinada taxa de chips é escolhida de maneira que a largura de banda resultante, cerca de 1,25 MHz após a filtragem, seja aproximadamente igual a um décimo da largura de banda total alocada a uma portadora de serviço celular.

[0056] Outra consideração na escolha da taxa de chips exata reside no fato de que é desejável que a taxa de chips seja divisível exatamente pelas taxas de dados de banda base a serem usadas no sistema. E igualmente desejável que o divisor seja uma potência de dois. Na modalidade preferida, a taxas de dados de banda base é igual a 9.600 bits por segundo, levando a uma escolha de 1,2288 MHz, 128 vezes 9.600, para a taxa de chips PN.

[0057] No enlace célula/móvel, as sequências binárias usadas para espalhar o espectro são construídas a partir de dois tipos diferentes de sequências, cada um com diferentes propriedades, a fim de realizar diferentes funções. Existe um código externo que é compartilhado por todos os sinais em uma célula ou setor, que é usado para discriminar entre sinais de multipercurso. O código externo é usado também para discriminar entre sinais transmitidos por diferentes células ou setores para as unidades móveis. Existe também um código interno que é usado para discriminar entre sinais de usuários transmitidos por um

19/83 único setor ou uma única célula.

[0058] 0 desenho da forma de onda da portadora na modalidade preferida para os sinais transmitidos da estação rádio-base usa uma portadora senoidal que é modulada em quadratura (4 fases) por um par de sequências PN binárias que fornecem o código externo transmitido por um único setor ou única célula. As sequências são geradas por dois geradores PN diferentes de mesmo comprimento de sequência. Uma sequência bifásica modula o canal em fase (Canal I) da portadora e a outra sequência bifásica modula a fase em quadratura (Canal Q) da portadora. Os sinais resultantes são somados para formar uma portadora quadrifásica composta.

[0059] Embora os valores de um zero lógico e de um um lógico sejam convencionalmente usados para representar as sequências binárias, as tensões de sinal usadas no processo de modulação são +V volts para um um lógico e -V volts para um zero lógico. Para modular de maneira bifásica um sinal senoidal, uma senóide com valor médio de zero volts é multiplicada pelo nível de tensão +V ou -V conforme controlado pelas sequências binárias utilizando um circuito multiplicador. 0 sinal resultante pode ser então limitado em banda mediante passagem através de um filtro passa-faixa. E igualmente conhecida na técnica a filtragem por passagem de baixas do fluxo de sequências binárias antes de multiplicar pelo sinal senoidal, alterando, assim, a ordem das operações. Um modulador quadrifásico consiste em dois moduladores bifásicos, cada um acionado por uma sequência diferente e com os sinais senoidais usados nos moduladores bifásicos apresentando um desvio de fase de 90° entre si.

[0060] Na modalidade preferida, o comprimento da sequência para a portadora de sinal transmitido é

20/83 escolhido para que seja de 32768 chips. Sequências deste comprimento podem ser geradas por um gerador de sequência linear de comprimento máximo modificado mediante a adição de um bit zero a uma sequência de comprimento de 327 67 chips. A sequência resultante apresenta boas propriedades de correlação cruzada e de autocorrelação. Boas propriedades de correlação cruzada e de autocorrelação são necessárias para evitar interferência mútua entre portadoras piloto transmitidas por células diferentes.

[0061] Uma sequência que seja curta em comprimento é desejável a fim de minimizar o tempo de aquisição das unidades móveis quando elas entram pela primeira vez no sistema sem conhecimento da temporização de sistema. Com uma temporização desconhecida, todo o comprimento da sequência deve ser buscado a fim de determinar a temporização correta. Quanto mais longa for a sequência, mais longo será o tempo exigido pela busca de aquisição. Embora possam ser usadas sequências mais curtas do que 32768, deve-se entender que, à medida que o comprimento da sequência é reduzido, reduz-se o ganho de processamento do código. À medida que o ganho de processamento é reduzido, a rejeição da interferência multipercurso, juntamente com a interferência das células adjacentes e outras fontes, será também reduzida, talvez a níveis inaceitáveis. Assim, existe um desejo para se utilizar a sequência mais longa que possa ser adquirida em um tempo razoável. É igualmente desejável usar os mesmos polinômios de código em todas as células, de maneira que a unidade móvel, não sabendo em qual célula ela está ao adquirir a sincronização inicial, possa obter sincronização plena mediante a busca de um único polinômio de código.

[0062] A fim de simplificar o processo de sincronização, todas as células no sistema são

21/83 sincronizadas entre si. Na modalidade exemplar, a sincronização das células é obtida pela sincronização de todas as células a uma referência de tempo comum, o sistema de navegação por satélite - Sistema de Posicionamento Global Navstar, que é por sua vez sincronizado ao Tempo Universal Coordenado (UTC).

[0063] Os sinais de células diferentes são diferenciados mediante o fornecimento de deslocamentos de tempo das sequências básicas. A cada célula é designado um deslocamento de tempo diferente das sequências básicas diferentes de suas vizinhas. Na modalidade preferida, o período de repetição 32768 é dividido em um conjunto de 512 deslocamentos de tempo. Os 512 deslocamentos são espaçados em 64 chips. Para cada setor de cada célula em um sistema celular é também designado um deslocamento diferente dos deslocamentos para ser usado em todas as suas transmissões. Se houver mais de 512 setores ou células no sistema, então os deslocamentos poderão ser reutilizados, da mesma maneira que as frequências são reutilizadas no presente sistema celular FM analógico. Em outros desenhos, um número diferente de 512 deslocamentos poderia ser usado. Com um razoável cuidado na atribuição de deslocamentos de sinal piloto, não deveria ser jamais necessário o uso de deslocamentos de tempo em vizinhança próxima para células em vizinhança próxima.

[0064] Todos os sinais transmitidos por uma célula ou por um dos setores da célula compartilham os mesmos códigos PN externos para os canais I e Q. Os sinais são também espalhados com um código ortogonal interno gerado mediante o uso de funções Walsh. Um sinal endereçado a um determinado usuário é multiplicado pelas sequências PN externas e por uma determinada sequência Walsh, ou sequência de sequências Walsh, designada pelo controlador

22/83 de sistema pela duração da chamada telefônica do usuário. 0 mesmo código interno é aplicado a ambos os canais I e Q, resultando em uma modulação que é efetivamente bifásica para o código interno.

[0065] É bem conhecido na técnica que um conjunto de n sequências binárias ortogonais, cada uma com comprimento n, para qualquer potência de 2, pode ser construído, ver Digital Communications with Space Applications, S. W. Golomb et al., Prentice-Hall, Inc., 1964, pg. 45-64. De fato, conjuntos de sequências binárias ortogonais são igualmente conhecidos para a maioria dos comprimentos que sejam múltiplos de quatro e abaixo de duzentos. Uma classe de tais sequências que é de fácil geração é conhecida como função Walsh, também conhecida como matrizes de Hadamard.

[0066] Uma função Walsh de ordem n pode ser definida recursivamente da maneira seguinte:

W(n)

W(n/2), W(n/2) W(n/2), W'(n/2) onde W' denota o complemento lógico de W, e w(i)= |o|.

Assim,

W(2) = ιο,οι Io, il· vr(4) =

0,0,0,0 0,1,0,1 0,0,1,1 0,1,1,0

W (8) é como se segue:

23/83

W(8) =

Ο, Ο, Ο, Ο, Ο, Ο, Ο, Ο 0,1,0,1,0,1,0,1 0,0,1,1,0,0,1,1 0,1,1,0,0,1,1, ο 0,0,0,0,1,1,1,1 0,1,0,1,1,0,1,0 0,0,1,1,1,1,0,0 0,1,1,0,1,0,0,1 [0067] Uma sequência Walsh é uma das linhas de uma matriz de função Walsh. Uma função Walsh de ordem n contém n sequências, cada uma com n bits de comprimento.

[0068] Uma função Walsh de ordem n (bem como outras funções ortogonais) tem a propriedade de que, ao longo do intervalo de n símbolos de código, a correlação cruzada entre todas as sequências diferentes dentro do conjunto é zero, contanto que as sequências sejam alinhadas no tempo entre si. Isto pode ser visto observando-se que cada sequência difere de cada outra sequência em exatamente metade de seus bits. Deve-se ainda observar que existe sempre uma sequência contendo somente zeros e que todas as demais sequências contêm metade de uns e metade de zeros.

[0069] As células e setores na vizinhança podem reutilizar as sequências Walsh porque os códigos PN externos usados nas células e setores na vizinhança são distintos. Devido aos diferentes tempos de propagação para sinais entre uma determinada localização do móvel e duas ou mais células diferentes, não é possível atender à condição de alinhamento no tempo exigida para a ortogonalidade da função Walsh para ambas as células ao mesmo tempo. Assim, deve-se confiar no código PN externo para prover discriminação entre sinais que chegam na unidade móvel a partir de células diferentes. No entanto, todos os sinais transmitidos por uma célula são ortogonais entre si, e então não contribuem para interferência entre si. Isto elimina a maior parte da interferência na maioria das

24/83 localizações, permitindo a obtenção de uma capacidade mais elevada.

[0070] 0 sistema prevê ainda o canal de voz como sendo um canal de taxa variável cuja taxa de dados pode ser variada de bloco de dados a bloco de dados, com um mínimo de overhead exigido para controlar a taxa de dados em uso. O uso de taxas de dados variáveis reduz a interferência mútua mediante a eliminação de transmissões desnecessárias quando não há uma fala útil a ser transmitida. São utilizados algoritmos dentro dos vocoders com a finalidade de gerar um número variável de bits em cada bloco de vocoders de acordo com variações na atividade da fala. Durante uma fala ativa, o vocoder pode produzir blocos de dados de 20 ms contendo 20, 40, 80 ou 160 bits, a depender da atividade do indivíduo que fala. É desejável transmitir os blocos de dados em um período fixo de tempo variando-se a taxa de transmissão. É desejável adicionalmente não exigir que os bits de sinalização informem ao receptor quantos bits estão sendo transmitidos.

[0071] Os blocos são adicionalmente codificados mediante o uso de um código de verificação por redundância cíclica (CROC) que anexa ao bloco um conjunto adicional de bits de paridade que podem ser usados para determinar se o bloco de dados foi decodificado corretamente. Os códigos de verificação CROC são produzidos dividindo-se o bloco de dados por um polinômio binário predeterminado. O CROC consiste de todos ou de uma parte dos bits restantes do processo de divisão. O CROC é verificado no receptor mediante a reprodução do mesmo restante e verificação para ver se os bits restantes recebidos são os mesmos que os bits de verificação regenerados.

[0072]

Na invenção descrita, o decodificador

25/83 de recepção decodifica o bloco como se este contivesse 160 bits, e depois novamente como se contivesse 80 bits, e assim por diante, até que todos os comprimentos de bloco possíveis tenham sido tentados. O CRCC é computado para cada tentativa de decodificação. Caso uma das tentativas de decodificação resulte em um CRCC correto, o bloco de dados é aceito e passado para o vocoder para processamento adicional. Caso nenhuma tentativa de decodificação produza um CRCC válido, os símbolos recebidos são passados para o processador de sinais do sistema, onde outras operações de processamento podem ser opcionalmente realizadas.

[0073] No transmissor da célula, a potência da forma de onda transmitida é variada à medida que a taxa de dados do bloco é variada. A maior taxa de dados usa a maior potência de portadora. Quando a taxa de dados é inferior ao máximo, o modulador, além de reduzir a potência, repete cada símbolo de dados codificado um certo número de vezes, conforme exigido para obtenção da taxa de transmissão desejada. Por exemplo, na menor taxa de transmissão, cada símbolo codificado é repetido quatro vezes.

[0074] No transmissor móvel, a potência de pico é mantida constante, mas o transmissor é interrompido (gated off) 1/2, 1/4 ou 1/8 do tempo, de acordo com o número de bits a ser transmitido no bloco de dados. As posições de em tempo do transmissor são variadas pseudoaleatoriamente de acordo com o código de usuário endereçado do usuário móvel.

Enlace Célula/Móvel [0075] Na modalidade preferida, o tamanho n da função Walsh é ajustado igual a sessenta e quatro (n = 64) para o enlace célula/móvel. Assim, a cada um de até sessenta e quatro sinais a serem transmitidos é atribuída

26/83 uma sequência ortogonal exclusiva. 0 fluxo de símbolos codificados por correção antecipada de erros (FEC) para cada conversação por voz é multiplicada por sua respectiva sequência Walsh atribuída. 0 fluxo de símbolos FEC codificado/Walsh codificado para cada canal de voz é então multiplicado pela forma de onda codificada PN externa. Os fluxos de símbolos de espalhamento resultantes são então adicionados para formar uma forma de onda composta.

[0076] A forma de onda composta resultante é então modulada em uma portadora senoidal, filtrada por passagem de faixa, transladada para a frequência de operação desejada, amplificada e irradiada pelo sistema de antena. Modalidades alternativas da presente invenção podem trocar a ordem de algumas das operações recém-descritas para formar o sinal transmitido da estação rádio-base. Por exemplo, pode ser preferível multiplicar cada canal de voz pela forma de onda codificada PN externa e realizar a operação de filtragem antes da adição de todos os sinais de canal a serem irradiados pela antena. É bem conhecido na técnica que a ordem das operações lineares pode ser trocada para obtenção de várias vantagens de implementação de diferentes projetos.

[0077] 0 projeto da forma de onda da modalidade preferida para serviço celular usa a abordagem de portadora piloto para o enlace célula/móvel conforme descrito na Patente N° 4.901.307. Todas as células transmitem portadoras piloto utilizando a mesma sequência de comprimento 32768, mas com diferentes deslocamentos de temporização a fim de evitar interferência mútua.

[0078] A forma de onda piloto usa a sequência Walsh toda de zeros, isto é, uma sequência Walsh composta toda de zeros, que é encontrada em todos os conjuntos de funções Walsh. O uso da sequência Walsh toda de zeros para

27/83 as portadoras piloto de todas as células permite que a busca inicial para a forma de onda piloto ignore as funções Walsh até após a sincronização PN de código externo ter sido obtida. 0 enquadramento Walsh é bloqueado ao ciclo de código PN em virtude de o comprimento do quadro Walsh ser um fator do comprimento da sequência PN. Portanto, desde que os deslocamentos de endereços de células do código PN sejam múltiplos de sessenta e quatro chips (ou o comprimento do quadro Walsh), então o enquadramento Walsh é conhecido implicitamente a partir do ciclo de temporização do código PN externo.

[0079] Todas as células em uma área de serviço recebem uma sincronização precisa. Na modalidade preferida, um receptor GPS em cada célula sincroniza a temporização da forma de onda local com o Tempo Universal Coordenado (UTC). 0 sistema GPS permite obter uma sincronização de tempo com uma precisão inferior a 1 microssegundo. Uma sincronização precisa das células é desejável a fim de permitir um fácil handoff de chamadas entre células quando as unidades móveis se movimentam de uma célula para outra com uma chamada em andamento. Se as células na vizinhança estiverem sincronizadas, a unidade móvel não terá dificuldades para sincronizar-se com a nova célula, facilitando assim um handoff suave.

[0080] A portadora piloto é transmitida a um nível de potência maior que uma portadora de voz típica, de maneira a fornecer uma maior margem sinal/ruído e interferência para este sinal. A portadora piloto de maior nível de potência permite que a busca de aquisição inicial seja realizada a alta velocidade e torne possível um monitoramento bastante preciso da fase de portadora da portadora piloto mediante um circuito de monitoramento de fase de largura de banda relativamente ampla. A fase de

28/83 portadora obtida mediante o monitoramento da portadora piloto é usada como a referência de fase de portadora para demodulação das portadoras moduladas por sinais de informações do usuário. Esta técnica permite que muitas portadoras de usuários compartilhem o sinal piloto comum para referência de fase de portadora. Por exemplo, em um sistema que transmita um total de quinze portadoras de voz simultâneas, à portadora piloto pode ser alocada uma potência de transmissão igual a quatro portadoras de voz.

[0081] Além da portadora piloto, outra portadora que se pretenda que seja recebida por todos os usuários do sistema na célula é transmitida pela estação rádio-base. Esta portadora, chamada canal de sincronização, também usa a mesma sequência PN de comprimento 32768 para espalhamento espectral, mas com uma sequência Walsh diferente, pré-atribuida. 0 canal de sincronização transmite uma mensagem difundida contendo informações de sistema para uso por parte das unidades móveis no sistema. As informações do sistema identificam a estação rádio-base e o sistema, e conduzem informações que permitem que os códigos PN longos usados para sinais de informações móveis sejam sincronizadas sem necessidade de busca adicional.

[0082] Um outro canal, chamado canal de alerta, pode ser provido a fim de transmitir mensagens para as unidades móveis, indicando que chegou uma chamada para as mesmas, e responder com atribuições de canal quando uma unidade móvel inicia uma chamada.

[0083] Cada portadora de voz transmite uma representação digital da fala para uma chamada telefônica. A forma de onda de fala analógica é digitalizada utilizando técnicas de telefonia digital padrão e depois comprimida utilizando um processo de codificação por voz a uma taxa de dados de cerca de 9.600 bits por segundo. Este sinal de

29/83 dados é então codificado de maneira convolucional com taxa r = 1/2, comprimento de restrição K = 9, com repetição, e intercalado a fim de realizar funções de detecção e correção de erros que permitam que o sistema opere a uma relação sinal/ruído e interferência muito menor. As técnicas de codificação convolucional, repetição e intercalação são bem conhecidas na técnica.

[0084] Os símbolos codificados resultantes são multiplicados por uma sequência Walsh atribuída e depois multiplicados pelo código PN externo. Este processo resulta em uma taxa de sequência PN igual a 1,2288 MHz ou 128 vezes a taxa de dados de 9.600 bps. O sinal resultante é então modulado em uma portadora RF e adicionado às portadoras piloto e de reajuste, juntamente com as outras portadoras de voz. A adição pode ser realizada em vários pontos diferentes do processamento, tais como na frequência IF, ou na frequência de banda base, antes ou depois da multiplicação pela sequência PN.

[0085] Cada portadora de voz é igualmente multiplicada por um valor que estabelece sua potência transmitida com relação à potência das outras portadoras de voz. Este recurso de controle de potência permite que a potência seja alocada àqueles enlaces que exigem potência mais elevada pelo fato de que o destinatário pretendido está em uma localização relativamente desfavorável. Meios são providos para que as unidades móveis reportem sua relação sinal/ruído recebida a fim de permitir que a potência seja ajustada em um nível que proporcione um desempenho adequado sem desperdício. A propriedade de ortogonalidade das funções Walsh não é incomodada pelo uso de diferentes níveis de potência para as diferentes portadoras de voz, contanto que o alinhamento em tempo seja mantido.

30/83 [0086] A Figura 2 ilustra em forma de diagrama de blocos uma modalidade preferida de um equipamento de estação rádio-base. Na estação rádio-base, dois sistemas receptores são utilizados, cada um dispondo de uma antena e um receptor analógico separados para recepção com diversidade espacial. Em cada um dos sistemas receptores os sinais são processados de maneira idêntica até que os mesmos passem por um processo de combinação de diversidades. Os elementos no interior das linhas tracejadas correspondem a elementos referentes às comunicações entre a estação rádio-base e uma unidade móvel. As saídas dos receptores analógicos são também fornecidas a outros elementos usados em comunicações com outras unidades móveis.

[0087] Na Figura 2, o primeiro sistema receptor é composto por antena 30, receptor analógico 32, receptor buscador 34 e receptor de dados digitais 36. 0 primeiro sistema receptor pode incluir também um receptor de dados digitais optativo 38. 0 segundo sistema receptor inclui a antena 40, o receptor analógico 42, o receptor buscador 44 e o receptor de dados digitais 46.

[0088] A estação rádio-base inclui também o processador de controle da estação rádio-base 48. 0 processador de controle 48 é acoplado aos receptores de dados 36, 38 e 46, juntamente com os receptores buscadores 34 e 44. 0 processador de controle 48 fornece, entre outras funções, as funções tais como processamento de sinal, geração de sinais de temporização, controle de potência, e controle sobre handoff, diversidade, combinação de diversidades e interface de processador de controle de sistema com o MTSO (Figura 8) . A atribuição de sequência Walsh, juntamente com a atribuição de transmissor e receptor, é também fornecida pelo processador de controle

31/83 .

[0089] Ambos os sistemas receptores são acoplados pelos receptores de dados 36, 38 e 46 ao conjunto de circuitos de combinador de diversidade e decodificador 50. O enlace digital 52 é acoplado para receber a saida do conjunto de circuitos de combinador de diversidades e decodificador 50. O enlace digital 52 é também acoplado ao processador de controle 48, ao modulador de transmissão da estação rádio-base 54 e ao comutador digital MTSO. O enlace digital 52 é utilizado para comunicar sinais para e do MTSO (Figura 8) com o modulador de transmissão da estação rádiobase 54 e o conjunto de circuitos 50 sob o controle do processador de controle 48.

[0090] Os sinais transmitidos pela unidade móvel são sinais de espectro espalhado em sequência direta que são modulados por uma sequência PN sincronizada a uma taxa predeterminada que, na modalidade preferida, é igual a 1,2288 MHz. Tal taxa de sincronização (clock) é escolhida de maneira a ser um múltiplo inteiro da taxa de dados de banda base de 9,6 kbps.

[0091] Os sinais recebidos na antena 30 são providos ao receptor analógico 32. Os detalhes do receptor 32 são ilustrados também na Figura 3. Os sinais recebidos na antena 30 são providos ao conversor de descida 100, que consiste no amplificador de RF 102 e no misturador 104. Os sinais recebidos são providos como uma entrada para o amplificador de RF, onde são amplificados e emitidos a uma entrada do misturador 104. Ao misturador 104 é provida outra entrada, que é a saida do sintetizador de frequência 106. Os sinais de RF amplificados são transladados no misturador 104 para uma frequência IF mediante mistura com o sinal de saida do sintetizador de frequência.

[0092] Os sinais IF são então emitidos do

32/83 misturador 104 ao filtro passa-faixa (BPF) 108, que é tipicamente um filtro de Onda Acústica de Superfície (SAW) com uma faixa de passagem de 1,25 MHz, no qual os sinais são filtrados por passagem de faixa. Os sinais filtrados são emitidos do BPF 108 ao amplificador IF 110, onde os sinais são amplificados. Os sinais IF amplificados são emitidos do amplificador IF 110 para o conversor analógico/digital (A/D) 112, no qual são digitalizados a uma taxa de relógio de 9,8304 MHz, que e exatamente igual a 8 vezes a taxa de chip PN. Embora o conversor (A/D) 112 seja ilustrado como parte do receptor 32, ele pode fazer parte, de outra forma, dos receptores buscadores e de dados. Os sinais IF digitalizados são emitidos do conversor (A/D) 112 ao receptor de dados 36, ao receptor de dados opcional 38 e ao receptor buscador 34. Os sinais emitidos do receptor 32 são sinais de canais I e Q conforme discutido adiante. Embora esteja ilustrado na figura 3 um conversor A/D 112 constituindo um dispositivo único, com uma separação posterior dos sinais de canais I e Q, é previsto que a separação dos canais possa ser realizada antes da digitalização, com dois conversores A/D separados destinados a digitalizar os canais I e Q. Esquemas para conversão descendente de frequências RF-IF-Banda Base e conversão analógico/digital para canais de I e Q são bem conhecidos na técnica.

[0093] O receptor buscador 34 é usado na estação rádio-base para varrer o domínio do tempo ao redor do sinal recebido a fim de assegurar que o receptor de dados digitais associado 36, e o receptor de dados 38, se for usado, estejam monitorando e processando o mais forte sinal de domínio do tempo disponível. O receptor buscador 64 fornece um sinal ao processador de controle da estação rádio-base 48 que fornece sinais de controle aos receptores

33/83 de dados digitais 36 e 38 para selecionar o sinal recebido apropriado para processamento.

[0094] O processamento de sinais nos receptores de dados e receptor buscador de estação rádiobase é diferente em vários aspectos do processamento de sinais por elementos similares na unidade móvel. No enlace de entrada (inbound), isto é, enlace reverso ou movel/célula, a unidade móvel não transmite um sinal piloto que possa ser usado para propósitos de referência coerente em processamento de sinais na estação rádio-base. 0 enlace móvel/célula se caracteriza por um esquema de modulação e demodulação não-coerente que usa uma sinalização ortogonal 64-ária.

[0095] No processo de sinalização ortogonal 64-ária, os símbolos transmitidos pela unidade móvel são codificados em uma dentre 2⁶, isto é, 64, diferentes sequências binárias. 0 conjunto de sequências escolhidas é conhecido como funções Walsh. A função de recepção ótima para a codificação de sinal m-ário da função Walsh é a Transformada Rápida de Hadamard (FHT).

[0096] Fazendo referência novamente à Figura 2, o receptor buscador 34 e os receptores de dados digitais 36 e 38 recebem os sinais emitidos do receptor analógico 32. A fim de decodificar os sinais de espectro espalhado transmitidos ao determinado receptor da estação rádio-base através do qual a unidade móvel se comunica, as sequências PN apropriadas devem ser geradas. Maiores detalhes sobre a geração dos sinais das unidades moveis são discutidos adiante.

[0097] Conforme ilustrado na Figura 3, o receptor 36 inclui dois geradores PN, os geradores PN 120 e 122, que geram duas diferentes sequências PN de código curto de mesmo comprimento. Estas duas sequências PN são

34/83 comuns àquelas de todos os receptores de estações rádiobase e de todas as unidades móveis com relação ao código externo do esquema de modulação conforme discutido em maior detalhe adiante. Os geradores PN 120 e 122, então, fornecem respectivamente as sequências de saída, PNi e PN_Q. As sequências PNi e PN_Q são referidas respectivamente como sequências PN de canal em fase (I) e em quadratura (Q).

[0098] As duas sequências PN, PN_Z e PN_Q, são geradas por diferentes polinômios de grau 15, aumentados para produzir sequências de comprimento 32768 ao invés de 32767 que normalmente seria produzida. Por exemplo, o aumento pode aparecer na forma da adição de um único zero na série de quatorze Os em uma linha que aparece uma vez a cada sequencia linear máxima de grau 15. Em outras palavras um estado de gerador PN seria repetido na geração da sequência. Assim a sequência modificada contém uma série de quinze is e uma série de quinze Os. Tal circuito gerador PN está descrito no pedido de patente U.S. copendente intitulado GERADOR DE SEQUENCIA DE PSEUDO-RUÍDO DE COMPRIMENTO DE POTÊNCIA DE DOIS COM RÁPIDOS AJUSTES DE DESLOCAMENTO, atribuído à cessionária da presente invenção.

[0099] Na modalidade exemplar, o receptor 36 também inclui um gerador PN de código longo 124 que gera uma sequência PNu correspondente à sequência PN gerada pela unidade móvel no enlace móvel/célula. O gerador PN 124 pode ser um gerador de sequência linear máximo que gera um código PN de usuário que é muito longo, por exemplo grau 42, deslocado no tempo de acordo com um fator adicional tal como o endereço da unidade móvel ou ID de usuário para prover discriminação entre usuários. Assim o sinal recebido da estação rádio-base é modulado tanto pela sequência PNu de código longo quanto pelas sequências PN_T e PN_Q de código

35/83 curto. Na alternativa, um gerador de criptografia nãolinear, tal como um criptograf ador que use o padrão de criptografia de dados (DES) para criptografar uma representação de 64 símbolos do tempo universal utilizando uma chave específica do usuário, pode ser utilizado no lugar de um gerador PN 124.

[00100] A sequência PN_D emitida pelo gerador PN 124 é submetida a uma função Ou-Exclusiva com as sequências ΡΝπ; e PNq respectivamente em portas Ou-Exclusivo 126 e 128 a fim de fornecer as sequências ΡΝπ/ e PN_Q, .

[00101] As sequências PN^, e PN_Q, são providas ao correlator QPSK PN 130, juntamente com a saída dos sinais de canal I e Q do receptor 32. 0 correlator 130 é utilizado para correlacionar os dados de canal I e Q com as sequências PN^ e PN_Q, . As saídas de canal I e Q correlacionadas do correlator 130 são providas respectivamente aos acumuladores 132 e 134, onde os dados dos símbolos são acumulados ao longo de um período de 4 chips. As saídas dos acumuladores 132 e 134 são providas como entradas para o processador de Transformada Rápida de Hadamard (FHT) 136. 0 processador FHT 148 produz um conjunto de 64 coeficientes para cada 6 símbolos. Os 64 coeficientes são então multiplicados por uma função de ponderação gerada no processador de controle 48. A função de ponderação é ligada à intensidade do sinal demodulado. A saída dos dados ponderados do FHT 136 é provida ao conjunto de circuitos de combinador de diversidades e decodificador 50 (Figura 2) para processamento adicional.

[00102] O segundo sistema receptor processa os sinais recebidos de maneira similar àquela discutida com relação ao primeiro sistema receptor das Figuras 2 e 3. As saídas dos 64símbolos ponderados dos receptores 36 e 46 são providas ao conjunto de circuitos de combinador de

36/83 diversidades e decodificador 40. 0 conjunto de circuitos 50 inclui um adicionador que adiciona os 64coeficientes ponderados do receptor 36 aos 64 coeficientes ponderados do receptor 46. Os 64 coeficientes resultantes são comparados entre si a fim de determinar o maior coeficiente. A magnitude do resultado da comparação, juntamente com a identidade ou o maior dentre os 64 coeficientes, é usada para determinar um conjunto de pesos e símbolos de decodificador para uso dentro de um decodificador de algoritmo de Viterbi implementado no conjunto de circuitos 50 .

[00103] O decodificador Viterbi contido no conjunto de circuitos 50 é de um tipo capaz de decodificar dados codificados na unidade móvel com um comprimento de

restrição K =	9, e	com	uma taxa de	código	= 1/3. 0
decodificador	Viterbi	é	utilizado para determinar a
sequência de	bits	de	informação	mais	provável.
Periodicamente,	nominalmente a cada 1,25	ms, uma	estimativa

de qualidade de sinal é obtida e transmitida como um comando de ajuste de potência da unidade móvel, juntamente com dados para a unidade móvel. Maiores informações sobre a geração desta estimativa de qualidade são discutidas em maiores detalhes no pedido copendente mencionado acima. Esta estimativa de qualidade é a relação sinal/ruído média ao longo do intervalo de 1,25 ms.

[00104] Cada receptor de dados monitora a temporização do sinal que está recebendo. Isto é obtido através da técnica bastante conhecida de correlacionar o sinal recebido com um PN de referência local bem inicial e correlacionar o sinal recebido com um PN de referência local bem final. A diferença entre estas duas correlações será em média zero, se não houver erro de temporização. Inversamente, se houver um erro de temporização, então esta

37/83 diferença indicará a magnitude e o sinal do erro, e a temporização do receptor será ajustada de maneira correspondente.

[00105] A estação rádio-base inclui ainda a antena 62 que é acoplada ao receptor GPS 64. 0 receptor GPS processa os sinais recebidos na antena 62 de satélites no sistema de navegação por satélite - sitema de posicionamento global Navstar, de maneira a fornecer sinais de temporização indicativos do Tempo Universal Coordenado (UTC) . 0 receptor GPS 64 fornece estes sinais de temporização a fim de controlar o sincronização de temporização na conforme discutido anteriormente.

processador 48 para estação rádio-base [00106] Na Figura 2 o receptor de dados digitais opcional 38 pode ser incluído para um desempenho aperfeiçoado do sistema. A estrutura e operação deste receptor é similar àquela descrita com referência aos receptores de dados 36 e 46. 0 receptor 38 pode ser utilizado como estação rádio-base para obter modos de diversidade adicionais. Este receptor de dados adicional, sozinho ou em combinação com receptores adicionais, pode monitorar e receber outros percursos de retardo possíveis de sinais transmitidos por unidades móveis. Receptores de dados digitais adicionais opcionais, tais como o receptor 38, fornecem modos de diversidade adicionais que são extremamente úteis naquelas estações rádio-base localizadas em áreas urbanas densas onde ocorrem muitas possibilidades de sinais de multipercurso.

[00107] Os sinais do MTSO são acoplados ao modulador de transmissão apropriado via enlace digital 52 sob o controle do processador de controle 48. 0 modulador de transmissão 54 sob o controle do processador de controle 48 modula por espalhamento espectral os dados para

38/83 transmissão à unidade móvel destinatária. Maiores detalhes quanto a estrutura e operação do modulador de transmissão são discutidos abaixo com referência à Figura 4.

[00108] A saida do modulador de transmissão 54 é provida ao conjunto de circuitos de controle de potência de transmissão 56, nos quais, sob o controle do processador de controle 48, a potência da transmissão pode ser controlada. A saida do conjunto de circuitos 56 é provida ao somador 57, onde a mesma é somada à saida do modulador de transmissão/circuitos de controle de potência de transmissão dirigidos a outras unidades móveis na célula. A saida do somador 57 é provida ao conjunto de circuitos do amplificador de potência de transmissão 58, onde a saida para a antena 60 para irradiação às unidades móveis no interior da área de serviço da célula. A Figura 2 ilustra ainda os geradores de canal de controle/piloto e o conjunto de circuitos de controle de potência de transmissão 66. O conjunto de circuitos 66 sob o controle do processador de controle gera e controla a potência do sinal piloto, do canal de sincronização, e do canal de alerta para acoplamento ao conjunto de circuitos 58 e saida para a antena 60.

[00109] Um diagrama de blocos de uma modalidade exemplar do transmissor da estação rádio-base é ilustrado na Figura 4. 0 transmissor inclui um par de geradores de sequência PN usados na geração do código externo. Estes geradores PN geram duas diferentes sequências PN, isto é, as sequências PNi e PN_Q conforme foi discutido com referência à Figura 3. No entanto, estas sequências PNi e PN_q são retardadas no tempo de acordo com o endereço do setor ou da célula.

[00110] Na Figura 4, o conjunto de circuitos transmissores da Figura 3 são ilustrados em maior detalhe

39/83 com os sinais dos canais piloto, de sincronização, de alerta e de voz. 0 conjunto de circuitos transmissores inclui dois geradores PN, os geradores PN 196 e 198, que geram as sequências PNi e PN_Q. Os geradores PN 196 e 198 são responsivos a um sinal de entrada correspondente a um sinal de endereço de setor ou célula do processador de controle, de maneira a prover um retardo de tempo prédeterminado às sequências PN. Estas sequências PN_Z e PN_Q retardadas novamente se referem respectivamente aos canais em fase (I) e em quadratura (Q) . Embora somente dois geradores PN estejam ilustrados para gerar respectivamente as sequências ΡΝ_Σ e PN_Q para os correspondentes canais da estação rádio-base ou setor, deve-se entender que muitos outros esquemas de geradores PN podem ser implementados. Por exemplo, em uma célula não setorizada, um par de geradores PN pode ser provido para cada um dos canais piloto, de sincronização, de alerta e de voz, a fim de produzir, em sincronização, as sequências PN_T e PN_Q usadas no código externo. Tal caso pode ser vantajoso a fim de evitar a distribuição das sequências PN_Z e PN_Q ao longo de um grande número de circuitos.

[00111] Na modalidade preferida, a codificação por função Walsh dos sinais de canal é empregada como o código interno. Na numerologia exemplar aqui apresentada, um total de 64 sequências Walsh diferentes está disponível, sendo três destas sequências dedicadas às funções do canal piloto, do canal de sincronização e do canal de alerta. Nos canais de sincronização, de alerta e de voz, os dados de entrada são codificados convolucionalmente e depois intercalados conforme bem conhecido na técnica. Além disso, os dados codificados convolucionalmente são também providos com repetição antes da intercalação, conforme igualmente bem conhecido na técnica.

40/83 [00112] O canal piloto não contém qualquer modulação de dados e se caracteriza como um sinal de espectro espalhado não modulado que todos os usuários de uma determinada estação rádio-base ou setor utilizam para fins de aquisição ou monitoramento. Cada célula ou, se for dividida em setores, cada setor, tem um único sinal piloto. No entanto, ao invés de usar diferentes geradores PN para os sinais pilotos, verifica-se que uma maneira mais eficiente de gerar diferentes sinais pilotos é usar desvios na mesma sequência básica. Mediante o uso desta técnica, uma unidade móvel sequencialmente busca a sequência inteira e se regula ao deslocamento ou desvio que produz a correlação mais forte. Ao usar este desvio da sequência básica, os desvios devem ser de tal modo que os pilotos em células ou setores adjacentes não interfiram nem se cancelem.

[00113] A sequência piloto deve, portanto, ser longa o suficiente para que muitas sequências diferentes possam ser geradas por desvios na sequência básica a fim de suportar a um grande número de sinais pilotos no sistema. Além disso, a separação ou desvios deve(m) ser suficientemente grande(s) para assegurar que não haja interferência nos sinais pilotos. Consequentemente, em uma modalidade exemplar da presente invenção, o comprimento da sequência piloto é escolhido no valor de 2¹⁵. A sequência é gerada começando por uma sequência 2¹⁵ - 1 com um zero extra anexo à sequência quando um estado particular é detectado. Na modalidade exemplar foram escolhidos 512 diferentes sinais pilotos com deslocamentos na sequência básica de 64 chips. No entanto, os deslocamentos podem ser múltiplos inteiros do deslocamento de 64 chips com uma correspondente redução no número de sinais pilotos diferentes.

41/83 [00114] Ao gerar o sinal piloto, a sequência Walsh zero (W_o) , que consiste toda de zeros, é usada de maneira a não modular o sinal piloto, que consiste essencialmente nas sequências PNi e PN_Q. A sequência Walsh zero (W_o) é, portanto, multiplicada pelas sequências PNi e PN_q em portas Ou-Exclusivo. O sinal piloto resultante contém, então, somente as sequências PNi e PN_Q. Com todas as estações rádio-base e setores tendo a mesma sequência PN para o sinal piloto, a característica que distingue estações rádio-base ou setores de origem da transmissão é a fase da sequência.

[00115] Com relação à parte do conjunto de circuitos de modulador e controle de potência de transmissão 66 para o canal piloto, o gerador Walsh (W_o) 200 gera um sinal correspondente à função toda de zeros conforme recém-discutido. A temporização na geração da função Walsh é provida pelo processador de controle, como no caso de todos os geradores de função Walsh na estação rádio-base e na unidade móvel. A saída do gerador 200 é provida como uma entrada para ambas as portas Ou-Exclusivo 202 e 204. A outra entrada da porta Ou-Exclusivo 202 recebe o sinal PNi, enquanto que a outra entrada da porta OuExclusivo 204 recebe o sinal PN_Q. Os sinais PNi e PN_Q são respectivamente submetidos à função Ou-exclusivo com a saída do gerador 200 e respectivamente providos aos filtros de Resposta ao Impulso Finito (FIR) 206 e 208. A saída dos sinais filtrados dos filtros FIR 206 e 208 é provida a um conjunto de circuitos de controle de potência de transmissão composto dos elementos de controle de ganho 210 e 212. Os sinais providos aos elementos de controle de ganho 210 e 212 são controlados por ganho em resposta aos sinais de entrada (não ilustrados) do processador de controle. A saída dos sinais dos elementos de controle de

42/83 ganho é provida ao conjunto de circuitos amplificadores de potência de transmissão 58, cuja estrutura e função em detalhes serão descritas adiante.

[00116] As informações do canal de sincronização são codificadas e então multiplicadas em portas Ou-Exclusivo por uma sequência Walsh pré-atribuída. Na modalidade exemplar, a função Walsh selecionada é a sequência (W₃₂) que consiste em uma sequência de 32 uns seguidos por 32 zeros. A sequência resultante é então multiplicada pelas sequências PN_T e PN_Q em portas OuExclusivo. Na modalidade exemplar as informações de dados do canal de sincronização são providas ao modulador de transmissão normalmente a uma taxa de 1.200 bps. Na modalidade exemplar os dados do canal de sincronização são de preferência codificados convolucionalmente a uma taxa r = 1/2 com um comprimento de restrição K = 9, sendo cada símbolo de código repetido duas vezes. Esta taxa de codificação e este comprimento de restrição são comuns a todos os canais de enlace direto codificados, isto é, de sincronização, de alerta e de voz. Em uma modalidade exemplar, uma estrutura de registrador de desvio é empregada para os geradores do código Gi = 753 (octal) e G₂ = 561 (octal) . A taxa de símbolos para o canal de sincronização é igual a 4800 sps na modalidade exemplar, isto é, um símbolo é igual a 208 ms ou 256 chips PN.

[00117] Os símbolos de código são intercalados por meio da aplicação de um intercalador convolucional expandindo-se nos 40 ms da modalidade exemplar. Os parâmetros experimentais do intercalador são I = 16 e J = 48. Maiores detalhes sobre intercalação se encontram em Data Communication, Metworks and Systems, Howard W. Sams & Co., 1987, pg. 343-352. O efeito do intercalador convolucional é dispersar símbolos de canal não confiáveis

43/83 de tal maneira que dois símbolos quaisquer em uma sequência contígua de I - 1 ou menos símbolos sejam separados por pelo menos J + 1 símbolos em uma saída de deintercalador. De maneira equivalente, quaisquer dois símbolos em uma sequência contígua de J - 1 símbolos são separados por pelo menos I + 1 símbolos na saída de deintercalador. Em outras palavras, se I = 16 e J = 48, em uma cadeia de 15 símbolos, os símbolos são transmitidos separados por 885 ms, proporcionando assim diversidade de tempo.

[00118] Os símbolos do canal de sincronização de uma determinada célula ou setor são amarrados ao sinal piloto correspondente para tal célula ou setor. A Figura 5 ilustra a temporização de dois canais pilotos diferentes (N) e (N + 1), que são separados por um desvio de 64 chips. A Figura 5 ilustra, somente a título de exemplo, um diagrama de temporização para os canais piloto e de sincronização exemplares, com o estado atual dos chips de sinal piloto e dos símbolos de canal de sincronização, não ilustrados. Cada canal de sincronização inicia um novo ciclo de intercalação com o primeiro símbolo de código (c_x) de um par de símbolos de código (c_x, c'_x), devido a uma repetição de código de dois, desviado com relação ao tempo absoluto por uma quantidade igual ao piloto correspondente.

[00119] Conforme ilustrado na Figura 5, o canal piloto N inicia um novo ciclo de intercalação, ou sincronização piloto, no tempo t_x. Da mesma maneira, o canal piloto N + 1 inicia um novo ciclo de intercalação ou sincronização piloto no tempo t_y, que ocorre 64 chips depois no tempo que o tempo t_x. 0 ciclo de piloto na modalidade preferida tem um comprimento de 26,67 ms, que corresponde a 128 símbolos de código de canal de sincronização ou 32 bits de informações do canal de sincronização. Os símbolos do canal de sincronização são

44/83 intercalados por um intercalador convolucional que dura

26,67 ms. Assim, quando a unidade móvel capta o sinal piloto, ocorre imediatamente a sincronização de intercalação do canal de sincronização.

[00120] Os símbolos do canal de sincronização são cobertos pela sequência Walsh pré-atribuida a fim de prover ortogonalidade ao sinal. No canal de sincronização, um símbolo de código dura quatro sequências de cobertura, isto é, um símbolo de código para quatro repetições da sequência 32 uns 32 zeros, conforme ilustrado na Figura 6. Conforme ilustrado na Figura 6, um único um lógico representa a ocorrência de 32 chips Walsh um, ao passo que um único zero lógico representa a ocorrência de 32 chips Walsh zero. A ortogonalidade no canal de sincronização é ainda mantida mesmo que os símbolos do canal de sincronização sejam distorcidos com relação ao tempo absoluto, a depender do canal piloto associado, uma vez que os desvios do canal de sincronização são múltiplos inteiros do quadro Walsh.

[00121] As mensagens do canal de sincronização na modalidade exemplar são variáveis em comprimento. 0 comprimento da mensagem é um múltiplo inteiro de 80 ms, que corresponde a 3 ciclos de piloto. Incluídos com os bits de informações do canal de sincronização estão bits de redundância cíclica (CRC) para detecção de erros.

[00122] A Figura 7 ilustra, na forma de um diagrama de temporização, a temporização total do sistema exemplar. No período de dois segundos existem 75 ciclos de piloto. Na Figura 7, os N canais piloto e de sincronização correspondem ao setor ou célula utilizando o piloto não desviado, de tal modo que os sinais piloto e de sincronização se alinhem exatamente com o tempo UTC. Nessas condições a sincronização piloto, isto é, o estado inicial,

45/83 se alinha exatamente com um sinal comum de um 1 pulso por segundo (pps).

[00123] Em todos os casos em que um piloto desviado é usado, é introduzido um deslocamento de fase PN correspondente ao desvio piloto. Em outras palavras, as mensagens de canal de sincronização piloto (estado inicial) e de sincronização são desviadas com relação aos sinais de 1 pps. As mensagens de sincronização portam estas informações de deslocamento de fase de maneira que a unidade móvel possa ajustar sua temporização de maneira correspondente.

[00124] Assim que uma mensagem do canal de sincronização tenha sido corretamente recebida, a unidade móvel tem a capacidade de imediatamente se sincronizar com um canal de alerta ou um canal de voz. Na sincronização piloto, correspondente ao final de cada mensagem de sincronização, um novo ciclo de intercalador de 40 ms se inicia. Nessa ocasião, a unidade móvel começa a deintercalar o primeiro símbolo de código de uma repetição de código ou de um par (c_x, c_x+i) , sendo obtida a sincronização do decodificador. 0 endereço de escrita do deintercalador é inicializado em 0 e o endereço de leitura é inicializado em J, e a sincronização do deintercalador da memória é obtida.

[00125] As mensagens do canal de sincronização portam informações referentes ao estado de um gerador PN longo de 42 bits para o canal de voz atribuído para a comunicação com a unidade móvel. Estas informações são usadas nos receptores de dados digitais da unidade móvel para sincronizar os correspondentes geradores PN. Por exemplo, na Figura 7 a mensagem N + 1 do canal de sincronização contém um campo de 42 bits que é indicativo do estado, estado X, de que o gerador PN de código longo

46/83 correspondentemente do canal de voz do setor ou da célula terá a um tempo posterior pré-determinado, tal como 160 ms mais tarde. A unidade móvel, após decodificar com sucesso uma mensagem do canal de sincronização, carrega no instante de tempo correto o gerador PN de código longo com o estado X. O gerador PN de código longo da unidade móvel é então sincronizado a fim de permitir o desembaralhamento das mensagens destinadas aos usuários.

[00126] Com relação à parte do conjunto de circuitos de controle de potência e modulador de transmissão 66 para o canal de sincronização, as informações do canal de sincronização são inseridas a partir do processador de controle para o codificador 214. Os dados do canal de sincronização na modalidade exemplar são, conforme discutido acima, codificados convolucionalmente pelo codificador 214. 0 codificador 214 provê adicionalmente a repetição dos simbolos codificados, no caso do canal de sincronização os simbolos codificados são repetidos. A saida dos simbolos do codificador 214 é

provida ao intercalador 215	que	provê	a intercalação
convolucional dos simbolos.	A	saida	dos	simbolos
intercalados do intercalador	215 é	provida à	porta Ou-
Exclusivo 216.
[00127] 0 gerador	Walsh	218	gera	um sinal

correspondente à sequência Walsh (W₃₂) , que é provido como a outra entrada da porta Ou-Exclusivo 216. 0 fluxo de simbolos do canal de sincronização e a sequência Walsh (W₃₂) são submetidas à função Ou-Exclusivo pela porta OuExclusivo 216, sendo o resultado dessa operação provido como uma entrada a ambas as portas Ou-Exclusivo 220 e 222.

[00128] A outra entrada da porta Ou-Exclusivo 220 recebe o sinal PN_IZ enquanto que a outra entrada da porta Ou-Exclusivo 222 recebe o sinal PN_Q. Os sinais PN_T e

47/83

PN_q são respectivamente submetidos à função Ou-Exclusivo com a saída da porta Ou-Exclusivo 218 e respectivamente providos como entradas para os filtros de Resposta ao Impulso Finito (FIR) 224 e 226. As saídas dos sinais filtrados dos filtros FIR 224 e 226 são providas a um conjunto de circuitos de controle de potência de transmissão composto por elementos de controle de ganho variável digital 228 e 230. Os sinais providos aos elementos de controle de ganho 228 e 230 são controlados por ganho digitalmente em resposta aos sinais digitais de entrada (não mostrados) do processador de controle. As saídas dos sinais a partir dos elementos de controle de ganho são providas ao conjunto de circuitos amplificadores de potência de transmissão 58.

[00129] As informações do canal de alerta são igualmente codificadas com repetição, intercaladas e então multiplicadas por uma sequência Walsh pré-atribuída. A sequência resultante é então multiplicada pelas sequências ΡΝπ; e PN_q. A taxa de dados do canal de alerta para um determinado(a) setor ou célula é indicada em um campo atribuído na mensagem do canal de sincronização. Embora a taxa de dados do canal de alerta seja variável, na modalidade exemplar ela é fixada para cada sistema em uma dentre as seguintes taxas: 9,6; 4,8; 2,4; e 1,2 kbps.

[00130] Com relação ao conjunto de circuitos de controle de potência e modulador de transmissão do canal de alerta, as informações do canal de alerta são inseridas do processador de controle ao codificador 232. O codificador 232 é, na modalidade exemplar, um codificador convolucional que provê também a repetição dos símbolos de acordo com a taxa de dados atribuída do canal. A saída do codificador 232 é provida ao intercalador 233 onde os símbolos são intercalados convolucionalmente. A saída do intercalador

48/83

233 é provida à	porta Ou-Exclusivo 234.	Embora a taxa	de
dados do canal	de alerta varie, a taxa	de símbolos	de
código é mantida	constante em 19,2 ksps	por repetição	de
códigos.
[00131]	0 gerador Walsh 236	gera um sinal,
correspondente a	uma sequência Walsh pré-	-atribuída, que	é

enviado como a outra entrada para a porta Ou-Exclusivo 234. Os dados de símbolo e a sequência Walsh são submetidos à função Ou-Exclusivo pela porta Ou-Exclusivo 234 e providos como uma entrada a ambas as portas Ou-Exclusivo 238 e 24Q.

[00132] A outra entrada da porta Ou-Exclusivo 238 recebe o sinal ΡΝ_Σ, enquanto que a outra entrada da porta Ou-Exclusivo 240 recebe o sinal PNq. Os sinais PN_T e PN_q são, respectivamente, submetidos à função Ou-Exclusivo com a saída da porta Ou-Exclusivo 234 e respectivamente providos como entradas para os filtros de Resposta ao Impulso Finito (FIR) 242 e 244. A saída dos sinais filtrados dos filtros FIR 242 e 244 é provida a um conjunto de circuitos de controle de potência de transmissão composto por elementos de controle de ganho 246 e 248. Os sinais providos aos elementos de controle de ganho 246 e 248 são controlados por ganho em resposta aos sinais de entrada (não mostrados) do processador de controle. A saída dos sinais a partir dos elementos de controle de ganho é provida ao conjunto de circuitos amplificadores de potência de transmissão 58.

[00133] Os dados de cada canal de voz são também codificados com repetição, intercalados, embaralhados, multiplicados por sua sequência Walsh (W±-Wj) atribuída, e depois multiplicados pelas sequências PNi e PN_q. A sequência Walsh a ser usada por um determinado canal é determinada pelo controlador de sistema na hora do estabelecimento da chamada, da mesma maneira que os canais

9/83

sào atribuídos às	chamadas no sistema celular	FM	analógico.
Na modalidade exemplar	aqui ilustrada, até	61	sequências
Walsh diferentes	estão	disponíveis para uso	por	parte dos
canais de voz.
[00134]	Na	modalidade exemplar	da	presente

invenção, o canal de voz utiliza uma taxa de dados variável. A intenção em usar unia taxa de dados variável é reduzir a taxa de dados quando não há atividade de voz, reduzindo assim a interferência gerada por este canal, de voz particular para outros usuários. 0 vocoder pretendido para fornecer dados de taxa variável ê descrito no pedido de patente U.S. copendente VOCODER DE TAXA VARIÁVEL, atribuído ao cessionário da presente invenção. Esse vocoder produz dados em quatro taxas de dados diferentes com base na atividade de voz em uma base de quadro de 20 ms. Taxas de dados exemplares são 9,6 kbps, 4,8 kbps, 2,4 kbps e 1,2 kbps. Embora a taxa de dados varie de 20 ms, a taxa de símbolo· de código é mantida constante por repetição de código em 19,2 ksps. Consequentemente, os símbolos de código são repetidos 2, 4 e 8 vezes para as respectivas taxas de dados 4,8 kbps, 2,4 kbps e 1,2 kbps.

[00135] Uma vez que o esquema de taxa variável é concebido para reduzir a interferência, os símbolos de código nas taxas mais baixas terão energia menor. Por exemplo, para as taxas de dados exemplares de 9,6 kbps, 4,8 kbps, 2,4 kbps e 1,2 kbps, a energia de símbolo de código {E_K) é, respectivamente, Efc/2, E'_t,/4, Ε>_;,/8 e Eb/lõ, onde Eb é a energia de bit de informação para a taxa de transmissão de 9,6 kbps É a energia dos bits de informação para a taxa de transmissão de 9,6 kbps.

[00136] Os símbolos de código são intercalados por um intercalador convolucional de tal maneira que os símbolos de código com diferentes níveis de energia serão

50/83 embaralhados pela operação do intercalador. A fim de manter o monitoramento de qual nível de energia um símbolo de código deve ter, uma etiqueta é afixada a cada símbolo, especificando sua taxa de dados para fins de escalamento. Após a cobertura Walsh ortogonal e a espalhamento PN, os canais em quadratura são digitalmente filtrados por um filtro de Resposta ao Impulso Finito (FIR). O filtro FIR receberá um sinal correspondente ao nível de energia de símbolos a fim de realizar o escalamento da energia de acordo com a taxa de dados. Os canais I e Q serão escalados por fatores de: 1, 1/V2, 1/2 ou l/2sÍ2. Em uma implementação o vocoder fornecería uma etiqueta de taxa de dados na forma de um número de 2 bits ao filtro FIR para controlar o coeficiente de escalonamento do filtro.

[00137] Na Figura 4, é ilustrado o conjunto de circuitos de dois canais de voz exemplares, canais de voz (i) e (j). Os dados do canal de voz (i) são inseridos a partir de um vocoder associado (não mostrado) ao modulador de transmissão 54 (Figura 3). O modulador de transmissão 54 compreende codificador 250±; intercalador 251±; portas OuExclusivo 252i, 255±, 256i e 258í; gerador PN 253±; e gerador Walsh (W±) 254i.

[00138] Os dados do canal de voz (i) são inseridos no codificador 250i onde, na modalidade exemplar, os mesmos são convolucionalmente codificados com repetição de símbolos de código de acordo com a taxa de entrada dos dados. Os dados codificados são então providos ao intercalador 251í onde, na modalidade exemplar, os mesmos são convolucionalmente intercalados. O intercalador 251± recebe também do vocoder associado ao canal de voz (i) uma etiqueta de taxa de dados de 2 bits que é intercalada com os dados de símbolos a fim de identificar a taxa de dados para os filtros FIR. A etiqueta de taxa de dados não é

51/83 transmitida. Na unidade móvel, o decodificador verifica todos os códigos possíveis. Os dados de símbolos intercalados são emitidos do intercalador 251i a uma taxa exemplar de 19,2 kbps a uma entrada da porta Ou-Exclusivo 252i.

[00139] Na modalidade exemplar, cada sinal de canal de voz é embaralhado a fim de prover maior segurança em transmissões célula/móvel. Embora esse embaralhamento não seja exigido, ele aumenta a segurança nas comunicações. Por exemplo, o embaralhamento dos sinais do canal de voz pode ser realizado mediante codificação PN dos sinais do canal de voz com um código PN determinado pelo endereço da unidade móvel da ID de usuário. Esse embaralhamento pode usar a sequência PNu ou o esquema de criptografia conforme discutido com relação à Figura 3 com referência ao receptor específico para as comunicações móvel/célula. Consequentemente, um gerador PN separado pode ser implementado para esta função conforme ilustrado na Figura 4. Embora o embaralhamento seja discutido com referência a uma sequência PN, o mesmo pode ser realizado por outras técnicas, inclusive aquelas bem conhecidas técnica.

[00140] Fazendo referência novamente à Figura 4, o embaralhamento do sinal do canal de voz (i) pode ser realizado ao prover gerador PN 253±, que recebe o endereço da unidade móvel atribuída a partir do processador de controle. 0 gerador PN 253± gera um código PN exclusivo que é provido como a outra entrada da porta Ou-Exclusivo 252i. A saída da porta Ou-Exclusivo 252i é, ao invés, provida à única entrada da porta Ou-Exclusivo 255i.

[00141] 0 gerador Walsh (W±) 254± gera, em resposta a um sinal de seleção de função e a sinais de temporização do processador de controle, um sinal correspondente a uma sequência Walsh pré-atribuída. O valor

52/83 do sinal de seleção de função pode ser determinado pelo endereço da unidade móvel. 0 sinal da sequência Walsh é provido como a outra entrada da porta Ou-Exclusivo 255i. Os dados de símbolos embaralhados e a sequência de Walsh são submetidos a função Ou-Exclusivo pela porta Ou-Exclusivo 255i com resultado provido como uma entrada para ambas as portas Ou-Exclusivo 256i e 258i. 0 gerador PN 253i, juntamente com todos os demais geradores PN e geradores Walsh na estação rádio-base, fornecem uma saída a 1,2288 MHz. Deve-se notar que o gerador PN 253 inclui um decimador que provê uma saída a uma taxa de 19,2 kHz à porta OuExclusivo 255i.

[00142] A outra entrada da porta Ou-Exclusivo 256i recebe o sinal ΡΝ_Σ, enquanto que a outra entrada da porta Ou-Exclusivo 258i recebe o sinal PN_Q. Os sinais PN_T e PN_q são respectivamente submetidos à função Ou-exclusivo com a saída da porta Ou-Exclusivo 252i e respectivamente providos às entradas dos filtros de Resposta ao Impulso Finito (FIR) 260i e 262i. Os símbolos fornecidos são filtrados de acordo com a etiqueta de taxa de dados de entrada (não mostrada) a partir do intercalador convolucional 251±. A saída dos sinais filtrados dos filtros FIR 260í e 262i é provida a um conjunto de circuitos de controle de potência de transmissão 56 composto dos elementos de controle de ganho 264i e 266i. Os sinais providos aos elementos de controle de ganho 264i e 266i são controlados por ganho em resposta a sinais de entrada (não mostrados) do processador de controle. A saída dos sinais de elementos de controle de ganho é enviada ao conjunto de circuitos amplificadores de potência de transmissão 58.

[00143] Além dos bits de voz, o canal de voz de enlace direto porta informações de controle de potência. A

53/83 taxa dos bits de controle de potência na modalidade exemplar é igual a 800 bps. O receptor da estação rádiobase, que está demodulando o sinal móvel/célula de uma determinada unidade móvel, gera as informações de controle de potência que são inseridas no canal de voz célula/móvel endereçado àquela determinada unidade móvel. Maiores detalhes sobre o recurso de controle de potência são apresentados no pedido copendente acima identificado.

[00144] Os bits de controle de potência são inseridos na saída do intercalador convolucional por meio de uma técnica denominada puncionamento de símbolos de código. Em outras palavras, sempre que um bit de controle de potência necessita ser transmitido, dois símbolos de código são substituídos por dois símbolos de código idênticos com polaridade dada pelas informações de controle de potência. Além disso, os bits de controle de potência são transmitidos ao nível de energia correspondente à taxa de bits de 9.600 bps.

[00145] Uma restrição adicional imposta ao fluxo de informações de controle de potência é que a posição dos bits deve ser randomizada entre os canais móvel/célula. De outro modo os bits de controle de potência com energia total gerariam picos de interferência a intervalos regulares, reduzindo assim a detectabilidade desses bits.

[00146] A Figura 4 ilustra ainda o canal de voz (j), que é idêntico em função e estrutura ao canal de voz (i) . Considera-se que existam muitos mais canais de voz (não ilustrados), com o total de canais de voz sendo de até 61 para a modalidade ilustrada.

[00147] Com relação aos geradores Walsh da Figura 4, as funções de Walsh são um conjunto de sequências binárias ortogonais que podem ser facilmente geradas por

54/83 meios bastante conhecidos na técnica. A característica de interesse nas funções de Walsh é que cada uma das 64 sequências é perfeitamente ortogonal a todas as demais sequências. Nestas condições, qualquer par de sequências difere em exatamente tantas posições de bits quantas concorda, isto é, 32 ao longo de um intervalo de 64 símbolos. Assim, quando as informações são codificadas para transmissão pelas sequências Walsh, o receptor será capaz de selecionar qualquer das sequências Walsh como um sinal de portadora desejado. Qualquer energia de sinal codificada nas demais sequências Walsh será rejeitada e não resultará em mútua interferência com a sequência Walsh desej ada.

[00148] Na modalidade exemplar para o enlace célula/móvel, os canais de sincronização, de alerta e de voz, conforme mencionado anteriormente, usam codificação convolucional de comprimento de restrição K = 9 e taxa de código r = 1/2, isto é, dois símbolos codificados são produzidos e transmitidos para todo bit de informações a ser transmitido. Além da codificação convolucional, a intercalação convolucional de dados de símbolos é também empregada. Prevê-se ainda que a repetição seja também utilizada em conjunto com a codificação convolucional. Na unidade móvel o decodificador ótimo para este tipo de código é o decodificador de algoritmo Viterbi de decisões suaves. Um projeto padrão pode ser usado para fins de decodificação. Os bits de informações decodificados resultantes são passados ao equipamento banda base digital da unidade móvel.

[00149] Fazendo referência mais uma vez à Figura 4, o conjunto de circuitos 58 inclui uma série de conversores digital/analógico (D/A), para conversão das informações digitais dos dados de espalhamento PN_T e PN_Q

55/83 para os canais piloto, de sincronização, de alerta e de voz para a forma analógica. Em particular, os dados de espalhamento PNi do canal piloto são emitidos do elemento de controle de ganho 210 para o conversor D/A 268. Os dados digitalizados são emitidos do conversor D/A 2 68 para um somador 284. De maneira similar, a saida dos elementos de controle de ganho correspondentes para os dados de espalhamento ΡΝ_Σ de canais de sincronização, de alerta e de voz, isto é, dos elementos de controle de ganho 228, 246, e 264i - 264i, são respectivamente providas aos conversores D/A 272, 276 e 280i - 280j, onde os sinais são digitalizados e providos ao somador 284. Os dados de espalhamento PN_Q para os canais piloto, de sincronização, de alerta e de voz, são emitidos dos elementos de controle de ganho 221, 230, 248, e 266i - 266j, são providos respectivamente aos conversores D/A 270, 274, 278, e 282i 282j, onde os sinais são digitalizados e providos ao somador 286.

[00150] O somador 284 soma os dados de espalhamento ΡΝ_Σ para os canais piloto, de sincronização, de alerta e de voz, enquanto o somador 286 soma os dados de espalhamento PN_Q para os mesmos canais. Os dados de canais I e Q somados são respectivamente inseridos juntamente com os sinais de frequência do oscilador local (LO) Sen(2írft) e Cos (2írft) aos misturadores 288 e 290, onde são misturados e providos ao somador 292. Os sinais de frequência LO Sen(2írft) e Cos (2írft) são providos de fontes apropriadas de frequência (não mostradas). Estes sinais IF misturados são somados no somador 292 e providos ao misturador 294.

[00151] O misturador 294 mistura o sinal somado com um sinal de frequência RF provido pelo sintetizador de frequências 296 de maneira a fornecer conversão ascendente de frequência à banda de frequência RF. A saida do sinal RF

56/83 do misturador 294 é filtrada por passagem de faixa pelo filtro passa-faixa 298 e enviada ao amplificador RF 299. 0 amplificador 299 amplifica o sinal limitado por banda de acordo com o sinal de controle de ganho de entrada do conjunto de circuitos de transmissão 56 (Figura 3) modalidade ilustrada para controle de potência de Deve-se entender que a conjunto de circuitos amplificadores de potência de transmissão 58 é meramente para fins de ilustração, com muitas variações em soma, mistura, filtragem e amplificação de sinais possíveis conforme é bem conhecido na técnica.

[00152] 0 processador de controle da estação rádio-base 48 (Figura 3) tem a responsabilidade de atribuir os receptores de dados digitais e os moduladores de transmissão para uma determinada chamada. 0 processador de controle 48 monitora também o andamento da chamada, a qualidade dos sinais e inicia o cancelamento em caso de perda de sinal. A estação rádio-base se comunica com o MTSO através do enlace 52, onde se acopla por um enlace via telefone padrão cabeado, fibra ética ou microondas.

[00153] A Figura 8 ilustra, em forma de diagrama de blocos, os equipamentos utilizados no MTSO. 0 MTSO inclui normalmente um controlador de sistema ou processador de controle 300, um comutador digital 302, um combinador de diversidade 304, um vocoder digital 306 e um comutador digital 308. Embora não ilustrados, combinadores de diversidade e vocoders digitais adicionais são acoplados entre os comutadores digitais 302 e 308.

[00154] Quando o modo de diversidade de células está ativado, a chamada é processada por duas estações rádio-base. Consequentemente, os sinais chegarão ao MTSO de mais de uma estação rádio-base com nominalmente as mesmas informações. No entanto, devido ao desvanecimento e à

57/83 interferência no enlace de entrada ou reverso da unidade móvel para estações rádio-base, o sinal de uma estação rádio-base pode ser de melhor qualidade que o sinal da outra estação rádio-base.

[00155] O comutador digital 302 é usado para rotear o fluxo de informações correspondente a uma determinada unidade móvel de uma ou mais estações rádiobase para o combinador de diversidade 304 ou para o correspondente combinador de diversidade conforme determinado por um sinal do processador de controle de sistema 300. Quando o sistema não está no modo de diversidade de células, o combinador de diversidade 304 pode ser ou desviado ou alimentado com as mesmas informações em cada porta de entrada.

[00156]

Uma variedade de combinadores de diversidades e vocoders acoplados em série é provida em ser cada chamada paralelo, nominalmente um para processada. O combinador de diversidade 304 compara os indicadores de qualidade dos sinal que acompanham os bits de informações dos sinais de duas ou mais estações rádiobases. O combinador de diversidade 304 seleciona os bits correspondentes à estação rádio-base de qualidade mais elevada, em uma base quadro-a-quadro, das informações a serem enviadas ao vocoder 306.

[00157] O vocoder 306 converte o formato do sinal de voz digitalizado ao formato telefônico PCM normal de 64 kbps, analógico, ou qualquer outro formato padrão. Os sinais resultantes são transmitidos do vocoder 306 ao comutador digital 308. Sob o controle do processador de controle de sistema 300, a chamada é roteada para a PSTN.

[00158] Os sinais de voz provenientes da PSTN destinada às unidades móveis são providos ao comutador digital 308 para acoplamento a um vocoder digital

58/83 apropriado, tal como o vocoder 306, sob o controle do processador de controle de sistema 300. O vocoder 306 codifica os sinais de voz digitalizados de entrada e provê o fluxo de bits de informações resultante diretamente ao comutador digital 302. 0 comutador digital 302, sob o controle do processador de controle de sistema dirige os dados codificados para a estação rádio-base ou estações rádio-base com a(s) qual(quais) a unidade móvel está se comunicando. Embora discutido anteriormente que a informação transmitida para voz analógica do MTSO, prevê-se ainda que as informações digitais podem ser também comunicadas no sistema. Para assegurar compatibilidade com o sistema, deve-se ter cuidado com o enquadramento adequado dos dados.

[00159] Se a unidade móvel estiver em modo de handoff comunicando-se com múltiplas estações rádio-base ou em modo de diversidade de células, o comutador digital 302 roteia as chamadas para as apropriadas estações rádio-base para transmissão pelo apropriado transmissor das estações rádio-base para a unidade móvel destinatária. No entanto, se a unidade móvel estiver se comunicando com somente uma única estação rádio-base ou não estiver em modo de diversidade de células, o sinal é encaminhado para uma única estação rádio-base.

[00160] O processador de controle de sistema 300 provê controle sobre os comutadores digitais 302 e 306 para rotear dados para e do MTSO. O processador de controle de sistema 300 determina também a atribuição de chamadas para as estações rádio-base e aos vocoders no MTSO. Além disso, o processador de controle de sistema 300 se comunica com cada processador de controle de estação rádio-base sobre a atribuição de determinadas chamadas entre o MTSO e a estação rádio-base, e sobre a atribuição de códigos PN às

59/83 chamadas. Deve-se entender ainda que, conforme ilustrado na Figura 8, os comutadores digitais 302 e 306 estão ilustrados como dois comutadores separados; no entanto, esta função pode ser executada por uma única unidade comutadora física.

[00161] Quando o modo de diversidade de células estiver em uso, a unidade móvel utilizará o receptor buscador para identificar e captar o sinal multipercurso mais forte de cada um das duas estações rádio-base. Os receptores de dados digitais serão controlados pelo receptor buscador e pelo processador de controle, a fim de demodular os sinais mais fortes. Quando o número de receptores for inferior ao número de estações rádio-base transmitindo informações em paralelo, uma capacitação de diversidade de comutação será possível. Por exemplo, com apenas um único receptor de dados e com duas estações rádio-base transmitindo, o buscador monitorará os pilotos de ambas as estações rádio-base e escolherá o sinal mais forte para que o receptor o demodule. Nesta modalidade a escolha pode ser feita tão frequentemente quanto cada quadro do vocoder, isto é, a cada 20 ms aproximadamente.

[00162] 0 processador de controle de sistema tem a responsabilidade de atribuir os receptores e moduladores de dados digitais na estação rádio-base e fim de tratar determinadas chamadas. Assim, no enlace célula/móvel, o processador de controle de sistema controla a atribuição de sequências Walsh usadas na estação rádiobase na transmissão de uma determinada chamada para a unidade móvel. Além disso, o processador de controle de sistema controla as sequências Walsh do receptor e os códigos PN. No enlace móvel/célula, o processador de controle de sistema controla também os códigos PN dos usuários das unidades móveis para a chamada. As informações

60/83 referentes à atribuição são, portanto, transmitidas do MTSO para a estação rádio-base, e de lá para a célula e para a unidade móvel. O processador de controle de sistema monitora também o andamento da chamada, a qualidade dos sinais, e inicia o cancelamento em caso de perda do sinal.

Enlace Móvel/Célula [00163] No enlace móvel/célula, as características do canal ditam que a técnica de modulação seja modificada. Em particular, o uso de uma portadora piloto conforme usada no enlace célula/móvel não é mais viável. A portadora piloto deve ser mais potente que uma portadora de voz a fim de fornecer uma boa referência de fase para modulação de dados. Com a estação rádio-base transmitindo muitas portadoras de voz simultâneas, um único sinal piloto pode ser compartilhado por todas as portadoras de voz. Portanto, a potência do sinal piloto por portadora de voz é bastante baixa.

[00164] No enlace móvel/célula, no entanto, existe geralmente uma única portadora de voz por unidade móvel. Se um piloto fosse usado, ele exigiría uma potência significativamente mais elevada que a portadora de voz. Esta situação e claramente indesejável, já que a capacidade total do sistema seria grandemente reduzida devido à interferência causada pela presença de um número maior de sinais pilotos de alta potência. Portanto, uma modulação capaz de demodulação eficiente sem um sinal piloto deve ser usada.

[00165] Com o canal móvel/célula corrompido por desvanecimento Rayleigh, resultando em uma fase de canal em rápida variação, técnicas de demodulação coerentes, tais como um Costas loop que deriva a fase do sinal recebido, não são viáveis. Outras técnicas tais como PSK

61/83 diferencialmente coerente podem ser empregadas, mas deixam de fornecer o nível desejado de desempenho da relação sinal/ruído.

[00166] Assim, uma forma de sinalização ortogonal tal como sinalização binária, quaternária ou mária deverá ser empregada. Na modalidade exemplar, uma técnica de sinalização ortogonal 64-ária é empregada, utilizando funções Walsh. 0 demodulador para sinalização ortogonal m-ária exige coerência de canal somente ao longo da duração da transmissão do símbolo m-ário. Na modalidade exemplar, isto é somente dois tempos de bit.

[00167] 0 processo de codificação e modulação da mensagem começa com um codificador convolucional de comprimento de restrição K = 9 e uma taxa de dados r = 1/3. A uma taxa de dados nominal de 9.60Q bits por segundo, o codificador produz 28.800 símbolos binários por segundo. Estes são agrupados em caracteres contendo 6 símbolos cada um a uma taxa de 4.800 caracteres por segundo, com possibilidade de 64 caracteres. Cada caracter é codificado em uma sequência Walsh de comprimento 64 contendo 64 bits binários ou chips. A taxa de chip Walsh 64-ária é de 307.200 chips por segundo na modalidade exemplar.

[00168] Os chips Walsh são então cobertos ou multiplicados por uma sequência PN passando a uma taxa de 1,2288 MHz. A cada unidade móvel é atribuída uma sequência PN exclusiva para essa finalidade. Esta sequência PN pode ser atribuída somente ao longo da duração da chamada ou atribuída permanentemente à unidade móvel. A sequência PN atribuída é aqui referida como sequência PN de usuário. O gerador de sequências PN do usuário opera a uma taxa de relógio de 1,2288 MHz, de maneira a produzir quatro chips PN para cada chip Walsh.

[00169] Finalmente, é gerado um par de

62/83 sequências PN curtas, de comprimento 32.768.

Na modalidade

exemplar, as mesmas	sequências	são	usadas	como para	o
enlace célula/móvel.	A sequência	de	chips	Walsh coberta
pela sequência PN	de usuário	é	então	coberta	ou
multiplicada por cada	uma das duas	sequências	PN curtas.	As

duas sequências resultantes então modulam de maneira bifásica um par de senóides em quadratura e são somadas em um sinal único. 0 sinal resultante é então filtrado por passagem de faixa, transladado para a frequência RF final, amplificado, filtrado e irradiado pela antena da unidade móvel. Conforme foi discutido com referência ao sinal célula/móvel, a ordem das operações de filtragem, amplificação, translação e modulação pode ser alterada.

[00170] Em uma modalidade alternativa, duas fases diferentes do código PN do usuário poderíam ser produzidas e usadas para modular as duas fases portadoras da forma de onda em quadratura, dispensando a necessidade de usar as sequências de comprimento 32.768. Em ainda outra alternativa, o enlace móvel/célula poderia utilizar somente modulação bifásica, dispensando também a necessidade das sequências curtas.

correlatores demodular a [00171] 0 receptor da estação rádio-base para cada sinal produz as sequências PN curtas e a sequência PN de usuário para cada sinal móvel ativo que esteja sendo recebido. 0 receptor correlaciona a energia do sinal recebido com cada uma das formas de onda codificadas em correlatores separados. Cada uma é então processada codificação 64-ária das saídas dos separadamente para e a codificação convolucional utilizando um processador de Transformada

Rápida de Hadamard e Viterbi.

um decodificador de algoritmos [00172] Em outro esquema alternativo de

63/83 modulação para o enlace móvel/célula, o mesmo esquema de modulação do enlace célula/móvel seria usado. Cada unidade móvel utilizaria o par de códigos de setor com comprimento 32.768 como códigos externos. 0 código interno utilizaria uma sequência Walsh com comprimento 64 que é atribuída à unidade móvel para uso enquanto a mesma estiver naquele setor. Nominalmente, a mesma sequência Walsh usada para o enlace célula/móvel seria atribuída à unidade móvel para o enlace móvel/ célula.

[00173] 0 esquema de codificação PN ortogonal acima limita o espalhamento de largura de banda disponível que pode ser usado pelo sistema de modulação a uma taxa máxima da taxa chips dividida por 64, ou 19200 Hz para os números usados na modalidade exemplar. Isto impediría o uso de codificação m-ária com m grande conforme descrito para a modalidade exemplar. Como alternativa, no entanto, um código convolucional com taxa r = 1/2 e comprimento de restrição K = 9 poderia ser utilizado como uma modulação de por deslocamento de fase binária diferencial dos símbolos binários codificados. O demodulador na estação rádio-base poderia desenvolver uma referência de fase ao longo de um intervalo curto utilizando a técnica descrita no artigo Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier with Application to Burst Digital Transmission, Andrew J. Viterbi e Audrey M. Viterbi, IEEE Transactions On Information Theory, Vol. 11-29, N° 4, Julho/19.83. Por exemplo, uma referência de fase poderia ser obtida em média ao longo de somente 4 símbolos, sem exigir mais coerência de canal do que o esquema 64-ária acima.

[00174] O desempenho do esquema alternativo recém-descrito, no entanto, será inferior à modalidade preferida na presença de desvanecimento Rayleigh e condições multipercurso severos. No entanto, em certos

64/83 ambientes nos quais desvanecimento e multipercurso são menos severos, por exemplo, o canal satélite/móvel e em certos canais terra/móvel, o desempenho do sistema alternativo podería ser melhor que a modalidade preferida. Isto pode ocorrer porque o ganho de fazer os sinais móveis ortogonais entre si pode ultrapassar a perda na eficiência de detecção do esquema DPSK.

[00175] A fim de satisfazer a exigência de alinhamento no tempo em funções Walsh ortogonais para o enlace alternativo móvel/célula, cada receptor de célula determina o erro de tempo da temporização nominal de cada sinal recebido. Se um dado sinal recebido atrasa a temporização, então o modulador e o transmissor associados transmitirão um comando a esta unidade móvel para avançar sua temporização de transmissão em um pequeno incremento. Inversamente, se a temporização do sinal recebido de uma unidade móvel adianta a temporização nominal, um comando para retardar por um pequeno incremento é transmitido para a unidade móvel. Os incrementos de ajuste de temporização são feitos na ordem de uma 1/8 chip PN ou 101,7 nanossegundos. Os comandos são transmitidos a uma taxa relativamente baixa, da ordem de 10 a 50 Hz e consistem em um único bit inserido no fluxo de dados de voz digitais.

[00176] Durante uma operação de soft handoff, a unidade móvel estará recebendo sinais de duas ou mais células. Uma vez que a unidade móvel pode somente alinhar sua temporização em resposta a um dos comandos de ajuste de temporização de uma das células, a unidade móvel normalmente moverá sua temporização em resposta aos comandos recebidos da célula mais forte que esteja sendo recebida. O sinal transmitido pela unidade móvel estará então alinhado no tempo com a célula com a qual tem o melhor percurso. De outro modo resultará uma maior

65/83 interferência mútua com outros usuários.

[00177] Se cada receptor de célula que receba um sinal de uma unidade móvel realizar a operação acima de medição de erro de tempo e transmissão da correção, então todos os sinais recebidos das unidades móveis serão normalmente recebidos com aproximadamente a mesma temporização, resultando em redução da interferência.

[00178] A Figura 9 ilustra, em forma de diagrama de blocos, um conjunto telefônico CDMA com unidades móveis exemplar. 0 conjunto telefônico CDMA com unidades moveis inclui uma antena 430 que é acoplada através do diplexador 432 ao receptor analógico 344 e ao amplificador de potência de transmissão 436. A antena 430 e o diplexador 432 são de projeto padrão e permitem transmissão e recepção simultâneas através de uma antena única. A antena 430 coleta os sinais transmitidos e os envia, através do diplexador 432, ao receptor analógico 434. 0 receptor 434 recebe os sinais de frequência RF do

diplexador	432, que est	:ão normalmente na	banda	de
frequências	de	850 MHz,	para	amplificação e	conversão
descendente	de	frequência	para	uma frequência	IF.	Este
processo de	translação	é	realizado utilizando	um

sinterizador de frequências de projeto padrão que permite que o receptor seja sintonizado a qualquer das frequências dentro da banda de frequências de recepção da banda total de frequências telefônicas celulares. Os sinais são então filtrados e digitalizados para serem providos aos receptores de dados digitais 540 e 542, bem como ao receptor buscador 544.

[00179] Os detalhes do receptor 434 são melhor ilustrados na Figura 10. Os sinais recebidos da antena 430 são providos ao conversor descendente 500 que compreende amplificador de RF 502 e misturador 504. Os sinais

66/83 recebidos são providos como uma entrada ao ao amplificador de RF 502 onde são amplificados e emitidos como uma entrada ao misturador 504. O misturador 504 recebe outra entrada, que é o sinal emitido pelo sintetizador de frequências 506. Os sinais de RF amplificados são transladados no misturador 504 em uma frequência IF mediante mistura com o sinal de saida do sintetizador de frequências.

[00180] Os sinais IF são emitidos do misturador 504 para do filtro passa-faixa (EPF) 508, tipicamente um filtro de Onda Acústica de Superfície (SAW) com uma banda de passagem de aproximadamente 1,25 MHz, onde eles são filtrados por passagem de banda. As características do filtro SAW são escolhidas de maneira casar a forma de onda do sinal transmitido pela estação rádio-base. O sinal transmitido pela estação rádio-base é um sinal de espectro espalhado de sequência direta que é modulado por uma sequência PN cronometrada a uma taxa pré-determinada que, na modalidade exemplar, é igual a 1,2288 MHz. Esta taxa de relógio é escolhida de maneira a ser um múltiplo inteiro da taxa de dados de banda base de 9,6 kbps.

[00181] Os sinais filtrados são emitidos do BPF 508 como uma entrada para um amplificador IF de ganho variável 510, no qual são novamente amplificados. Os sinais IF amplificados são emitidos do amplificador IF 510 para o conversor analógico/digital (A/D), onde os sinais são digitalizados. A conversão do sinal IF a um sinal digital ocorre a uma taxa de relógio de 9, 8304 MHz na modalidade exemplar, que é exatamente oito vezes a taxa de chips PN. Embora o conversor (A/D) 512 seja ilustrado como parte do receptor 534, o mesmo poderia, ao contrário, fazer parte dos receptores de dados e buscador. Os sinais IF digitalizados são emitidos do conversor (A/D) 512 aos receptores de dados 440 e 442, e ao receptor buscador 444.

67/83 [00182] O receptor 434 executa ainda uma função de controle de potência a fim de ajustar a potência de transmissão da unidade móvel. Um circuito de controle automático de ganho (AGC) 514 é também acoplado à saída do amplificador IF 510. Em resposta ao nível do sinal IF amplificado, o circuito AGC 514 fornece um sinal de retroalimentação à entrada de controle de ganho do amplificador IF 510. 0 receptor 434 usa também o circuito AGC 514 para gerar um sinal de controle de potência analógico que é provido ao conjunto de circuitos de controle de potência de transmissão 438.

[00183] Na Figura 9, a saída do sinal digitalizado do receptor 434 é provida aos receptores de dados digitais 440 e 442, bem como ao receptor buscador 444. Deve ficar bem claro que uma unidade móvel barata e de baixo desempenho poderia ter apenas um único receptor de dados, ao passo que unidades de desempenho mais elevado podem ter dois ou mais a fim de permitir recepção em diversidade.

[00184] 0 sinal IF digitalizado pode conter os sinais de muitas chamadas em andamento, juntamente com as portadoras piloto transmitidas pela estação rádio-base corrente e por todas as estações rádio-base vizinhas. A função dos receptores 440 e 442 é correlacionar as amostras IF com a apropriada sequência PN. Este processo de correlação provê uma propriedade que é bem conhecida na técnica como ganho de processamento, a qual melhora a relação sinal/interferência de um sinal que casa com a sequência PN apropriada, não realçando outros sinais. A saída da correlação é então sincronamente detectada utilizando a portadora piloto da estação rádio-base mais próxima como uma referência de fase de portadora. O resultado deste processo de detecção é uma sequência de

68/83 símbolos de dados codificados.

[00185] Uma propriedade da sequência PN conforme usada na presente invenção é que a mesma permite obter discriminação contra sinais multipercurso. Quando o sinal chega ao receptor móvel após passar através de mais de um percurso, há uma diferença no tempo de recepção do sinal. Esta diferença no tempo de recepção corresponde à diferença em distância dividi da pela velocidade de propagação. Se esta diferença de tempo ultrapassar um microssegundo, então o processo de correlação discriminará entre os percursos. 0 receptor pode escolher entre monitorar e receber o percurso mais inicial ou mais final. Se houver dois receptores disponíveis, tais como os receptores 440 e 442, então dois percursos independentes podem ser monitorados e processados em paralelo.

[00186] 0 receptor buscador 444, sob o controle do processador de controle 446, serve para varrer continuamente o domínio do tempo ao redor do tempo nominal de um sinal piloto recebido da estação rádio-base por outros sinais pilotos de multipercurso da mesma estação rádio-base e por sinais pilotos transmitidos de outras estações rádio-base. 0 receptor 444 medirá a intensidade de qualquer recepção de uma forma de onda desejada em tempos outros que não o tempo nominal. 0 receptor 444 compara a intensidade do sinal nos sinais recebidos. 0 receptor 444 fornece um sinal referente à intensidade do sinal para o processador de controle 446, indicativo dos sinais mais fortes.

[00187] 0 processador 446 fornece sinais de controle aos receptores de dados 440 e 442, para que cada um dos mesmos processe um sinal diferente entre os mais fortes. Na ocasião, o sinal piloto transmitido por outra estação rádio-base é de maior intensidade de sinal que a

69/83 intensidade do sinal da estação rádio-base corrente. 0 processador de controle 446 geraria então uma mensagem de controle para transmissão ao controlador de sistema através da corrente estação rádio-base, solicitando uma transferência de célula para a estação rádio-base correspondente ao sinal piloto mais forte. Os receptores 440 e 442 podem, portanto, tratar chamadas através de duas diferentes estações rádio-base.

[00188] Durante uma operação de soft handoff, a unidade móvel estará recebendo sinais de duas ou mais células. Uma vez que a unidade móvel pode somente alinhar sua temporização em resposta a um dos comandos de ajuste de temporização das células, a unidade móvel normalmente movera sua temporização em resposta aos comandos recebidos da célula mais forte sendo recebida. 0 sinal transmitido pela unidade móvel estará então em alinhamento de tempo com a célula com a qual tem o melhor percurso. De outro modo resultará em uma maior interferência mútua para os demais usuários.

[00189] Maiores detalhes de um receptor exemplar, tal como o receptor de dados 440, são ilustrados na Figura 10. 0 receptor de dados 440 inclui os geradores PN 516 e 518 que geram as sequências PNi e PN_Q de uma maneira e correspondente aquelas geradas pela estação rádio-base. Os sinais de controle de sequência e temporização são providos aos geradores PN 516 e 518 a partir do processador de controle 446. O receptor de dados 440 inclui também o gerador Walsh 520, que fornece a função Walsh apropriada para comunicação com esta unidade móvel por parte da estação rádio-base. 0 gerador Walsh 520 gera, em resposta aos sinais de temporização (não mostrados), e a um sinal de seleção de funções do processador de controle, um sinal correspondente a uma sequência Walsh atribuída. O

70/83 sinal de seleção de funções é transmitido à unidade móvel pela estação rádio-base como parte da mensagem de estabelecimento da chamada. As saídas das sequências PN_T e

PNr dos geradores PN 516 e 518 são inseridas respectivamente às portas Ou-Exclusivo 522 e 524. O gerador Walsh 520 provê sua saída a ambas as portas Ou-Exclusivo 522 e 524 onde os sinais são submetidos à função OuExclusivo e fornecem as sequências ΡΝ_Τ, e PNq, .

[00190] As sequências PN^ e PN_Q, são providas ao receptor 440, onde são inseridas no correlator QPSK PN 52 6. O correlator PN 52 6 pode ser construído de maneira similar ao correlator PN dos receptores digitais das estações rádio-base. O correlator PN 526 correlaciona os dados dos canais I e Q com as sequências PN^ e PN_Q, e fornece uma saída de dados dos canais I e Q correlacionados aos correspondentes acumuladores 528 e 530. Os acumuladores 528 e 530 acumulam as informações de entrada ao longo de um período de um símbolo ou 64 chips. As saídas dos acumuladores são providas ao rotator de fase 532 que recebe também um sinal de fase piloto do processador de controle 446. A fase dos dados de símbolos recebidos é rotacionada de acordo com a fase do sinal piloto conforme determinado pelo receptor buscador e pelo processador de controle. A saída do rotator de fase 532 são os dados do canal I, que são providos ao conjunto de circuitos de deintercalador e decodificador.

[00191] O processador de controle 446 inclui também o gerador PN 534, que gera a sequência PN de usuário em resposta a um endereço da unidade móvel de entrada ou ID de usuário. A saída da sequência PN do gerador PN 534 é provida ao conjunto de circuitos de combinador de diversidade e decodif icador. Uma vez que o sinal célula/móvel é embaralhado com a sequência PN de endereço

71/83 do usuário da unidade móvel, a saída do gerador PN 534 é usada para desembaralhar o sinal transmitido da estação rádio-base destinado a esse usuário de unidade móvel, de maneira semelhante a que ocorre no receptor da estação rádio-base. 0 gerador PN 534 fornece especificamente a sequência PN de saída ao conjunto de circuitos de deintercalador e decodificador, onde é usada para desembaralhar os dados de usuário embaralhados. Embora o embaralhamento seja discutido com relação a uma sequência PN, é previsto que outras técnicas de embaralhamento possam ser utilizadas, inclusive aquelas bem conhecidas na técnica.

[00192] As saídas dos receptores 440 e 442 são então providas ao conjunto de circuitos de combinador de diversidade e decodificador 448. 0 conjunto de circuitos de combinador de diversidade contido no conjunto de circuitos 448 simplesmente ajusta a temporização dos dois fluxos de símbolos recebidos em alinhamento e os adicionam. Este processo de adição pode ser realizado mediante a multiplicação dos dois fluxos por um número correspondente às intensidades relativas dos sinais dos dois fluxos. Esta operação pode ser considerada como um combinador de diversidade de relação máxima. 0 fluxo de sinais combinados resultante é então decodificado mediante o uso de um decodificador de detecção antecipada de erros (FEC), também contido no conjunto de circuitos 448. O equipamento de banda base digital usual é um sistema de vocoder digital. O sistema CDMA é projetado para acomodar uma variedade de diferentes projetos de vocoder.

[00193] 0 conjunto de circuitos de banda base 450 inclui tipicamente um vocoder digital (não mostrado) , que pode ser um tipo de taxa variável conforme apresentado no pedido de patente copendente anteriormente mencionado. O

72/83 conjunto de circuitos de banda base 450 serve ainda como uma interface com um aparelho de mão ou qualquer outro tipo de dispositivo periférico. O conjunto de circuitos de banda base acomoda uma variedade de diferentes projetos de vocoder. O conjunto de circuitos de banda base 450 fornece sinais de informações de saída para o usuário de acordo com as informações fornecidas aos mesmos provenientes do conjunto de circuitos 448.

[00194] No enlace móvel/célula, sinais de voz analógicos de usuário são tipicamente providos através de um aparelho de mão ao conjunto de circuitos de banda base 450. O conjunto de circuitos de banda base 450 inclui um conversor analógico/digital (A/D) (não mostrado), que converte o sinal analógico para a forma digital. O sinal digital é provido ao vocoder digital onde o mesmo é codificado. A saída do vocoder é provida a um circuito codificador de correção antecipada de erros (FEC) (não mostrado) para correção de erros. Na modalidade exemplar, a codificação por correção de erros implementada é de um esquema codificador convolucional. O sinal codificado digitalizado é emitido do conjunto de circuitos banda base 450 para o modulador de transmissão 452.

[00195] O modulador de transmissão 452 primeiramente codifica por Walsh os dados de transmissão e depois modula o sinal codificado em um sinal de portadora PN cuja sequência PN é escolhida de acordo com a função de endereço atribuída para a chamada. A sequência PN é determinada pelo processador de controle 446 a partir das informações de estabelecimento de chamada que são transmitidas pela estação rádio-base e decodificadas pelos receptores 440 e 442, bem como pelo processador de controle 446. Como alternativa, o processador de controle 446 pode determinar a sequência PN através de pré-arranjo com a

73/83 estação rádio-base. 0 processador de controle 446 provê as informações de sequência PN ao modulador de transmissão 452 e aos receptores 440 e 442 para decodificação da chamada.

[00196] A saída do modulador de transmissão 452 é provida ao conjunto de circuitos de controle de potência de transmissão 438. A potência de transmissão do sinal é controlada pelo sinal de controle de potência analógico provido pelo receptor 434. Os bits de controle transmitidos pelas estações rádio-base na forma de comandos de ajuste de potência são processados pelos receptores de dados 440 e 442. O comando de ajuste de potência é usado pelo processador de controle 446 para estabelecer o nível de potência na transmissão da unidade móvel. Em resposta a este comando, o processador de controle 446 gera um sinal de controle de potência digital que é provido aos circuitos 438. Maiores informações sobre a relação entre os receptores 440 e 442, o processador de controle 446 e o controle de potência de transmissão 438 com relação ao controle da potência são fornecidas no pedido de patente copendente acima mencionado.

[00197] O conjunto de circuitos de controle de potência de transmissão 438 emite o sinal modulado e controlado por potência ao conjunto de circuitos amplificadores de potência de transmissão 436. Os circuitos 436 amplificam e convertem o sinal IF a uma frequência de RF misturando-o com um sinal de saída de sintetizador de frequências, que regula o sinal à frequência de saída apropriada. O conjunto de circuitos 436 inclui um amplificador que amplifica a potência para um nível de saída final. O sinal de transmissão pretendido é emitido a partir dos circuitos 436 para o diplexador 432. O diplexador 432 acopla o sinal à antena 340 para transmissão às estações rádio-base.

74/83 [00198] O processador de controle 446 também é capaz de gerar mensagens de controle, tais como solicitações de modo de diversidade de célula e comandos de terminação de comunicação da estação rádio-base. Esses comandos são fornecidos ao modulador de transmissão 452 para a transmissão. 0 processador de controle 446 é responsivo aos dados recebidos dos receptores de dados 440 e 442, e ao receptor de busca 444 para tomar decisões relativas à combinação de handoff e diversidade.

[00199] No que diz respeito à transmissão pela unidade móvel, o sinal de voz analógico do usuário móvel é primeiramente passado através de um vocoder digital. A saida do vocoder é então, em sequência, codificada por correção antecipada de erro (FEC) convolucional, codificada e modulada por sequência ortogonal 64-ária em um sinal de portadora PN. A sequência ortogonal 64-ária é gerada por um codificador de função Walsh. 0 codificador é controlado pela coleta de seis saldas sucessivas de símbolos binários do codificador FEC convolucional. Os seis binários determinam coletivamente quais das 64 possíveis sequências Walsh serão transmitidas. A sequência Walsh tem 64 bits de comprimento. Assim, a taxa de chip Walsh deve ser 9600 * 3 * (1/6) * 64 = 307200 Hz para uma taxa de transmissão de dados de 9600 bps.

[00200] No link móvel/célula, uma sequência PN curta comum é usada para todas as portadoras de voz no sistema, enquanto a codificação do endereço do usuário é feita usando o gerador de sequência PN do usuário. A sequência PN do usuário é atribuída de forma exclusiva à unidade móvel pelo menos durante a chamada. A sequência PN do usuário é submetida à função Ou-Exclusivo com as sequências PN comuns, que são sequências de registrador de desvio linear máximo aumentado de comprimento 32768. Então,

75/83 os sinais binários resultantes, cada um modulando por bifase uma portadora em quadratuta, são somados para formar um sinal composto, são filtrados por passagem de banda e transladados para uma saída de frequência IF. Na modalidade exemplar, uma parte do processo de filtragem é efetivamente realizada por um filtro digital de resposta ao impulso finita (FIR) que opera na saída da sequência binária.

[00201] A saída do modulador é então controlada por potência pelos sinais provenientes do processador digital de controle e do receptor analógico, convertida à frequência RF de operação pela mistura com um sintetizador de frequências que regula o sinal à frequência de saída apropriada, e então amplificada ao nível de saída final. 0 sinal de transmissão é então passado ao diplexador e à antena.

[00202] A Figura 11 ilustra uma modalidade preferida, ainda como exemplo, do modulador de transmissão da unidade móvel 452. Os dados são providos em forma digital dos circuitos banda base digitais de usuário ao codificador 600 no qual, na modalidade exemplar, são codificados convolucionalmente. A saída do codificador 600 é provida ao intercalador 602 que, na modalidade exemplar, e um intercalador de bloco. Os símbolos intercalados são emitidos do intercalador de bloco 602 para o codificador Walsh 604 do modulador de transmissão 452. 0 codificador Walsh 604 usa os símbolos de entrada para gerar uma saída de sequência de códigos. A sequência Walsh é provida a uma entrada da porta Ou-Exclusivo 606.

[00203] O modulador de transmissão 452 inclui ainda o gerador PN 608 que recebe o endereço da unidade móvel como uma entrada para determinar a sequência PN de saída. O gerador PN 608 gera a sequência de 42 bits específica do usuário conforme foi discutido com relação às

76/83

Figuras 3 e 4. Outro atributo do gerador PN 608 que é comum a todos os geradores PN de usuário e não foi ainda discutido é o uso de uma técnica de mascaramento na geração da sequência PN de usuário de saída. Por exemplo, uma máscara de 42 bits é fornecida àquele usuário com cada bit da máscara de 42 bits submetido à função Ou-Exclusiva com uma saída de bits de cada registrador da série de registradores de desvio que formam o gerador PN. Os resultados da operação de máscara e submissão à função OuExclusivo de bits de registrador de desvio são então submetidos à função Ou-Exclusivo em conjunto para formar a saída do gerador PN que e usada como a sequência PN de usuário. A sequência PN de saída do gerador PN 608, que é a sequência PNu, é inserida na porta Ou-Exclusivo 606. Os dados de símbolos Walsh e a sequência PNu são submetidos à função Ou-Exclusivo na porta Ou-Exclusivo 606 e providos como entrada a ambas as portas Ou-Exclusivo 610 e 612.

[00204] O modulador de transmissão 452 inclui ainda os geradores PN 614 e 616, que geram respectivamente sequências PNi e PN_Q. Todas as unidades móveis usam as mesmas sequências PNi e PN_Q. Estas sequências PN são na modalidade exemplar o desvio zero usado nas comunicações célula/móvel. As outras entradas das portas Ou-Exclusivo 610 e 612 são, respectivamente, providas com as saídas das sequências PN_T e PN_Q dos geradores PN 614 e 616. As sequências PN_T e PN_Q são submetidas à função Ou-Exclusivo nas respectivas portas Ou-Exclusivo com a saída fornecida ao controle de potência de transmissão 438 (Figura 9).

[00205] Na modalidade preferida, o enlace móvel/célula usa um código convolucional de taxa r = 1/3 e comprimento de restrição K = 9. Os geradores para o código são Gi = 557 (octal) , G₂ = 663 (octal) e G₃ = 771 (octal) . De maneira similar ao enlace célula/móvel, a repetição de

77/83 códigos é usada para acomodar as quatro diferentes taxas de dados que o vocoder produz na base de um quadro de 20 ms. Diferentemente do enlace célula/móvel, os símbolos de códigos repetidos não são transmitidos pelo ar a níveis de energia mais baixos; ao invés disso, somente um símbolo de código de um grupo de repetição é transmitido ao nível nominal de energia. Em conclusão, a repetição de código na modalidade exemplar é usada meramente como um expediente para fixar o esquema de taxa de dados variável na estrutura de intercalação e modulação, conforme será mostrado nos parágrafos seguintes.

[00206] Um intercalador de bloco que abrange 20 ms, exatamente um quadro de vocoder, é usado no enlace móvel/célula. 0 número de símbolos de código em 20 ms, supondo uma taxa de dados de 9.600 bps e uma taxa de código r = 1/3, é 57 6. Os parâmetros N e B com N igual ao número

de filas	e	B igual ao	número	de colunas da matriz de
intercalador	são iguais	a 32 e	18,	respectivamente.	Os
símbolos	de	códigos são	inscritos na	matriz de memória	de
intercalador	por filas e	extraídos por colunas.
	[00207] 0	formato	de	modulação é	uma
sinalização	ortogonal	64-ária.	Em	outras palavras,	os
símbolos	de	códigos intercalados	são	reunidos em grupos	de
seis a	fim	de selecionar uma	das	64 formas de onda

ortogonais. As 64 formas de onda ortogonais de tempo são as mesmas funções Walsh usadas como sequências de cobertura no enlace célula/móvel.

[00208] O intervalo de tempo de modulação dos dados é igual a 208,33 gs, sendo referido como um intervalo de símbolos Walsh. A 9.600 bps, 208,33 gs correspondem a 2 bits de informações e equivalentemente a 6 símbolos de códigos a uma taxa de símbolos de códigos igual a 28.800 sps. O intervalo de símbolos Walsh é subdividido em 64

78/83 intervalos de tempo de comprimentos iguais, referidos como chips Walsh, cada um deles durando 208,33/64 = 3,25 ps. A taxa de chips Walsh é então igual a 1/3,25 ps = 307,2 kHz. Uma vez que a taxa de espalhamento PN é simétrica nos dois enlaces, isto é, 1,2288 MHz, há exatamente 4 chips PN por chip Walsh.

[00209] Um total de três geradores PN é usado no percurso do enlace móvel/célula, o gerador PN de 42 bits específico de usuário e o par de geradores PN de 15 bits dos canais I e Q. Após a operação de espalhamento específica de usuário, o sinal é espalhado por QPSK como foi feito no enlace célula/móvel. Diferentemente do enlace célula/móvel, onde cada setor ou célula era identificado(a) por sequências exclusivas com comprimento igual a 2¹⁵, aqui todas as unidades móveis usam as mesmas sequências PN I e Q. Estas sequências PN são as sequências de desvio zero usadas no enlace célula/móvel, também referidas como sequências pilotos.

[00210] Repetição de códigos e escalamento de energia são utilizados no enlace célula/móvel para acomodar as taxas variáveis produzidas pelo vocoder. O enlace móvel/célula usa um esquema diferente baseado em uma transmissão em rajada.

[00211] 0 vocoder produz quatro diferentes taxas de dados, isto é, 9.600, 4.800, 2.400 e 1.200 bps, em uma base de quadro de 20 ms como no enlace célula/móvel. Os bits de informações são codificados mediante o codificador convolucional de taxa r = 1/3 e os símbolos de códigos são repetidos 2, 4 e 8 vezes nas três taxas de dados mais baixas. Assim, a taxa de símbolos de códigos é mantida constante a 28.800 sps. Após o codificador, os símbolos de códigos são intercalados pelo intercalador de bloco que abrange exatamente um quadro de vocoder ou 20 ms. Um total

79/83 de 576 símbolos de códigos é gerado a cada 20 ms pelo codificador convolucional, alguns dos quais poderíam ser símbolos repetidos.

[00212] A sequência dos símbolos de códigos conforme é transmitida é mostrada na Figura 12. Note-se que um quadro de vocoder, 20 ms, foi subdividido em 16 partições, cada uma das quais dura 1,25 ms. A numerologia do enlace móvel/célula é tal que em cada partição existem 36 símbolos de códigos na taxa de 28.800 sps ou equivalentemente 6 símbolos Walsh na taxa de 4.800 sps. Na taxa 1/2, isto é, 4.800 bps, as partições são reunidas em 8 grupos, cada um deles incluindo 2 partições. Na taxa 1/4, isto é, 2.400 bps, as partições são reunidas em 4 grupos, cada um deles incluindo 4 partições e finalmente, na taxa 1/8, isto é, 1.200 bps, as partições são reunidas em 2 grupos, cada um deles incluindo 8 partições.

[00213] Um padrão de transmissão por rajada de símbolos exemplar é mostrado ainda na Figura 12. Por exemplo, na taxa 1/4, isto é, 2.400 bps, durante a quarta partição do primeiro grupo, a quarta e oitava filas da matriz da memória de intercalador são extraídas por colunas e sequencialmente transmitidas. A posição da partição para os dados transmitidos deve ser aleatorizada a fim de reduzir a interferência.

[00214] A temporização do enlace móvel/célula é ilustra do na Figura 13. A Figura 13 expande o diagrama de

temporização	da Figura 7	a	fim de incluir os canais
móvel/célula,	isto é, voz	e	acesso. A sincronização	do
enlace móvel/célula abrange	as	seguintes etapas:
1.	Decodificar	com	sucesso uma mensagem	de

sincronização, isto é, verificação CRC;

2. Carregar o registrador de desvio PN longo com o estado recebido na mensagem de sincronização; e

80/83

3. Compensar o deslocamento de fase de código piloto caso esteja recebendo de um setor que usa um piloto desviado.

[00215] Neste ponto a unidade móvel apresenta sincronização completa, isto é, sincronização PN e sincronização em tempo real, e pode iniciar a transmissão no canal de acesso ou no canal de voz.

[00216] A unidade móvel, a fim de originar uma chamada, deve ser dotada de atributos de sinalização para que possa completar uma chamada para outro usuário do sistema através de uma estação rádio-base. No enlace móvel/célula a técnica de acesso prevista é a ALOHA particionada. Uma taxa de bits de transmissão exemplar no canal reverso é 4.800 bps. Um pacote de canal de acesso consiste de um preâmbulo seguido pelas informações.

[00217] 0 comprimento do preâmbulo é, na modalidade exemplar, um múltiplo inteiro de quadros de 20 ms e é um parâmetro de setor/célula que a unidade móvel recebe em uma das mensagens do canal de alerta. Uma vez que os receptores da célula usam os preâmbulos para resolver retardos de propagação, este esquema permite que o comprimento do preâmbulo varie com base no raio da célula. 0 código PN de usuário para o canal de acesso é ou préarranjado ou transmitido às unidades móveis no canal de alerta.

[00218] A modulação é fixa e constante pela duração do preâmbulo. A forma de onda ortogonal usada no preâmbulo e W_o, isto é, a função Walsh toda de zeros. Notese que um padrão todo de zeros na entrada do codificador convolucional gera a forma de onda W_o desejada.

[00219] Um pacote de dados do canal de acesso pode consistir de um ou no máximo 2 quadros de 20 ms. A codificação, intercalação e modulação do canal de acesso é

81/83 exatamente a mesma que para um canal de voz na taxa de 9.600 bps. Em uma modalidade exemplar, o setor/célula exige que as unidades móveis transmitam um preâmbulo de 40 ms e o tipo de mensagem de canal de acesso exige um quadro de dados. Seja N_P o número de quadros de preâmbulo, onde k é o número de 20 ms decorridos a contar de uma origem do tempo pré-definida. Então as unidades móveis são permitidas a iniciar a transmissão no canal de acesso somente quando a equação (k,N_p+2) = 0 for satisfeita.

[00220] Com relação a outras aplicações em comunicações, poderá ser desejável rearranjar os vários elementos da codificação para correção de erros, da codificação de sequência ortogonal e da codificação PN para melhor de adequar à aplicação.

[00221] Por exemplo, em comunicações com satélites móveis onde os sinais são retransmitidos entre grandes estações terrestres HUB e os terminais móveis por um ou mais satélites em órbita ao redor da Terra, poderá ser desejável empregar técnicas de modulação e demodulação coerentes em ambos os sentidos do enlace, uma vez que o canal é muito mais coerente quanto à fase que o canal móvel terrestre. Nesse tipo de aplicação, o modulador móvel não usaria codificação m-ária conforme descrito acima. Ao invés, uma modulação bifásica ou quadrifásica de símbolos com correção antecipada de erros poderia ser empregada com demodulação coerente convencional com a fase da portadora sendo extraída do sinal recebido mediante o uso de técnicas de Costas Loop. Além disso, a canalização da função Walsh ortogonal, conforme aqui descrito para o enlace célula/móvel, pode ser empregada. Enquanto a fase do canal permanece razoavelmente coerente, este sistema de modulação e demodulação proporciona uma operação com menor Eb/No que a sinalização ortogonal m-ária, resultando em uma maior

82/83 capacidade de sistema.

[00222] Em outra modalidade, pode ser preferível codificar a forma de onda de fala diretamente na forma de onda RF, ao invés de utilizar um vocoder e técnicas FEC. Embora o uso de um vocoder e técnicas FEC resulte em um desempenho de enlace bastante elevado, a complexidade de implementação é alta, resultando em custo adicional e elevado consumo de potência. Estas desvantagens podem ser particularmente desfavoráveis era um telefone portátil de bolso no qual o consumo e o preço das baterias são importantes. Na prática usual de transmissão por meio de telefones digitais, a forma de onda de fala é representada em um formato digital na forma de amostras de fala com 8 bits a uma taxa de amostra de 8 kHz. 0 sistema CDMA poderia codificar as amostras de 8 bits diretamente em ângulos de fase de portadora. Isto eliminaria a necessidade de um vocoder ou de um codificador/decodificador FEC. Seria necessário também uma relação sinal/ruído ligeiramente mais elevada para um bom desempenho, resultando em menor capacidade. Em outra alternativa, as amostras de fala de 8 bits poderíam ser diretamente codificadas em amplitudes de portadora. Ainda em outra alternativa, as amostras da forma de onda de fala poderíam ser codificadas em fases e amplitudes de portadora.

[00223] A descrição precedente das modalidades preferidas é fornecida a fim de capacitar qualquer pessoa versada técnica a fabricar ou usar a presente invenção. As várias modificações a estas modalidades ficarão prontamente evidentes para todos os versados na técnica, e os princípios gerais aqui definidos podem ser aplicados a outras modalidades sem o uso da faculdade inventiva. Assim, a presente invenção não pretende ser limitada às modalidades aqui apresentadas, mas poderá assumir o mais

83/83 amplo escopo consistente com os princípios e as características aqui introduzidas.

novas

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Claims (41)

1. REIVINDICAÇÕES

   1. Sistema de modulação para uso em comunicações por espalhamento espectral, compreendendo:

   gerador (254i, 254j) para gerar um primeiro sinal de sequência ortogonal atribuído a um sinal de informação de entrada pelo período de sua duração e correspondendo a uma sequência selecionada dentre uma pluralidade de sequências binárias ortogonais;

   o sistema de modulação caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

   gerador PN (196, 198) para gerar um sinal de pseudo-ruído PN correspondente a uma sequência binária PN predeterminada; e combinador (252i, 252j, 256i, 256j, 258i, 258j 284, 286, 292) para combinar o primeiro sinal de sequência ortogonal com o sinal de informação de entrada e o sinal PN para produzir um sinal combinado que define o sinal de informação de entrada em um canal.
2. 2. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

   gerador (200) para gerar um segundo sinal de sequência ortogonal atribuído diferente do primeiro sinal de sequência ortogonal; e combinador (202, 204) para combinar o segundo sinal de sequência ortogonal atribuído com o sinal PN para formar um sinal piloto.
3. 3. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que o combinador (284, 286, 292) está preparado para combinar o sinal combinado com o sinal piloto para prover um sinal resultante.

   2/12
4. 4. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 1, 2 ou 3, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente um embaralhador de dados (253i, 253j) para embaralhar o sinal de informação de entrada.
5. 5. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

   combinador (254j, 252j) para receber pelo menos um sinal de informação de entrada adicional, para gerar para cada sinal de informação de entrada adicional um sinal de sequência ortogonal adicional atribuído a cada sinal de informação de entrada adicional e cada sinal diferente do primeiro sinal de sequência ortogonal e cada outro sinal de sequência ortogonal adicional, e para combinar cada sinal de sequência ortogonal adicional com um respectivo sinal dentre os sinais de informação de entrada adicionais.
6. 6. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente o combinador (254j, 252j) para receber pelo menos um sinal de informação de entrada adicional, para gerar para cada sinal de informação de entrada adicional um sinal de sequência ortogonal adicional atribuído a cada sinal de informação de entrada adicional e cada um diferente dos primeiro e segundo sinais de sequência ortogonal e cada outro sinal de sequência ortogonal adicional, e para combinar cada sinal de sequência ortogonal adicional com um respectivo sinal dentre os sinais de informação de entrada adicionais.
7. 7. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente meios para transmitir (294, 296, 299) para modular o sinal resultante sobre um sinal de portadora e transmitir um sinal de portadora modulado.

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8. 8. Sistema de modulação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 7, caracterizado pelo fato de que o gerador PN (196, 198) para gerar o sinal PN compreende:

   primeiro gerador PN (196) para gerar um primeiro sinal de espalhamento espectral usando um. código de chip PN em fase; e segundo gerador PN (198) para gerar um segundo sinal de espalhamento espectral usando um código de chip PN de fase em. quadratura diferente do código de chip PN em fase.
9. 9. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que:

   o gerador para gerar um segundo sinal de sequência ortogonal atribuído compreende um gerador de sequência Walsh de canal piloto (200) para gerar uma. sequência de chip Walsh predeterminada para uso como um sinal de sequência ortogonal de canal piloto; e o combinador para combinar o segundo sinal de sequência ortogonal atribuído com. o sinal PN compreende:

   primeiro combinador de canal piloto (202) para receber e combinar o primeiro sinal de espalhamento espectral com o sinal de sequência ortogonal de canal piloto para produzir um primeiro sinal de saída de canal piloto; e segundo combinador de canal piloto (204) para receber e combinar o segundo sinal de espalhamento espectral com o sinal de sequência ortogonal de canal piloto para produzir um segundo sinal de saída de canal piloto.
10. 10. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que a sequência

    4/12 de chip Walsh predeterminada compreende uma sequência toda de zeros.
11. 11. Sistema de modulação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 8 a 10, caracterizado pele fato de que:

    o gerador para gerar um primeiro sinal de sequência ortogonal compreende um gerador de sequência Walsh de canal de usuário (254i, 254j) para gerar uma sequência de chips Walsh selecionada de chips de estado zero e um para uso como um sinal de sequência ortogonal de canal de usuário; e o combinador para combinar o primeiro sinal de sequência ortogonal com a informação de entrada e o sinal PN compreende:

    primeiro combinador de canal de usuário (252i) para receber e combinar o sinal de informação de entrada com o sinal de sequência ortogonal de canal de usuário gerado para produzir um sinal de informação ortogonalizado de canal de usuário;

    segundo combinador de canal de usuário (25Si) para receber e combinar o primeiro sinal de espalhamento espectral com o sinal de informação ortogonalizado de canal de usuário gerado para produzir um primeiro sinal de saída de canal de usuário; e terceiro combinador de canal de usuário (258i) para receber e combinar o segundo sinal de espalhamento espectral com o sinal de informação ortogonalizado de canal de usuário gerado para produzir um segundo sinal de saída de canal de usuário.
12. 12. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que:

    o gerador para gerar um primeiro sinal de sequência ortogonal compreende adicionalmente um gerador de

    5/12 sequência Walsh de outro canal de usuário (254j) para gerar outra sequência de chips Walsh selecionada de chíps de estado zero e um para uso como um respectivo sinal de sequência ortogonal de outro canal de usuário;

    o combinador para combinar o primeiro sinal de sequência ortogonal com a informação de entrada e o sinal PN compreende adicionalmente:

    primeiro combinador (252j) de outro canal de usuário para receber e combinar outro sinal de informação de entrada com o sinal de sequência ortogonal de outro canal de usuário gerado para produzir um sinal de informação ortogonalizado de outro canal de usuário;

    segundo combinador (256j) de outro canal de usuário para receber e combinar o primeiro sinal de espalhamento espectral com o sinal de informação ortogonalizado de outro canal de usuário gerado para produzir um primeiro sinal de saída de outro canal de usuário; e terceiro combinador (258j) de outro canal de usuário para receber e combinar o segundo sinal de espalhamento espectral com o sinal de informação ortogonalizado de outro canal de usuário gerado para produzir um segundo sinal de saída de outro canal de usuário.
13. 13. Sistema de modulação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 12, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

    um codificador (2501, 250j) para correção antecipada de erro codificando cada sinal de informação de entrada; e um intercalador (251i, 251j} para intercalar cada sinal de informação de entrada codificado e prover sinais

    6/12 de informação de entrada codificados intercalados resultantes.

    '
14. 14. Sistema de modulação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 13, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente um vocoder para prover cada sinal de informação de entrada como quadros de dados digitais de voz codificados por voz de taxa variável.
15. 15. Sistema de modulação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 14, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente um vocoder para prover cada sinal de informação de entrada como uma sequência de quadros de dados de tempo fixo, em que cada quadro de dados compreende um número variável de bits de dados de voz codificados por voz de taxa variável.
16. 16. Sistema de modulação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 15, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente meios para inserir dados de bit de controle de potência em cada sinal de informação de entrada.
17. 17. Sistema de modulação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 16, caracterizado pelo fato de que o sinal PN é um código PN de sequência linear de comprimento máximo com comprimento aumentado.
18. 18. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que:

    cada um dentre os sinais de informação de entrada consiste em dados de taxa variável providos como bits de dados em quadros de dados de uma duração de tempo predeterminada, o codificador (2501, 250j) está adaptado para gerar um número predeterminado de símbolos para cada bit de dados em cada quadro e repetir os símbolos de forma a manter um número constante de emissões de símbolos de por quadro.

    7/12
19. 19. Sistema de modulação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 18, caracterizado pelo fato de que:

    o gerador (200) para gerar um primeiro sinal de sequência ortogonal é adaptado para gerar o primeiro sinal de sequência ortogonal a uma taxa pré-selecionada; e o gerador PN (196, 198) para gerar um sinal PN está adaptado para gerar chips de código PN na taxa préselecionada .
20. 20. Sistema de modulação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 19, caracterizado pelo fato de que cada um dentre os sinais de sequência ortogonal é selecionado a partir de um conjunto de sequências Walsh.
21. 21. Sistema de modulação, de acordo com a reivindicação 20, caracterizado pelo fato de que cada sequência Walsh compreende 64 chips Walsh.
22. 22. Método para modular um sinal em um sistema de comunicação por espalhamento espectral, compreendendo as etapas de:

    gerar um primeiro sinal de sequência ortogonal atribuído a um sinal de informação de entrada pelo período de sua duração e correspondendo a uma sequência selecionada dentre uma pluralidade de sequências binárias ortogonais;

    o método c ar ac te r i z a do pelo fato de que compreende adicionalmente:

    gerar um sinal de pseudo-ruído PN correspondendo í í a uma sequência binária PN predeterminada; e combinar o primeiro sinal de sequência ortogonal com o sinal de informação de entrada e o sinal PN para produzir um sinal combinado que define o sinal de informação de entrada em um canal.
23. 23. Método, de acordo com a reivindicação 22, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

    8/12 gerar um segundo sinal de sequência ortogonal atribuído diferente do primeiro sinal de sequência ortogonal; e combinar o segundo sinal de sequência ortogonal atribuído com o sinal PN para formar um sinal piloto.
24. 24. Método, de acordo com a reivindicação 23, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente combinar o sinal combinado com o sinal piloto para prover um sinal resultante.
25. 25. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 22 a 24, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente embaralhar o sinal de informação de entrada.
26. 26. Método, de acordo com a reivindicação 22, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

    receber pelo menos um sinal de informação de entrada adicionai;

    gerar para cada sinal de informação de entrada adicional um sinal de sequência ortogonal adicional atribuído a cada sinal de informação de entrada adicional e

    cada sinal diferente do primeiro sinal de sequência ortogonal e cada outro sinal de sequência ortogonal adicional; e combinar cada sinal de sequência ortogonal adicional com um respectivo sinal dentre os sinais de

    informação de entrada adicionais.
27. 27. Método, de acordo com a reivindicação 23, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

    receber pelo menos um sinal de informação de entrada adicional;

    gerar, para cada sinal de informação de entrada adicional, um sinal de sequência ortogonal adicional atribuído a cada sinal de informação de entrada adicional e

    9/12 cada sinal diferente dos primeiro e segundo sinais de sequência ortogonal e cada outro sinal de sequência ortogonal adicional; e combinar cada sinal de sequência ortogonal adicional com um respectivo sinal dentre os sinais de informação de entrada adicionais.
28. 28. Método, de acordo com a reivindicação 24, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

    modular o sinal resultante sobre um sinal de portadora; e transmitir um sinal de portadora modulado.
29. 29. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 22 a 28, caracterizado pelo fato de que a geração do sinal PN compreende:

    gerar um primeiro sinal de espalhamento espectral usando um código de chip PN em fase; e gerar um segundo sinal de espalhamento espectral usando um código de chip PN de fase em quadratura diferente do código de chip PN em fase.
30. 30. Método, de acordo com a reivindicação 29, caracterizado pelo fato de que:

    a geração de um segundo sinal de sequência ortogonal atribuído compreende gerar uma sequência de chip Walsh predeterminada para uso como um sinal de sequência ortogonal de canal piloto; e a combinação do segundo sinal de sequência ortogonal designado com o sinal PN compreende:

    receber e combinar o primeiro sinal de espalhamento espectral com o sinal de sequência ortogonal de canal piloto para produzir um primeiro sinal de saída do canal piloto; e receber e combinar o segundo sinal de espalhamento espectral com o sinal de sequência ortogonal

    10/12 de canal piloto para produzir um segundo sinal de salda de canal piloto.
31. 31. Método, de acordo com a reivindicação 30, caracterizado pelo fato de que a sequência de chip Walsh predeterminada compreender uma sequência toda de zeros.
32. 32. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 29 a 31, caracterizado pelo fato de que:

    gerar um primeiro sinal de sequência ortogonal compreende gerar uma sequência de chips Walsh selecionada de chips de estado zero e um. para uso como um sinal de sequência ortogonal de canal de usuário; e combinar o primeiro sinal de sequência ortogonal

    com o sinal de informação de entrada e o sinal PN compreende: receber e combinar o sinal de informação de entrada com o sinal, de sequência ortogonal de canal de

    usuário gerado para produzir um sinal de informação

    ortogonali zado de canal de receber e usuário; sinal de combinar o primeiro espalhamento espectral com o sinal de informação ortogonalizado de canal de usuário gerado para produzir um primeiro sinal de saída de canal de usuário; e receber e combinar o segundo sinal de espalhamento espectral c om o sinal de informação ortogonalizado de canal de usuário gerado para produzir um segundo sinal. de saída de canal, de i usuário. 33. Método, de acordo com a reivindicação 32, caracterizado pelo fato de que:

    gerar um segundo sinal de sequência ortogonal de outra sequência de chips Walsh selecionada de chips de

    estado zero e um para uso como sinal de sequência ortogonal de outro canal; e

    11/12 combinar o segundo sinal de sequência ortogonal com um outro sinal, de informação de entrada e o sinal PN compreende:

    receber e combinar o outro sinal de informação de entrada com o sinal de sequência ortogonal de outro canal gerado para produzir um sinal de informação ortogonaiizado de outro canal;

    receber e combinar o primeiro sinal· de espectral com o sinal de informação de outro canal gerado para produzir um de saida de outro canal e receber e combinar o segundo sinal de espectral com o sinal de informação de outro canal gerado para produzir um

    segundo sinal de saída de outro canal.
33. 34. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 22 a 33, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente codificar por correção antecipada de erro, e intercalar cada sinal de informação de entrada.
34. 35. Método, de acordo com a qualquer uma das reivindicações 22 a 34, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente prover cada sinal de informação de entrada como quadros de dados digitais de voz codificados por voz de taxa variável.
35. 36. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 22 a 35, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente prover cada sinal de informação de entrada como uma sequência de quadros de dados de tempo fixo, em que cada quadro de dados compreende um número variável de bits de dados de voz codificados por voz de taxa variável.
36. 37. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 22 a 36, caracterizado pelo fato de que o

    12/12 sinal de informação de entrada compreende dados de bit de controle de potência.
37. 38. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 22 a 37, pelo fato de que o sinal PN é um código PN de sequência linear de comprimento máximo e comprimento aumentado.
38. 39. Método, de acordo com a reivindicação 34, caracterizado pelo fato de que o sinal de informação de entrada consiste em dados de taxa variável providos como bits de dados em quadros de dados de uma duração de tempo predeterminada, um número predeterminado de símbolos sào gerados para cada bit, de dados em cada quadro e símbolos são repetidos de modo a manter um número constante de emissões de símbolos por quadro.
39. 40. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 22 a 39, caracterizado pelo fato de que:

    gerar um primeiro sinal de sequência ortogonal compreende gerar o primeiro sinal de sequência ortogonal a uma taxa pré-selecionada; e gerar um sinal PN compreende gerar chips de código PN na taxa pré-selecionada.
40. 41. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 22 a 40, caracterizado pelo fato de que cada um dos sinais de sequência ortogonal é selecionado dentre um conjunto de sequências Walsh.
41. 42. Método, de acordo com a reivindicação 41, caracterizado pelo fato de que cada sequência Walsh compreende 64 chips Walsh.

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