JP2958433B2 - Ｃｄｍａセルラ電話の信号波形発生のためのシステムおよび方法 - Google Patents

Ｃｄｍａセルラ電話の信号波形発生のためのシステムおよび方法

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Description

【発明の詳細な説明】 I.発明の技術分野 本発明はセルラ電話システム、特にスペクトル拡散通
信信号を使用した移動体セルラ電話システムまたは衛星
移動体電話システムにおける情報通信用の画期的で改良
されたシステムおよび方法に関する。
II.関連技術の説明 コード分割多元接続（CDMA）変調技術の使用は多数の
システムユーザが存在する通信を助長する種々の技術の
うちの１つである。時間分割多元接続（TDMA）、周波数
分割多元接続（FDMA）、振幅圧伸単一側波帯（ACSSB）
のようなAM変調方式のような他の多元接続通信システム
技術が技術で知られている。しかし、CDMAのスペクトル
拡散変調技術は多元接続通信システムのためのこれらの
変調技術にまさる大きい利点を有する。多元接続通信シ
ステムのCDMA技術の使用は1990年２月13日出願の“SPRE
AD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM U
SING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS"と題する米
国特許第4,901,307号明細書に記載されている。
多元接続技術が記載されているこの前述の特許ではそ
れぞれトランシーバを有する多数の移動体電話システム
のユーザがコード分割多元接触（CDMA）スペクトル拡散
通信信号を使用して衛星中継器又は地球上の基地局（セ
ルサイト局、セルサイトまたは略してセルとも言う）を
通して通信する。CDMA通信を使用して周波数スペクトル
を多数回再使用することができ、従ってシステムユーザ
の容量を増加させることができる。CDMAを使用すると、
他の多元接続技術を使用して得られる結果よりかなり高
いスペクトル効率を得られる。
衛星チャネルは典型的にリシアンとして特徴づけられ
るフェージングを経験する。従って受信信号はレイリー
フェージング統計を有する多重反射成分と合算された直
接成分からなる。直接成分と反射成分との間のパワー比
は移動体ユニットのアンテナの特性と移動体ユニットの
環境によって決定され、典型的に６〜10dB程度である。
衛星チャネルと対照的に、地球チャネルは直接成分な
しに典型的にレイリーフェージングを受けた成分からな
る信号フェージングを経験する。従って、地球チャネル
はリシアンフェージングが主なフェージング特性である
衛星チャネルよりもよりシビアなフェージング状況を示
す。
地球チャネル信号のレイリーフェージング特性は物理
的環境の多くの異なった特徴から反射される信号により
引起こされる。結果として信号は、異なった伝送遅延を
有する多くの方向から移動体ユニット受信機に到着す
る。通常、セルラ移動体電話システムを含む移動体無線
通信を使用するUHF周波数帯域では異なったパスを伝播
する信号の顕著な位相差が生じる。信号の破壊的加算の
可能性は深いフェードが生じるとき結果として生じる。
地球チャネルフェージングは移動体ユニットの物理的
位置の非常に強い関数である。移動体ユニット位置の小
さな変化は全ての信号伝播パスの物理的遅延を変化さ
せ、これはさらに各パスの位相を異なったものとする。
従って、その環境を通過する移動体ユニットの動作はか
なり急速なフェージングプロセスを生じる。例えば、85
0MHzのセルラ無線周波数帯域ではこのフェージングは典
型的に毎秒、毎マイル、毎時間１フェードの移動体速度
と同速度である。このシビアなフェージングは地球チャ
ネルの信号に対して非常に破壊的であり、通信品質が低
い結果となる。フェージングの問題を克服するために付
加的な送信パワーを使用できる。しかしこのようなパワ
ーは干渉の増加によりユーザとシステムの両者における
過度のパワー消費を効果的に増加する。
米国特許第4,901,307号明細書に記載されているCDMA
変調技術は衛星又は地上の中継器を使用する通信システ
ムに使用される狭帯域変調技術にまさる多くの利点を提
供する。地球チャネルは特にマルチパス信号に関して通
信システムに特別な問題を提起する。CDMA技術の使用に
より、地球チャネルの特別な問題が、マルチパスの例え
ばフェージングの悪影響の緩和により克服されることを
可能にし、一方でその利点を利用している。
CDMAセルラ電話システムでは同一の周波数帯域を全て
のセルの通信に使用することができる。処理利得を提供
するCDMA波形特性もまた、同一の周波数帯域を占める信
号を弁別するために使用される。さらに、パス遅延差が
PNチップ継続期間即ち1/帯域幅を超過するのであれば、
高速疑似雑音（PN）変調は多くの異なった伝播パスを分
離できるようにする。約1MHzのPNチップ速度がCDMAシス
テムで使用されると、システムデータ速度と拡散帯域幅
との比率と等しいフル拡散スペクトル処理利得を、所望
のパスからパス遅延で１マイクロ秒以上異なるパスに対
して使用することができる。１マイクロ秒のパス遅延差
は約1,000フィートのパス距離差に相当する。都会の状
況では典型的に１マイクロ秒を超過するパス遅延差が与
えられ、ある地域では10乃至20マイクロ秒に達したこと
が報告されている。
通常の電話システムにより使用されるアナログFM変調
のような狭帯域変調システムでは、マルチパスの存在は
重大なマルチパスフェージングを生じる。しかし、広帯
域CDMA変調では異なったパスは復調処理で弁別される。
この弁別はマルチパスフェージングの重要度を減少す
る。マルチパスフェージングは、特定のシステムに対す
るPNチップ継続期間より少い遅延差を有するパスが時々
存在するので、CDMA弁別技術の使用において完全にはな
くならない。この程度のパス遅延を有する信号は復調器
で弁別されず、ある程度のフェージングを生じる。
それ故システムがフェージングを減少することを可能
にするある形態のダイバーシティが提供されることが所
望される。ダイバーシティはフェージングの有害な影響
を緩和する１つの方法である。３つの主なタイプのダイ
バーシティが存在する。即ち時間ダイバーシティ、周波
数ダイバーシティ、空間ダイバーシティである。
時間ダイバーシティは反復、時間インターリーブ、エ
ラー検出、反復の形態のエンコードを使用することによ
り最も良く得ることができる。本発明は時間ダイバーシ
ティの形態として３つの各技術を使用する。
広帯域幅信号である本質的な特性によりCDMAは信号エ
ネルギを広帯域幅に拡散することにより周波数ダイバー
シティの形態を提供する。それ故周波数選択的フェージ
ングはCDMA信号帯域幅のわずかな部分にのみ影響する。
空間またはパスダイバーシティは、２またはそれ以上
のセルサイトを通過する移動体ユーザからの同時的なリ
ンクを通して複数の信号パスを提供することにより得ら
れる。さらに、パスダイバーシティは異なった伝播遅延
で到着する信号が別々に受信され処理されることを可能
にすることによりスペクトル拡散処理を通してマルチパ
ス環境を活用することにより得られる。パラダイバーシ
ティの例は、“SOFT HANDOFF IN A CDMA CELLUAR TELEP
HONE SYSTEM"と題する1989年11月７日出願の米国特許出
願第07/433,030号（1992年３月31日に発行された米国特
許第5,101,501号）に、そして同じく“DIVERSITY RECEI
VER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"と第する19
89年11月７日出願の米国特許出願第07/432,522号（1992
年４月28日に発行された米国特許第5,109,390号）に記
載されている。
有害なフェージング影響はさらに送信機パワーの制御
によりCDMAシステムで、ある程度の量に制御することが
できる。セルサイトおよび移動体ユニットパワー制御用
のシステムは、“METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLI
NG TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR MOBILE TE
LEPHONE SYSTEM"と題する1989年11月７日出願の米国特
許出願第07/433,031号（1991年10月８日に発行された米
国特許第5,056,109号）に記載されている。
米国特許第4,901,307号明細書に記載されているよう
なCDMA技術は、移動体および衛星通信の両方向リンクの
コヒーレント変調と復調の使用を考察している。従っ
て、ここで記載されていることは、衛星から移動体への
リンクとセルから移動体へのリンク（以下「セル−移動
体リンク」という）のコヒーレント位相基準として、パ
イロット搬送波信号を使用することである。しかし、地
球セル状況ではチャネルの結果的な位相崩壊を持つマル
チパスのフェージングの重大度は、移動体からセルへの
リンク（以下「移動体−セルリンク」という）に対して
コヒーレント復調技術を使用することを妨げる。本発明
はコヒーレントでない変調と復調技術を使用することに
より移動体−セルリンクのマルチパスの悪影響を克服す
る手段を提供する。
米国特許第4,901,307号明細書で記載されているCDMA
技術は、比較的長いPNシーケンスの使用を試みており、
各ユーザのチャネルには異なったPNシーケンスが割当て
られている。異なったPNシーケンス間の相互相関とゼロ
以外のあらゆる時間シフトに対するPNシーケンスの自己
相関は、両者ともゼロ平均値を有し、これは異なったユ
ーザの信号が受信において弁別できるようにする。
しかし、このようなPN信号は直交しない。情報ビット
時間のような短い時間間隔では相互相関は平均がゼロで
あるが、相互相関は二項分布になる。このように、同一
のパワースペクトル密度における広帯域幅のガウス雑音
である場合とちょうど同じくらい互いに信号が干渉す
る。従って、他のユーザ信号または相互の干渉雑音は最
終的に達成可能な容量を制限する。
マルチパスが存在すると、広域帯PN CDMAシステムに
パスダイバーシティを提供できる。１マイクロ秒のパス
遅延差より大きい値で２以上のパスが利用できれば、２
以上のPN受信機を使用してこれらの信号を別々に受信す
ることができる。これらの信号が典型的にマルチパスフ
ェージングで独立性を示すので、即ちこれらは通常一緒
にフェードしないので、２つの受信機の出力はダイバー
シティ結合することができる。それ故性能の損失は両方
の受信機が同時にフェードしたときのみ生じる。
本発明の１つの観点はダイバーシティ結合器との組合
せで２以上のPN受信機を提供することである。フェージ
ングを克服するようにマルチパス信号の存在を活用する
ために、パスダイバーシティの結合動作が行われること
を可能にする波形を使用することが必要である。
それ故本発明の目的は、相互干渉を減少することによ
り、より多くのユーザ容量を許容し、パスダイバーシテ
ィをサポートすることによりフェージングを克服するよ
うに、直交しているPNシーケンスを生成することであ
る。
発明の概要 移動体セルラ電話環境におけるスペクトル拡散通信技
術、特にCDMA技術の実現は、他の通信システム技術にま
さるシステムの信頼性と容量を大きく増強する特徴を提
供する。前述のCDMA技術はフェージングおよび干渉のよ
うな問題を容易に克服することを可能にする。従ってCD
MA技術はさらに多くの周波数再使用を促進し、システム
ユーザ数の実質的な増加を可能にする。
本発明は、相互干渉が減少され、より高い容量とより
優れたリンク性能を可能にするようにユーザの間の直交
性を提供するPNシーケンスを構成するための新規で改良
された方法およびシステムである。コード時間フレーム
が互いに時間整列されてさえいれば、直交PNコードによ
り、相互相関は予め定められた時間間隔に対してゼロで
あり、直交コード間に干渉のない結果を生じる。
実施態様では信号は直接シーケンススペクトル拡散通
信信号を使用してセルサイトと移動体ユニットとの間で
通信される。セル−移動体リンクではパイロット、同
期、ページング、音声チャネルが規定される。セル−移
動体リンクチャネルで通信される情報は通常、エンコー
ドされ、インターリーブされ、カバーされたシンボルの
直角位相偏移キー（QPSK）拡散と共に各BPSKシンボルの
直交したカバーリングで２位相偏移キー（BPSK）で変調
される。
移動体−セルリンクではアクセスおよび音声チャネル
が規定されている。移動体−セルリンクチャネルで通信
される情報は通常、エンコードされ、インターリーブさ
れ、QPSK拡散をともなう直交信号である。
本発明の特徴、目的、利点は図面を伴った後述の詳細
な説明より明白であり、図面の参照数字は同一のものに
対して示されている。
図面の簡単な説明 図１はCDMAセルラ電話システムの実施態様の概略図で
ある。
図２はCDMAセルラ電話システムに設けられたセルサイ
ト装置のブロック図である。
図３はセルサイト受信機のブロック図である。
図４はセルサイト送信変調器のブロック図である。
図５は同期チャネルシンボル同期の１例のタイミング
図である。
図６は直交カバーリングを有する同期チャネルタイミ
ングの実施態様のタイミング図である。
図７は総合的なセル−移動体リンクタイミングのタイ
ミング図の１例である。
図８は移動体電話スイッチング局装置のブロック図で
ある。
図９はCDMAセルラ電話システムのCDMA通信のために配
置された移動体ユニット電話装置のブロック図である。
図10は移動体ユニット受信機のブロック図である。
図11は移動体ユニット送信変調器のブロック図であ
る。
図12はバースト伝送の可変データ速度の移動体−セル
リンクのタイミング図の１例である。
図13は総合的な移動体−セルリンクタイミングのタイ
ミング図の１例である。
好ましい実施例の説明 CDMAセルラ電話システムでは各セルサイトは複数の変
調器復調器ユニット又はスペクトル拡散変復調装置を有
する。各変復調装置はデジタルスペクトル拡散送信変調
器と少なくとも１つのデジタルスペクトル拡散データ受
信機とサーチ受信機とを具備する。セルサイトの各変復
調装置は、割当てられた移動体ユニットとの通信を容易
にするために必要なように移動体ユニットに割当てられ
る。
古いセルサイトの変復調装置が通話のサービスを継続
する一方、新しいセルサイト変復調装置が移動体ユニッ
トに割当てられるCDMAセルラ電話システムに対して柔軟
なハンドオフ方式が使用される。移動体ユニットが２つ
のセルサイトの間の転移領域に位置している時、信号強
度の指令通りに通話をセルサイトの間で切替ることがで
きる。移動体ユニットが常に少なくとも１つのセルサイ
ト変復調装置を通して通信されるので、サービス中の移
動体ユニットに対する不通の影響は少ない。従って移動
体ユニットは、フェージングの影響を緩和するダイバー
シティ機能に加えて、ハンドオフ処理を助長するために
複数の受信機を使用する。
CDMAセルラ電話システムでは各セルサイトは“パイロ
ット搬送波”信号を伝送する。セルがセクタに分割され
ると、各セクタは関連する異なったパイロット信号をセ
ル内で有する。このパイロット信号は、初期のシステム
同期を得るためと、セルサイト送信信号の粗時間、周波
数、位相の追跡をするために移動体ユニットにより使用
される。各セルサイトはまた、セルサイト識別、システ
ムタイミング、移動体ページング情報、種々の他の制御
信号のようなスペクトル拡散変調情報を送信する。
各セルの各セクタにより送信されるパイロット信号
は、同一の拡散コードであるが異なったコード位相オフ
セットを有する。位相オフセットによりパイロット信号
を互いに区別することができ、従って発信セルサイト又
はセクタを区別することができる。同一のパイロット信
号コードを使用することにより、移動体ユニットは、全
てのパイロット信号コード位相を通して単一のサーチに
よりシステムタイミング同期を見つけることができる。
各コード位相に対する相関処理によって決定されるよう
な最も強いパイロット信号は容易に識別可能である。識
別された最強のパイロット信号は、通常最も近いセルサ
イトにより送信されたパイロット信号に一致する。しか
し最も隣接したセルサイトにより送信されたか否かにか
かわらず最強のパイロット信号が使用される。
最高強度のパイロット信号の補足、即ち最高強度のパ
イロット信号による移動体の初期同期において、移動体
ユニットはセル内の全てのシステムユーザにより受信さ
れる予定である別の搬送波をサーチする。同期チャネル
と呼ばれるこの搬送波は、システム中の移動体により使
用されるシステム情報を含む放送メッセージを伝送す
る。システム情報は、移動体ユニットにより使用され
る、長いPNコード、インターリーバフレーム、ボコー
ダ、他のシステムのタイミング情報を付加的なサーチな
しに移動体ユニットが同期させることができる情報を伝
達することに加えて、セルサイトとシステムを識別す
る。移動体に対する通話が到着したことを示すメッセー
ジを移動体に送信し、移動体が通話を開始するときのチ
ャネル割当に応答するために、ページングチャネルと呼
ばれる別のチャネルがまた設けられている。
移動体ユニットは、セルサイト隣接セクタに対応する
コードオフセットの受信パイロット搬送波信号コード、
すなわち隣接送信パイロット信号を操作し続ける。この
走査は、隣接するセクタ又はセルから発するパイロット
信号が、最初に最も強度が高いと決定されたパイロット
信号より強くなるかどうかを決定するために行われる。
一方、この通話の不活性モードにおいて、隣接するセク
タ又は隣接するセルサイトのパイロット信号が最初のセ
ルサイトセクタのパイロット信号、すなわちセルサイト
の送信パイロット信号より強度が強くなると、移動体ユ
ニットはより強度の強いパイロット信号と、新しいセク
タ又はセルサイトの対応する同期およびページングチャ
ネルとを捕捉する。
通話が開始されるとき、この通話の継続期間中に使用
するために疑似雑音（PN）コードアドレスが決定され
る。コードアドレスはセルサイトにより割当てられる
か、移動体ユニットの識別子を基礎とする事前調整によ
り決定される。通話の開始後、移動体ユニットは、セル
サイトにより送信され、通信を確立するのに使用された
パイロット信号に加えて、隣接するセクタ又はセルのパ
イロット信号を走査し続ける。パイロット信号の走査
は、隣接するセクタ又はセル送信パイロット信号の１つ
が、移動体ユニットが通信しているセルサイトにより送
信されるパイロット信号により高強度になるかどうかを
決定するために継続される。隣接するセルまたはセルセ
クタと関連するパイロット信号が現在のセルまたはセル
セクタのパイロット信号より高強度になったとき、これ
は、新しいセルまたはセルセクタに入り、ハンドオフが
開始されなければならないことを移動体ユニットに示す
ものである。
本発明の実施例の電話システムが図１に示されてい
る。図１で示されたシステムは、システム移動体ユニッ
ト又は移動体電話とセルサイトとの間の通信にスペクト
ル拡散変調技術を使用する。
大都市のセルラシステムは、数十万の移動体電話を取
扱う数百のセルサイト局を有する。スペクトル拡散技術
の使用、特にCDMAでは、通常のFM変調セルラシステムと
比較して、このサイズのシステムのユーザ容量における
増加を容易に助長する。
図１ではシステム制御装置とスイッチ10はまた移動体
電話スイッチング局（MTSO）と呼ばれており、典型的に
セルサイトに対するシステム制御を行うインターフェー
スと処理回路を含んでいる。制御装置10はまた適切な移
動体ユニットへの送信のために、公衆電話交換網（PST
N）から適切なセルサイトへの電話通話のルーティング
を制御する。制御装置10はまた、少なくとも１つのセル
サイトを経て移動体ユニットからPSTNへの通話のルーテ
ィングを制御する。制御装置10は、移動体ユニットが典
型的に互いに直接的に通信しないので、適切なセルサイ
トを介する移動体ユーザ間の通話を接続する。
制御装置10は専用電話線、光ファイバリンク又はマイ
クロ波通信リンクのような種々の手段によりセルサイト
と結合されている。図１では例示的に２つのこのような
セルサイト12,14が、それぞれセルラ電話装置を含む移
動体ユニット16,18と共に図示されている。ここで説明
され、図示されているようなセルサイト12,14がセル全
体をサービスするものと考えられている。しかしセルは
地理的にセクタに分割され、このセクタはそれぞれ異な
ったカバー範囲として扱われていることを理解すべきで
ある。従って、複数セルに対してここで記載されている
ように同一セルのセクタの間でハンドオフが行われる一
方、ダイバーシティもまたセルに対するのと同様にセク
タの間で行われる。
図１では矢印の線20a〜20bと22a〜22bは、それぞれセ
ルサイト12と移動体ユニット16,18との間の可能な通信
リンクを規定する。同様に矢印の線24a〜24bと26a〜26b
は、それぞれセルサイト14と移動体ユニット16,18との
間の可能な通信リンクを規定する。セルサイト12,14は
実質的に同等のパワーを使用して送信する。
セルサイトサービス領域又はセルは、移動体ユニット
が通常１つのセルサイトに最も近く、１つのセルセクタ
内でセルが複数のセクタに分割されるように地理的形状
が設計される。移動体ユニットがアイドル状態であり、
即ち通話が行われていないとき、移動体ユニットはそれ
ぞれの近くのセルサイトからのパイロット信号送信、も
し適用できるのであれば、セルが複数のセクタに分割さ
れている単一のセルサイトからのパイロット信号送信を
常に監視する。図１で示されているようにパイロット信
号は、出て行く、すなわちフォワード通信リンク20a、2
6aでセルサイト12,14により移動体ユニット16にそれぞ
れ送信される。移動体ユニット16は、セルサイト12,14
から送信されるパイロット信号の信号強度を比較するこ
とにより、どのセルに入っているかを決定することがで
きる。
図１で示されている例では、移動体ユニット16はセル
サイト12に最も隣接していると考えられている。移動体
ユニット16が通話を開始するとき、制御メッセージが最
も近いセルサイトであるセルサイト12に送信される。セ
ルサイト12は通話要求メッセージを受信すると、呼び出
し番号をシステム制御装置10に送信する。システム制御
装置10はPSTNを通じて通話を指定された受信人に接続す
る。
通話がPSTN内で開始されると、制御装置10は通話情報
を領域中の全てのセルサイトに送信する。セルサイトは
それぞれのカバー範囲内に、呼び出された受信移動体ユ
ーザに向けられたページングメッセージを送信する。指
定された受信移動体ユニットがページメッセージを聞き
取ると、最も近いセルサイトに送信される制御メッセー
ジで応答する。この制御メッセージはシステム制御装置
に対して、この特定のセルサイトが移動体ユニットと通
信していることを信号で知らせる。制御装置10はこのセ
ルサイトを通じて移動体ユニットに通話をルーティング
する。移動体ユニット16が最初のセルサイトであるセル
サイト12のカバー範囲から移動すると、別のセルサイト
を通じて通話をルーティングすることにより通話を継続
する試みがなされる。
セルラ電話システムに関し、連邦通信局（FCC）は総
合して移動体−セルリンクに25MHz、セル−移動体リン
クに25MHzを割当てている。FCCは２つのサービス提供者
の間に同等に割り当てており、その一方はサービス領域
のワイヤ線の電話会社であり、他方は抽選で選択されて
いる。割当てられる順序のために、リンクの各方向のそ
れぞれの搬送波に割当てられる12.5MHzはさらに２つの
副帯域に分けられる。ワイヤ線搬送波では副帯域はそれ
ぞれ10MHzおよび2.5MHz幅である。ワイヤ線のない搬送
波では副帯域はそれぞれ11MHzと1.5MHzの幅である。従
って1.5MHzより小さい信号帯域幅は任意の副帯域に適合
させることができ、2.5MHzより小さい帯域幅は１つの帯
域以外の全ての帯域に適合させることができる。
利用できるセルラ周波数スペクトルにCDMA技術を割当
てる際に最大の柔軟性を維持するために、セルラ電話シ
ステムに使用される波形は帯域幅で1.5MHzより小さくな
ければならない。適切な第２の選択は約2.5MHz帯域幅で
あり、ワイヤ線のセルラ搬送波に十分な柔軟性とワイヤ
線のないセルラ搬送波にほぼ十分な柔軟性を可能にす
る。より広い帯域幅を使用することは増加したマルチパ
ス弁別を提供する利点を有するが、高価な装置費用と、
割当てられた帯域幅内の周波数割当におけるより低い柔
軟性という形態の不都合な面も存在する。
図１で示したようなスペクトル拡散セルラ電話システ
ムでは、実現される好ましい波形の設計は直接シーケン
ス疑似雑音スペクトル拡散搬送波を含む。PNシーケンス
のチップ速度は好ましい実施例では1.2288MHzに選択さ
れている。この特定のチップ速度は、フィルタ処理後の
約1.25MHzの結果としての帯域幅が、１つのセルラサー
ビス搬送波に割当てられる全帯域幅の約10分の１である
ように選択されている。
的確なチップ速度の選択の別の考察は、チップ速度が
システムで使用されるベースバンドデータ速度により正
確に分けられることが好ましいことである。また除数が
２のべき乗であることも望ましい。好ましい実施例では
ベースバンドデータ速度が毎秒9600ビットであり、1.22
88MHzの選択となりPNチップ速度9600の128倍である。
セル−移動体リンクではスペクトル拡散用のバイナリ
シーケンスは２つの異なったタイプのシーケンスから組
立てられ、それぞれ異なった機能を提供する異なった特
性を有する。マルチパス信号を弁別するために使用され
るセル又はセクタの全ての信号に共有される外部コード
が存在する。外部コードはまた、異なったセル又はセク
タにより移動体ユニットに送信される信号の弁別に使用
される。また単一セクタ又はセルにより送信されるユー
ザ信号の弁別に使用される内部コードも存在する。
セルサイトの送信する信号の好ましい実施例における
搬送波波形設計は１対のバイナリPNシーケンスにより変
調される直角位相（４位相）である正弦搬送波を使用
し、このバイナリPNシーケンス対は単一のセクタ又はセ
ルにより送信される外部コードを提出する。シーケンス
は同一のシーケンス長の２つの異なったPN発生器により
生成される。１つのシーケンスの２位相は搬送波の同位
相チャネル（１チャネル）を変調し、他のシーケンスの
２位相は搬送波の直角位相（Ｑチャネル）を変調する。
結果的な信号は合計され複合４位相搬送波を形成する。
論理“ゼロ”および論理“1"の値が通常バイナリシー
ケンスを示すことに使用されるが、変調処理に用いられ
る信号電圧は論理“1"で＋Ｖボルト、論理“ゼロ”で−
Ｖボルトである。２位相が正弦波信号を変調するため
に、ゼロボルト平均値の正弦は、乗算回路を使用してバ
イナリシーケンスにより制御されるように＋Ｖ又は−Ｖ
電圧レベルにより乗算される。結果的な信号は帯域通過
フィルタを通過することにより帯域制限してもよい。正
弦波信号により乗算される前にバイナリシーケンススト
リームを低域通過フィルタに通し、動作の順序を交換す
ることは技術的に知られている。直交位相変調器は異な
ったシーケンスによりそれぞれ駆動される２つの２位相
変調器で構成され、２位相変調器で使用される正弦信号
は位相シフトが90゜である。
好ましい実施例では送信信号搬送波のシーケンス長は
32768チップに選択されている。この長さのシーケンス
は、変形された最大の長さの線形シーケンス発生器によ
りゼロビットを長さ32767チップシーケンスに加えるこ
とにより生成することができる。結果としてのシーケン
スは良好な相互相関と自己相関特性を有する。良好な相
互相関と自己相関特性は、異なったセルにより送信され
るパイロット搬送波の間の相互干渉を阻止するために必
要である。
この長さの短いシーケンスは、移動体ユニットが最初
にシステムタイミングの知識なしでシステムに入ったと
きに、移動体ユニットの捕捉時間を最小限にするために
望ましい。タイミングが未知であるので、正確なタイミ
ングを決定するためにシーケンス全体長をサーチする必
要がある。シーケンスが長い程捕捉サーチが必要とする
時間が長くなる。32768より短いシーケンスを使用する
こともできるが、シーケンス長が減少されるとコード処
理利得が減少することが理解されなければならない。処
理利得が減少すると、隣接するセルおよび他のソースか
らの干渉と共にマルチパス干渉の排除も許容できないレ
ベルまで減少される。従って合理的な時間で捕捉される
最長シーケンスを使用することが望ましい。また同期を
最初に捕捉したとき、どのセルに入っているかを知らな
い移動体ユニットが、単一のコード多項式をサーチする
ことによって十分な同期を得ることができるように、全
てのセルで同一のコードの多項式を使用することも好ま
しい。
同期処理を簡単にするためシステムの全てのセルが互
いに同期される。実施例ではセル同期は全てのセルを共
通の時間基準、ナブスタグローバルポジショニングシス
テムの衛星ナビゲーションシステムに同期することで達
成され、この衛星航空システムはユニバーサルコーディ
ネイト時間（UTC）に同期されている。
異なったセルからの信号は基本的なシーケンスの時間
オフセットを提供することにより差動される。各セルに
は、隣接したセルとは異なる基本的シーケンスの異なっ
た時間オフセットが割当てられる。好ましい実施例では
32768反復周期は１組の512タイミングオフセットに分け
られる。512オフセットは64チップの間隔を隔てられて
いる。セルラシステムの各セルの各セクタもまた全ての
送信に使用するために、オフセットの異なった１つに割
当てられる。システムに512以上のセクタ又はセルが存
在すると、オフセットは現在のアナログFMセルラシステ
ムで再使用される周波数と同様の方法で再使用すること
ができる。他の設計では512以外の異なった数が使用さ
れる。パイロット信号オフセット割当の合理的な管理
で、隣接したセルが隣接した時間のオフセットを使用す
る必要はなくなる。
セル又はセルのセクタの１つにより送信される全ての
信号は、ＩおよびＱチャネル用の同一の外部のPNコード
を共有する。信号はまたウォルシュ関数を使用すること
により生成される内部直交コードで拡散される。特定の
ユーザにアドレスされる信号は外部PNシーケンスによ
り、ユーザの電話通話の期間中に、システム制御装置に
より割当てられた特定のウォルシュシーケンスすなわち
ウォルシュシーケンスの１つのシーケンスにより乗算さ
れる。同一の内部コードがＩチャネルおよびＱチャネル
の両者に供給され、内部コードに対して効果的な２位相
である変調が生じる。
２の累乗のｎに対して、それぞれの長さｎのｎ個の直
交バイナリシーケンスがS.W.Golombその他による文献
（Digital Communication with Space Applications, P
rentice−Hall社、1964年、45〜64頁）を参照して設計
できることが技術で知られている。実際、４の倍数で２
百より小さいほとんどの長さに対しても直交バイナリシ
ーケンスセットが知られている。生成が簡単なこのよう
なシーケンスの１つの組はウォルシュ関数と呼ばれ、ア
ダマールマトリックスとしても知られている。
ｎ序数のウォルシュ関数は以下のように反復的に規定
することができる。
ここでＷ′はＷの論理補数を示し、Ｗ（１）＝|0|で
ある。
従って、 Ｗ（８）は以下のようになる。
ウォルシュシーケンスはウォルシュ関数マトリックス
の１つの行である。序数ｎのウォルシュ関数はそれぞれ
の長さがｎビットであるｎ個のシーケンスを有する。
シーケンスが互いに時間整列されているならば、序数
ｎ（他の直交関数と同様）のウォルシュ関数はｎコード
シンボルの時間間隔にわたってセット内の全ての異なっ
たシーケンス間の相互相関はゼロである特性を有する。
このことはビットの丁度半分においてすべてのシーケン
スが他のすべてのシーケンスと異なっていることに注目
することにより明らかである。常に全てのゼロを有する
１つのシーケンスがあることと他の全てのシーケンスが
１を半分とゼロを半分有することも注目すべきである。
隣接したセルおよびセクタは、隣接したセルおよびセ
クタに使用される外部PNコードが異なっているため、ウ
ォルシュシーケンスを再使用することができる。特定の
移動体位置と２以上の異なったセル間の信号の異なった
伝播時間のため一度に両者のセルのウォルシュ関数直交
に必要な時間整列の条件を満足することは可能ではな
い。従って、異なったセルから移動体ユニットに到着す
る信号の間の弁別を行うため外部PNコードに信頼を置か
なければならない。しかし、セルにより送信された全て
の信号は互いに直交し、従って互いの干渉に関与しな
い。このことはほとんどの位置の大部分の干渉を消去
し、より高い容量が得られることを可能にする。
システムはさらに可変速度チャネルである音響チャネ
ルを想定し、この可変速度チャネルのデータ速度は使用
上データ速度を制御するのに必要な最小限のオバーヘッ
ドでデータブロックからデータブロックへ変化される。
可変データ速度の使用は有益でない会話が伝送されたと
き不必要な伝送を除去することにより相互干渉を減少さ
せる。会話活動の変化に従って各ボコーダブロック中の
変化するビット数を生成するためボコーダ内でアルゴリ
ズムが使用される。会話活動の期間中、ボコーダは話者
の言語活動によって20,40,80,160ビットを含む20ミリ秒
のデータブロックを生成する。伝送速度の変化により一
定量の時間でデータブロックを送信することが望まれ
る。さらにどの位のビットが送信されるかを受信機に知
らせるために信号ビットの必要のないことが望ましい。
ブロックはさらに付可的なパリティビットをブロック
するために付可する周期冗長チェックコード（CRCC）を
使用することによりエンコードされ、このパリティビッ
トはデータのブロックが正確に解読されているかどうか
を決定することに使用することができる。CRCCチェック
コードは予め定められたバイナリ多項式でデータブロッ
クを分割することにより生成される。CRCCは分割処理の
残留ビットの全部又は一部を有する。CRCCは同じ残留ビ
ットの再生成および受信した残留ビットが再生されたチ
ェックビットと同様であるかを検査することにより受信
機でチェックされる。
この開示された発明では受信デコーダは全ての可能な
ブロック長が試験されるまでそれが160ビットを含むよ
うに、そして80ビット等を含むかのようにブロックを解
読する。CRCCは各試験的解読で算出される。試験解読の
１つが正確なCRCCを生じるとデータブロックは受信さ
れ、さらに続く処理のためにボコーダに伝送される。試
験的な解読が有効なCRCCを生成しないと、受信したシン
ボルはシステムの信号プロセッサに伝達され、ここで他
の処理動作が選択的に行われる。
セル送信機では送信波形のパワーはブロックのデータ
速度の変化と共に変化される。最高のデータ速度は最も
高い搬送波パワーを使用する。データ速度が最大値より
低いと、パワーを低くすることに加えて、変調器は所望
な伝送速度を達成するのに必要なだけの回数分それぞれ
のデータシンボルのエンコードを繰返す。例えば、最も
低い伝送速度ではそれぞれのエンコードシンボルは４回
繰返される。
移動体送信機ではピークパワーは一定に維持されるが
送信機はデータブロック中の送信されたビット数に応じ
て時間の1/2又は1/4又は1/8にゲートを開かれる。送信
機のオンタイムの位置は移動体ユーザのアドレスしたユ
ーザコード従って疑似ランダム的に変化される。
セルー移動体リンク 好ましい実施例ではウォルシュ関数サイズｎはセル−
移動体リンクで64に等しく（ｎ＝64）設定されている。
さらに送信される64までの異なった信号はそれぞれ特定
の直交シーケンスを割当てられる。各音声会話のフォワ
ードエラー訂正（FEC）エンコードされたシンボルスト
リームは割当てられたウォルシュシーケンスにより乗算
される。各音声チャネルのウォルシュエンコード/FECエ
ンコードシンボルストリームは外部のPNコード波形によ
り乗算される。結果的な拡散シンボルストリームは共に
合計され複合した波形を形成する。
結果的な複合波形は正弦波搬送波に変調され、帯域通
過フィルタに通され、所望の動作周波数に変換され、増
幅され、アンテナシステムにより放射される。本発明の
別の実施例は丁度ここで記載したセルサイト送信信号の
形成動作のいくつかの順序を交換している。例えばアン
テナにより放射される全てのチャネル信号の合算に先立
って外部PNコード波形により各音声チャネルを乗算し、
フィルタ動作を行うことが好ましい。波形動作の順序は
種々の構成の利点および異なった設計を得るために交換
できることも技術で知られている。
セルラサービス用の好ましい実施例の波形設計は米国
特許第4,901,307号明細書に記載されているようにセル
−移動体リンクのパイロット搬送波方法を使用する。全
てのセルは同一の32768の長さのシーケンスを使用する
パイロット搬送波を送信するが相互干渉を防止するため
に異なったタイミングでオフセットされる。
パイロット波形は、全てのゼロのウォルシュシーケン
ス即ち全てのウォルシュ関数で見られる全てゼロからな
るウォルシュシーケンスを使用する。全てのセルのパイ
ロット搬送波に対して全てゼロのウォルシュシーケンス
を使用すると、パイロット波形の初期的サーチが、外部
コードのPN同期が得られた後まで、ウォルシュ関数を無
効にすることを可能にする。ウォルシュフレームはPNシ
ーケンス長のファクターであるウォルシュフレミングの
長さによりPNコードサイクルに固定される。それ故PNコ
ードのセルアドレシングオフセットが64チップの倍数
（又はウォルシュフレーム長）であれば、ウォルシュフ
レミングは外部PNコードタイミングサイクルから絶対的
に知られる。
サービス領域の全てのセルには正確な同期が供給され
る。好ましい実施例では各セルのGPS受信機はローカル
波形タイミングをユニバーサルコーディネイトタイム
（UTC）に同期する。GPSシステムは１マイクロ秒の正確
度より優れた時間同期を可能にする。セルの正確な同期
は移動体が１つのセルから別のセルへ通話の進行中に移
動するときセル間の簡単な通話のハンドオフを容易にす
ることができるようにするため所望である。隣接したセ
ルが同期されると移動体ユニットは新しいセルに同期す
る困難を持たず、従ってスムースなハンドオフを容易に
する。
パイロット搬送波はより大きな信号対雑音比およびこ
の信号に対する干渉マージンを提供するように典型的な
音声搬送波よりも高パワーレベルで送信される。高パワ
ーレベルのパイロット搬送波は初期捕捉サーチが高速度
で行われることと比較的広帯域幅の位相追跡回路により
パイロット搬送波の搬送波位相における非常に正確な追
跡を可能にする。パイロット搬送波の追跡から得られる
搬送波位相は、ユーザの情報信号により変調された搬送
波の復調のための搬送波位相基準として使用される。こ
の技術は多数のユーザの搬送波が搬送波位相基準に対す
る共通のパイロット信号を共有することを可能にする。
例えば、融合して15の同時音響搬送波を送信するシステ
ムではパイロット搬送波は４つの音響搬送波に等しい送
信パワーを割当てられる。
パイロット搬送波に加えて、全てのシステムユーザに
より受信される予定の別の搬送波はセルサイトにより送
信される。同期チャネルと呼ばれるこの搬送波はまたス
ペクトル拡散で同じ32768の長さのPNシーケンスを使用
するが予め割当てられた異なったウォルシュシーケンス
を有する。同期チャネルはシステム中の移動体により使
用されるためのシステム情報を含む放送メッセージを送
信する。システム情報はセルサイトおよびシステムを弁
別し、移動体情報信号に使用される長いPNコードが付加
的なサーチなしで同期されることを可能にする情報を伝
達する。
ページングチャネルと呼ばれる別のチャネルは通話が
移動体に到達したことを示すメッセージを移動体に送信
し、移動体が通話を始めるときチャネル割当に応答する
ように設けられている。
各音声搬送波は電話呼出しの会話のデジタル表示を伝
送する。アナログ会話波形は標準的なデジタル電話技術
を使用してデジタル化され、ボコード処理を使用して毎
秒約9600ビットのデータ速度に圧縮される。このデータ
信号は速度ｒ＝1/2、束縛長Ｋ＝９であり、反復され、
畳み込みエンコードされ、非常に低い信号対雑音比率お
よび干渉比でシステムを動作可能にするエラー検出およ
び訂正機能を提供するためインターリーブされている。
畳み込みエンコード、反復、インターリーブの技術はよ
く知られた技術である。
結果的なエンコードされたシンボルは割当られたウォ
ルシュシーケンスにより乗算され、外部PNコードにより
乗算される。この処理は1.2288MHzのPNシーケンスすな
わち9600pbsデータ速度の128倍という結果を生じる。結
果的な信号はRF搬送波を変調し、他の音声搬送波と共に
パイロットおよびセットアップ搬送波と合計される。加
算はPNシーケンスによる乗算の前後のいずれかでIF周波
数又はベースバンド周波数のような処理の幾つかの異な
った点で達成される。
それぞれの音響搬送波はまた他の音響搬送波のパワー
に関係する送信パワーを設定する値により乗算される。
このパワー制御特性はパワーが比較的好ましくない位置
にいる受信人であることによってより高いパワーを必要
とするリンクに割当られることを可能にする。移動体に
はパワーが無駄なしに適切な動作を行うようにレベルを
設定することを許容する、受信した信号対雑音比を報告
する手段が設けられている。ウォルシュ関数の直交特性
は時間整列が維持されるならば異なった音響搬送波の異
なったパワーレベルを使用することによって妨害されな
い。
図２はセルサイト装置の１実施例のブロック図を示し
ている。セルサイトでは２つの受信システムはそれぞれ
が分離したアンテナと空間ダイバーシティ受信のための
アナログ受信機を有している状態で使用されている。各
受信機システムでは信号は信号がダイバーシティ結合処
理を終えるまで同一に処理される。破線内の要素はセル
サイトおよび１つの移動体ユニットの間の通信と対応す
る要素に一致する。アナログ受信機の出力または他の移
動体ユニットとの通信に使用される他の要素にも提供さ
れる。
図２では第１の受信機システムはアンテナ30、アナロ
グ受信機32、サーチ受信機34、デジタルデータ受信機36
を有する。第１の受信機システムはまた任意のデジタル
データ受信機38を有する。第２の受信機システムはアン
テナ40、アナログ受信機42、サーチ受信機44、デジタル
データ受信機46を有する。
セルサイトまたはセルサイト制御プロセッサ48を有す
る。制御プロセッサ48はサーチ受信機34,44と共にデー
タ受信機36,38,46に結合される。制御プロセッサ48は他
の機能の間で信号処理、タイミング信号生成、パワー制
御、ハンドオフ、ダイバーシティ、ダイバーシティ結合
およびMTSO（図８）とのシステム制御処理インターフェ
ースのような機能を提供する。ウォルシュシーケンス割
当はまた送信機と受信機の割当と共に制御プロセッサ48
により提供される。
両者の受信機システムはデータ受信機36,38,46により
ダイバーシティ結合器とデコーダ回路50に結合される。
デジタルリンク52はダイバーシティ結合器とデコーダ回
路50の出力を受信するように結合される。デジタルリン
ク52はまた制御プロセッサ48、セルサイト送信変調器5
4、MTSOデジタルスイッチに結合されている。デジタル
リンク52は制御プロセッサ48の制御の下で、セルサイト
送信変調器54および回路50と、MTSO（図８）への信号又
はMTSOからの信号を通信するために使用されている。
移動体ユニットの送信信号は予め定められた速度でク
ロックされるPNシーケンスにより変調される直接シーケ
ンスの拡散信号であり、この予め定められた速度は好ま
しい実施例では1.2288MHzである。このクロック速度は
9.6Kbpsベースバンドデータ速度の整数倍であるように
選択される。
アンテナ30で受信される信号はアナログ受信機32に供
給される。受信機32の詳細はさらに図３で示されてい
る。アンテナ30で受信された信号は周波数ダウンコンバ
ータ100に供給され、この周波数ダウンコンバータ100は
RF増幅器102およびミキサ104を備えている。受信信号は
RF増幅器への入力として供給され、ここでこれらは増幅
され、ミキサ104の入力へ出力される。ミキサ104は周波
数シンセサイザ106からの出力である別の入力を供給さ
れる。増幅されたRF信号はミキサ104で周波数同期出力
信号と混合することにより1F周波数に変換される。
IF信号がミキサ104から帯域通過フィルタ（BPF）10
8、典型的には1.25MHzの通過帯域を有する表面弾性波
（SAW）フィルタに出力され、ここでこれらは帯域通過
フィルタ処理される。フィルタ処理された信号はBPF108
からの信号が増幅されるIF増幅器110に出力される。増
幅したIF信号はIF増幅器110からアナログデジタルA/Dコ
ンバータ112へ出力され、ここでこれらはPNチップ速度
の丁度８倍である9.8304MHzクロック速度でデジタル化
される。A/Dコンバータ112は受信機32の一部として示さ
れているが、代りにデータとサーチ受信機の一部であっ
てもよい。デジタル化されたIF信号はA/Dコンバータ112
からデータ受信機36、任意のデータ受信機38、サーチ受
信機34への出力される。受信機32からの信号出力は後述
するＩおよびＱチャネル信号である。図３のA/Dコンバ
ータ112が単一の装置として示されているが、後述のＩ
およびＱチャネル信号の分離ではチャネル分離はＩおよ
びＱチャネルのデジタル化に提供された２つの別々のA/
Dコンバータによるデジタル化に先立って実行されるこ
とが推定される。RF−IF−ベースバンド周波数のダウン
コンバータおよびＩおよびＱチャネルのアナログデジタ
ル変換のための装置は技術でよく知られている。
サーチ受信機34は、関連するデジタルデータ受信機36
および使用される場合にはデータ受信機38が最強の有効
な時間ドメイン信号を追跡し処理することを確実にする
ために、セルサイトで受信信号についての時間ドメイン
を走査することに使用される。サーチ受信機64は信号を
セルサイト制御プロセッサ48に供給し、これは処理に適
切な受信信号を選択するため制御信号をデジタルデータ
受信機36,38に供給する。
セルサイトデータ受信機およびサーチ受信機の信号処
理は、移動体ユニット中の同様の要素による信号処理に
比べて幾つかの面で異なっている。入来側即ちリバース
リンクすなわちは移動体−セルリンクでは、移動体ユニ
ットはセルサイトの信号処理のコヒーレント基準目的に
使用することのできるパイロット信号を伝送しない。移
動体−セルリンクは64−aryの直交信号を使用するコヒ
ーレントでない変調、復調方式を特徴とする。
64−ary直交信号処理では、移動体ユニットから送信
されたシンボルは26即ち64の異なったバイナリシーケン
スのうちの１つにエンコードされる。選択されたシーケ
ンスのセットはウォルシュ関数として知られている。ウ
ォルシュ関数のｍ−ary信号エンコードの最適な受信関
数は高速アダマール変換（FHT）である。
図２を再び参照すると、サーチ受信機34およびデジタ
ルデータ受信機36,38はアナログ受信機32からの信号出
力を受信する。移動体ユニットがそれを介して通信する
特定のセルサイト受信機に伝送されたスペクトル拡散信
号を解読するために適切なPNシーケンスが生成されなけ
ればならない。移動体ユニット信号の生成に関する詳細
は後述する。
図３で示されているように受信機36は２つのPN発生器
即ち、PN発生器120,122を含み、これは同一の長さの２
つの異なった短コードPNシーケンスを生成する。これら
の２つのPNシーケンスはさらに後述する変調方式の外部
コードに関して全てのセルサイト受信機と移動体ユニッ
トのPNシーケンスに共通である。PN発生器120,122は従
ってそれぞれ出力シーケンスPNI、PNQを提供する。P
NI、PNQシーケンスはそれぞれ同位相（Ｉ）と直角位相
（Ｑ）チャネルPNシーケンスと呼ばれている。
２つのPNシーケンスPNI、PNQは15度の異なった多項式
により生成され、通常生成される32767でなく32768の長
さのシーケンスを生成するために増加される。例えば増
大が15度のあらゆる最大線形シーケンスの一時に現れる
行における14の０のランに対して単一のゼロを付加する
形態で生じる。換言すれば、PN発生器の１つの状態がシ
ーケンスの生成で繰返される。従って変形されたシーケ
ンスは１つのランで15の１、１つのランで15のゼロを含
む。
例示的な実施例において、受信機36は移動体−セルリ
ンク内の移動体ユニットによって発生されるPNシーケン
スに対応しているPNUを発生する長いコードのPN発生器1
24をさらに含む。PN発生器124は、例えば42程度の非常
に長いユーザPNコードを発生する最大の線形シーケンス
発生器であり、ユーザ間に識別を与える移動体ユニット
アドレスおよびユーザIDのような付加的なファクタによ
って時間シフトされる。このようなセルサイトで受信さ
れる信号は長いコードのPNUシーケンスと短いコードのP
NIおよびPNQシーケンスの両方によって変調される。別
の実施例において、ユーザの特定なキーを使用する世界
時の64シンボル表示をエンコードするデータ暗号規格
（DES）を使用する暗号器のような非線形の暗号発生器
は、PN発生器124の代りに利用されることができる。
PN発生器124からのPNUシーケンス出力は、シーケンス
PNＩ′およびPNＱ′を供給するために排他的オアゲート
126および128においてPNIおよびPNQシーケンスによって
それぞれ排他的オア処理される。
シーケンスPNＩ′およびPNＱ′は、受信機32からのＩ
およびＱチャネル信号出力に加えてPNのQPSK相関器130
に供給される。相関器130は、PNＩ′およびPNＱ′シー
ケンスを有するＩおよびＱチャネルデータを相関するた
めに利用される。相関器130の相関されたＩおよびＱチ
ャネル出力は、シンボルデータが４チップ周期によって
累積されるアキュムレータ132にそれぞれ供給される。
アキュムレータ132および134の出力は、高速アダマール
変換（FHT）プロセッサ136への入力として供給される。
FHTプロセッサ148は、６シンボルごとに１組の64の係数
を生成する。64の係数は、制御プロセッサ48において発
生される加重関数によって多重化される。加重関数は、
復調信号の強さに関連される。FHT136からの加重データ
出力は、さらに処理するためにダイバーシティ結合器お
よびデコーダ回路50（図２参照）に供給される。
第２の受信機システムは、図２および３の第１の受信
機システムに関して議論されるのと同様の方法で受信さ
れた信号を処理する。受信機36および46からの加重され
た64のシンボル出力は、ダイバーシティ結合器およびデ
コーダ回路40に供給される。回路50は、受信機36からの
加重された64の係数を受信機46からの加重された64の係
数に加算する加算器を含む。結果的な64の係数は最大係
数を決定するために互いに比較される。識別値あるいは
最大の64の係数と共に、比較結果の大きさは、回路50に
おいて実行されるビタビアルゴリズムデコーダにおいて
の使用のための１組のデコーダ加重およびシンボルを決
定するために使用される。
回路構成50内に含まれるビタビデコーダは、強制され
た長さがＫ＝９を有する移動体ユニットでエンコードさ
れたデータのデコードが可能なタイプであり、コード速
度ｒ＝1/3である。ビダビデコーダは、最も適切な情報
ビットシーケンスを決定するために利用される。周期的
に、通常1.25ミリ秒で信号の品質の評価が得られ、移動
体ユニットへデータと共に移動体ユニットパワー調整命
令として送信される。この品質の評価の発生におけるさ
らなる情報は、上記記載の別出願においてさらに詳細に
論議されている。この品質の評価は、1.25ミリ秒の期間
の平均信号対雑音比である。
各データ受信機は、それが受信している受信信号のタ
イミングを追跡する。これは、僅かに早いローカル基準
PNによる受信された信号を相関し、僅かに遅いローカル
基準PNによる受信された信号を相関する既知の技術によ
って達成される。これら２つの相関の間の差は、タイミ
ングエラーが存在しない場合に平均が０となる。逆に、
タイミングエラーが存在する場合、この差はエラーの大
きさおよび記号を示し、受信機のタイミングは次第に調
整される。
セルサイトは、GPS受信機64に結合されるアンテナ62
をさらに含む。GPS受信機は、Uniersal Coordinated Ti
me（UTC）を供給するようなNavstar Global Positionin
g System衛星航法システムにおける衛星からアンテナ62
に受信される信号を処理する。GPS受信機64は、前述の
ようなセルサイトでタイミングを同期するためにプロセ
ッサ48を制御するこれらのタイミング信号を供給する。
図２における任意選択的なデジタルデータ受信機38
は、システムの改善された特性のために含まれる。この
受信機の構造および動作は、データ受信機36および46に
関して記載されたものと類似している。受信機38は、付
加的なダイバーシティモードを得るためにセルサイトで
利用される。この付加的なデータ受信機のみあるいは付
加的な受信機と共同して、移動体ユニットの送信される
信号の別の可能な遅延パスを追跡し、受信できる。受信
機38のような選択的な付加的なデジタルデータ受信機
は、マルチパス信号の発生の可能性が大いにある密集し
た都市領域に位置されるこれらのセルサイトにおいて非
常に有効な付加的なダイバーシティモードを供給する。
MTSOからの信号は、制御プロセッサ48の制御に基づい
てデジタルリンク52を介して適当な送信変調器に結合さ
れる。制御プロセッサ48の制御に基づいた送信変調器54
は、目的の受信移動体ユニットへの送信のためデータを
スペクトル拡張変調する。送信変調器54の構造および動
作に関するさらなる詳細は、図４を参照に以下に論議さ
れる。
送信変調器54の出力は、制御プロセッサ48の制御に基
づいて送信パワーが制御される送信パワー制御回路56に
供給される。回路56の出力は、それがセルサイトにおけ
る別の移動体に向けられる送信変調器／送信パワー制御
回路の出力と合計される合計器57に供給される。合計器
57の出力は、セルサイトサービス領域内の移動体ユニッ
トへ放射するためのアンテナ60に出力するパワー増幅器
回路58に送信するために供給される。図２は、パイロッ
ト／制御チャネル発生器および送信パワー制御回路66を
さらに示す。制御プロセッサの制御に基づいた回路66は
パイロット信号、同期チャネル、および回路58およびア
ンテナ60への出力への結合のためのページングチャネル
を発生し、パワーを制御する。
セルサイト送信機の例示的な実施例のブロック図は図
４に示されている。送信機は外部コードの発生において
使用される１対のPNシーケンス発生器を含む。これらの
PN発生器は２つの異なるPNシーケンス、すなわち図３に
関して記載されたようなPNIおよびPNQシーケンスを発生
する。しかしながら、これらのPNIおよびPNQシーケンス
は、セクタおよびセルサイトアドレスに応じた時間にお
いて遅延される。
図４において、図３の送信機回路はパイロット、同
期、ページングおよび音声チャネル信号に関してさらに
詳細に示されている。送信機回路はPNIおよびPNQシーケ
ンスを発生するPN発生器196および198の２つのPN発生器
を含む。PN発生器196および198は、PNシーケンスに予め
決められた時間遅延を供給するように制御プロセッサか
らのセクタあるいはセルサイトアドレス信号に対応して
いる入力信号に反応する。これらの時間遅延されたPNI
およびPNQシーケンスは、同位相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）チャネルにそれぞれ関連する。２つのPN発生器の
みがセルサイトあるいはセクタの対応しているチャネル
に対するPNIおよびPNQシーケンスのそれぞれの発生に関
して示されているが、それは多くの別のPN発生器の計画
が実行されていることを理解されるべきである。例え
ば、セクタに分割されていないセルサイトにおける１対
のPN発生器は、同期して外部コードに使用されるPNIお
よびPNQシーケンスを生成する各パイロット、同期、ペ
ージングおよび音声チャネルに供給される。このような
場合は、多数の回路を通してPNIおよびPNQシーケンスを
分配すること都合良く避ける。
好ましい実施例において、チャネル信号をエンコード
するウォルシュ関数が内部コードとして利用されてい
る。ここに開示されたような例示的な数字において、64
の異なるウォルシュシーケンスの総計はパイロット、同
期およびページングチャネル機能に供給されるこれらの
シーケンスの３つによって有効である。同期、ページン
グおよび音声チャネルにおいて、入力データは畳み込み
してエンコードされ、既知の技術のようにインターリー
ブされる。さらに、畳み込みしてエンコードされたデー
タは、既知の技術のようにインターリーブする前に反復
されて与えられる。
パイロットチャネルはデータ変調を含まず、特定のセ
ルサイトあるいはセクタの全ユーザが捕捉あるいは追跡
目的のために使用する変調されないスペクトル拡散信号
として特徴づけられる。各セルサイト、あるいはセクタ
に分割された場合の各セクタは独特なパイロット信号を
有する。しかしながら、パイロット信号に対して異なる
PN発生器を使用するよりも、異なるパイロット信号を発
生するためのさらに効果的な方法は同じ基本シーケンス
におけるシフトを使用することであることが理解されて
いる。この技術を利用して、移動体ユニットは、シーケ
ンス全体を連続して検索し、最も強い相関を生成するオ
フセットあるいはシフトに調整する。シフトおよび基本
シーケンスの使用において、シフトは隣接したセルサイ
トあるいはセクタにおけるパイロットが干渉あるいは消
去してはならないようにされなければならない。
パイロットシーケンスは、多くの異なるシーケンスが
システムにおいて多くのパイロット信号をサポートする
ために基本シーケンスにおけるシフトによって発生され
るように十分に長くなければならない。さらに、分離あ
るいはシフトは、パイロット信号において干渉されない
ことを保証するのに十分に良好でなければならない。し
たがって、本発明の例示的な実施例におけるパイロット
シーケンス長は、215に選択される。シーケンスは、特
定の状態が検出される時にシーケンスへの追加された余
分の０であるシーケンス215−１によって発生が開始さ
れる。例示的な実施例において、64チップの基本シーケ
ンスにおけるオフセットを有する512の異なるパイロッ
ト信号が選択される。しかしながら、オフセットは異な
るパイロット信号の数における対応している減少による
64チップオフセットの整数倍である。
パイロット信号の発生において、全て０から成るウォ
ルシュ“0"（W0）シーケンスはパイロット信号を変調し
ないように使用され、本質においてPNIおよびPNQシーケ
ンスである。故に、ウォルシュ“0"（０）シーケンス
は、排他的オアゲートにおけるPNIおよびPNQシーケンス
によって多重化される。結果的なパイロット信号は、PN
IおよびPNQシーケンスのみを含む。パイロット信号と同
じPNシーケンスを有する全てのセルサイトあるいはセク
タによって、送信の起点のセルサイトあるいはセクタの
間の識別特性はシーケンスの位相である。
パイロットチャネルの送信変調器およびパワー制御回
路66の部分に関して、ウォルシュ発生器（W0）200は今
論議されたような全てが０の関数に対応している信号を
発生する。ウォルシュ関数の発生におけるタイミング
は、セルサイトおよび移動体ユニットにおける全ウォル
シュ関数発生器の場合におけるような制御プロセッサに
よって供給される。発生器200の出力は、排他的オアゲ
ート202および204の両方への入力として供給される。排
他的オアゲート202の他方の入力はPNI信号を受信し、排
他的オアゲート204の他方の入力はPNQ信号を受信する。
PNIおよびPNQ信号は発生器200の出力によってそれぞれ
排他的オアされ、有限パルス応答（FIR）フィルタ206お
よび208への入力としてそれぞれ供給される。フィルタ
された信号は、利得制御素子210および212から構成され
る送信パワー制御回路に供給されるためにFIRフィルタ2
06および208から出力する。利得制御素子210および212
に供給された信号は、制御プロセッサからの入力信号
（図示されていない）に応じて利得制御される。利得制
御素子からの信号出力は、詳細な構造および機能が後に
説明される送信パワー増幅器回路58に供給される。
同期チャネル情報はエンコードされ、予め割当てられ
たウォルシュシーケンスによって排他的オアゲートにお
いて多重化される。例示的な実施例において、選択され
たウォルシュ関数は32個の“1"とそれに続く32個の“0"
から構成される（W32）である。結果的なシーケンス
は、排他的オアゲートにおけるPNIおよびPNQシーケンス
によって多重化される。例示的な実施例において、同期
チャネルデータ情報は1200bpsの速度で典型的に送信変
調器に供給される。例示的な実施例において、同期チャ
ネルデータは強制された長さＫ＝９を有する速度ｒ＝1/
2で畳み込みしてエンコードされることが好ましく、各
コードシンボルは２回繰返される。このエンコード速度
および強制された長さは全てのエンコードされたフォワ
ードリンクチャネル、つまり同期、ページングおよび音
声チャネルと共通である。例示的な実施例において、シ
フトレジスタ構造はコードG1＝753（８進法）およびG2
＝561（８進法）の発生器に利用される。同期チャネル
に対するシンボル速度は、例示的な実施例における4800
sps、つまり１つのシンボルは208μ秒あるいは256PNチ
ップである。
コードシンボルは、例示的な実施例の40ミリ秒におけ
る畳み込みインターリーバの広がりによってインターリ
ーブされる。インターリーバの試験的なパラメータは、
Ｉ＝16およびＪ＝48である。インターリーブについての
さらに詳細は、1987年のHoward W.Sams ＆ Co.,によるD
ata Communication,Networks and Systemsの第343乃至3
52において認められる。畳み込みインターリーブの効果
は信頼性のないチャネルシンボルを分散することである
ので、Ｉ−１の隣接するシーケンスあるいは少数のシン
ボルにおける任意の２つのシンボルがデインターリーバ
出力における少なくともＪ＋１のシンボルによって分離
される。同様に、Ｊ−１のシンボルの連続したシーケン
スにおける任意の２つのシンボルは、デインターリーバ
出力で少なくともＩ＋１のシンボルによって分離され
る。換言すると、Ｉ＝16およびＪ＝48である場合、一連
の15のシンボルにおいてシンボルは885μ秒だけ分離さ
れて送信され、時間のダイバーシティが行われる。
特定のセルサイトあるいはセクタの同期チャネルシン
ボルは、セルサイトあるいはセクタと対応しているパイ
ロット信号に結合される。図５は、64のチップのシフト
によって分離される２つの異なるパイロットチャネル
（Ｎ）および（Ｎ＋１）のタイミングを示す。図５は、
例示的なパイロットチャネルと同期チャネルのタイミン
グ図を例示として示し、実際のパイロット信号チップの
状態および同期チャネルシンボルは示されていない。各
同期チャネルは、対応しているパイロットに等しい量に
よって絶対的な時間に関してシフトされる２回のコード
反復のため、コードシンボル対（Cx,C′ｘ）の第１のコ
ードシンボル（CX）を有する新しいインターリーバの周
期を開始する。
図５に示されるように、Ｎ番目のパイロットチャネル
は時間txで新しいインターリーバの周期あるいはパイロ
ット同期を開始する。同様に、Ｎ＋１番目のパイロット
チャネルは時間tyで新しいインターリーバの周期または
パイロット同期を開始し、時間txよりも遅い時間で64チ
ップを生ずる。例示的な実施例におけるパイロット周期
は26.67ミリ秒長であり、128の同期チャネルコードシン
ボルあるいは32の同期チャネル情報ビットに対応する。
同期チャネルシンボルは、26.67ミリ秒に拡がる畳み込
みインターリーバによってインターリーブされる。この
ように、移動体ユニットはパイロット信号が得られる時
に、それは即時同期チャネルインターリーバの同期化を
有する。
同期チャネルシンボルは、信号において直交性を与え
る予め割当てられたウォルシュシーケンスによってカバ
ーされる。同期チャネルにおいて、１つのコードシンボ
ルは４つのカバーシーケンスに及ぶ。つまり、図６に示
されるように“32の1"−“32の0"のシーケンスの４回の
反復に対して１つのコードシンボルである。図６に示さ
れるように、単一の論理的“1"は32の“1"のウォルシュ
チップの発生を表し、単一の論理的“0"は32の“0"のウ
ォルシュチップの発生を表す。同期チャネルシンボル
は、同期チャネルシフトがウォルシュフレームの整数倍
数であるため、関連されたパイロットチャネルに依存し
ている絶対的な時間によって歪められるが、同期チャネ
ルにおける直交性は依然として保持されている。
例示的な実施例における同期チャネルメッセージは、
長さが変化される。メッセージの長さは、３つのパイロ
ット周期に対応する80ミリ秒の整数倍である。エラー検
出のための周期的冗長（CRC）ビットは、同期チャネル
情報ビットに含まれる。
図７は、総合的な例示的なシステムタイミングのタイ
ミング図を示す。２秒の周期において、75のパイロット
周期が存在する。図７において、Ｎパイロットおよび同
期チャネルはシフトされないパイロットを使用するセク
タあるいはセルサイトに対応するので、パイロットおよ
び同期信号はUTC時間で正確に整列する。このようなパ
イロット同期、つまり最初の状態として共通の毎秒１パ
ルス（pps）の信号によって正確に整列する。
シフトされたパイロットが使用される全ての場合にお
いて、パイロットシフトに対応しているPN位相オフセッ
トが導入されている。換言すると、パイロット同期（最
初の状態）および同期チャネルメッセージは、1pps信号
に関して歪められる。同期メッセージは、移動体ユニッ
トが次第にタイミングを調整できるため、この位相オフ
セット情報を搬送する。
同期チャネルメッセージが正確に受信されるとすぐ
に、移動体ユニットはページングチャネルあるいは音声
チャネルのどちらかに即時に同期する能力を有する。パ
イロット同期で、各同期メッセージの端部に対応してい
る新しい40ミリ秒インターリーバ周期が開始する。同時
に、移動体ユニットはコード反復あるいは（cx,cx+1）
対の第１のコードシンボルのデインターリーブを開始
し、デコーダ同期が達成される。デインターリーバ書込
みアドレスは０に初期化され、読取りアドレスはＪに初
期化され、メモリのデインターリーバの同期化が達成さ
れる。
同期チャネルメッセージは、移動体ユニットと通信す
るために割当てられた音声チャネルに対応する42ビット
の長いPN発生器の状態に関する情報を伝送する。この情
報は、対応しているPN発生器を同期化する移動体ユニッ
トデジタルデータ受信機で使用される。例えば、図７に
おける同期チャネルメッセージＮ＋１は状態を表示する
42ビットフィールドを含み、状態Ｘは長いコードのPN発
生器に対応しているセクタあるいはセルサイト音声チャ
ネルが160ミリ秒のような予め決められた時間で有す
る。同期チャネルメッセージを首尾よく復号した後の移
動体ユニットは、状態Ｘを長いコードのPN発生器に正確
な時間で負荷する。したがって移動体ユニットの長いコ
ードのPN発生器は、ユーザのメッセージのデスクランブ
ルを可能にするために同期化される。
同期チャネル用の送信変調器およびパワー制御回路66
の部分に関して、同期チャネル情報は制御プロセッサか
らエンコーダ214へ入力される。上記のように、例示的
な実施例における同期チャネルデータはデコーダ214に
よって畳み込みしてエンコードされる。エンコーダ214
はエンコーダされたシンボルの反復をさらに行い、同期
チャネルの場合のエンコードされたシンボルが反復され
る。エンコーダ214から出力するシンボルはインターリ
ーバ215に供給され、シンボルを畳み込みしてインター
リーブする。インターリーバ215から出力するインター
リーブされたシンボルは、排他的オアゲート216への入
力として供給される。
ウォルシュ発生器218は、排他的オアゲート216への別
の入力として供給されるウォルシュ（W32）に対応して
いる信号を発生する。同期チャネルのシンボルストリー
ムおよびウォルシュ（W32）シーケンスは、排他的オア
ゲート220および222の両方への入力として出力が供給さ
れる排他的オアゲート216によって排他的オアされる。
排他的オアゲート220の別の入力はPNI信号を受信し、
排他的オアゲート222の別の入力はPNQ信号を受信する。
PNIおよびPNQ信号は排他的オアゲート218の出力によっ
てそれぞれ排他的オアされ、有限パルス応答（FIR）フ
ィルタ224および226への入力としてそれぞれ供給され
る。FIRフィルタ224および226から出力されたフィルタ
された信号は、デジタル可変利得制御素子228および230
から構成される送信パワー制御回路に供給される。利得
制御素子228および230に供給される信号は、制御プロセ
ッサからの入力デジタル信号（図示されていない）に応
じてデジタル式に利得制御される。利得制御素子228お
よび230から出力される信号は、送信パワー増幅回路58
に供給される。
ページングチャネルの情報は反復によってエンコード
され、予め割当てられたウォルシュシーケンスによって
インターリーブされ、多重化される。結果的なシーケン
スは、PNIおよびPNQシーケンスによって多重化される。
特定のセクタあるいはセルサイトに対するページチャネ
ルのデータ速度は、同期チャネルメッセージにおける割
当てられたフィールドにおいて示される。ページングチ
ャネルデータ速度は可変であるが、次の例示的なデータ
速度:9.6,4.8,2.4および1.2kbpsの１つで各システムに
対して固定される。
送信変調器およびページングチャネルのパワー制御回
路に関して、ページングチャネルの情報は制御プロセッ
サからエンコーダ232へ入力される。エンコーダ232は例
示的な実施例における、チャネルの割当てられたデータ
速度によってシンボルの反復を供給する畳み込みエンコ
ーダである。エンコーダ232の出力は、シンボルが畳み
込みしてインターリーブされるインターリーバ233に供
給される。インテーリーブ装置232からの出力は、排他
的オアゲート234への入力として供給される。ページン
グチャネルデータは変化するが、コードシンボル速度は
コード反復によって19.2kspsで一定に保たれる。
ウォルシュ発生器236は信号を発生し、それは排他的
オアゲート234への別の入力として供給される予め割当
てられたウォルシュシーケンスに対応している。シンボ
ルデータおよびウォルシュシーケンスは排他的オアゲー
ト234によって排他的オアされ、排他的オアゲート238お
よび240の両方への入力として供給される。
排他的オアゲート238の別の入力はPNI信号を受信し、
排他的オアゲート240の別の入力はPNQ信号を受信する。
PNIおよびPNQ信号は排他的オアゲート234の出力によっ
てそれぞれ排他的オアされ、有限パルス応答（FIR）フ
ィルタ242および244への入力としてそれぞれ供給され
る。FIRフィルタ242および244からのフィルタされた信
号は、利得制御素子246および248から構成される送信パ
ワー制御回路に供給される。利得制御素子246および248
に供給される信号は、制御プロセッサからの入力信号
（図示されていない）に応じて利得制御される。利得制
御素子から出力される信号は、送信パワー増幅器回路58
に供給される。
各音声チャネルのデータは反復によってエンコードさ
れ、インターリーブされ、スクランブルされ、割当てら
れたウォルシュシーケンス（Wi−Wj）によって多重化さ
れ、PNIおよびPNQシーケンスによって多重化される。特
定のチャネルによって使用されるウォルシュシーケンス
は、チャネルがアナログFMセルサイトシステムにおける
通話に割当てられるのと同じ方法による通話設定時間で
システム制御装置によって割当てられる。ここに示され
る例示的な実施例において、61までの異なるウォルシュ
シーケンスが音声チャネルによって有効に使用される。
本発明の例示的な実施例において、音声チャネルは可
変データ速度が利用される。可変データ速度の利用の目
的は、音声活性がないために別のユーザへの特定の音声
チャネルによって発生される干渉を減少する時にデータ
速度を下げることである。可変速度データを供給するボ
コーダは、20ミリ秒フレームベースの音声活性に基づい
た４つの異なるデータ速度でデータを生成する。例示的
なデータ速度は、9.6kbps,4.8kbps,2.4kbpsおよび1.2kb
psである。データ速度は20ミリ秒ベースで変化するが、
コードシンボル速度は19.2kspsでコード反復によって一
定に保たれる。したがって、コードシンボルはそれぞれ
のデータ速度4.8kbps,2.4kbpsおよび1.2kbpsに対して
２、４および８回繰返される。
可変速度の方式は干渉を減少するために考案されてい
るので、低速度のコードシンボルは低いエネルギを有す
る。例えば、9.6kbps,4.8kbps,2.4kbpsおよび1.2kbpsの
例示的なデータ速度に関してコードシンボルエネルギ
（Es）はそれぞれEb/2,Eb/4,Eb/8およびEb/16であり、E
bは9.6kbpsの送信速度に対する情報ビットエネルギであ
る。
コードシンボルは畳み込みインターリーバによってイ
ンターリーブされるので、異なるエネルギレベルを有す
るコードシンボルはインターリーバの動作によってスク
ランブルされる。エネルギレベルの追跡を保つため、コ
ードシンボルはスケーリング目的のためにデータ速度を
特定化する各シンボルに付着されるラベルを有する。直
交ウォルシュのカバーおよびNPの広がりのあと、直角位
相チャネルは有限パルス応答（FIR）フィルタによって
デジタル方式でフィルタされる。FIRフィルタは、デー
タ速度にしたがったエネルギスケーリングを達成するた
めのシンボルエネルギレベルに対応している信号を受信
する。ＩおよびＱチャネルは、 の因数によってスケールされる。１実施例において、ボ
コーダはフィルタスケーリング係数を制御するためFIR
フィルタに２ビット番号の形をとってデータ速度ラベル
を供給する。
図４において、２つの例示的な音声チャネルの回路、
音声チャネル（ｉ）および（ｊ）が示されている。音声
チャネル（ｉ）のデータは、関係するボコーダ（図示さ
れていない）から送信変調器54（図３参照）へ入力され
る。送信変調器54はエンコーダ250i、インターリーバ25
1i、排他的オアゲート252i,255i,256iおよび258i,PN発
生器253iおよびウォルシュ発生器（Wi）254iから構成さ
れる。
音声チャネル（ｉ）のデータは、例示的な実施例にお
いて入力データ速度にしたがったコードシンボル反復に
よって畳み込みしてエンコードされるエンコーダ250iに
入力される。エンコードされたデータはインターリーバ
251iに供給され、それは例示的な実施例において畳み込
みしてインターリーブされる。インターリーバ251iは、
FIRフィルタに対するデータ速度で識別するシンボルデ
ータによってインターリーブされる２ビットデータ速度
ラベルを音声チャネル（ｉ）に関連されるボコーダから
受信する。データ速度ラベルは、送信されていない。移
動体ユニットのデコーダは全ての実行可能なコードを確
認する。インターリーブされたシンボルデータは、排他
的オアゲート252iの入力に対する19.2kspsの例示的な速
度でインターリーバ251iから出力される。
例示的な実施例において、各音声チャネル信号はセル
サイトから移動体への送信において祕密性を供給するた
めにスクランブルされる。このようなスクランブルは必
要とされないが、通信において祕密性を高める。例え
ば、音声チャネル信号のスクランブルは、ユーザIDの移
動体ユニットアドレスによって決定されるPNコードを有
する音声チャネル信号をエンコードしているPNによって
達成される。このようなスクランブルは、移動体からセ
ルサイトへの通信の特定な受信機に関して図３を参照し
て論議されるようなPNUシーケンスあるいは暗号機構を
使用する。したがって、分離したPN発生器は図４に示さ
れるような機能のために構成される。スクランブルはPN
シーケンスに関して論議されているが、スクランブルは
これらの既知の技術を含んでいる別の技術によって達成
される。
再び図４を参照すると、音声チャネル（ｉ）の信号の
スクランブルは、制御プロセッサから割当てられた移動
体ユニットアドレスを受信するPN発生器253iを供給する
ことによって達成される。PN発生器253iは、排他的オア
ゲート252iへの別の入力として供給される独特なPNコー
ドを発生する。排他的オアゲート252iの出力は、排他的
オアゲート255iの１つの入力に代りに供給される。
ウォルシュ発生器（Wi）254iは、制御プロセッサから
の機能選択信号およびタイミング信号に応じて予め割当
てられたウォルシュシーケンスに対応している信号を発
生する。機能選択信号の値は、移動体ユニットのアドレ
スによって決定される。ウォルシュシーケンス信号は、
排他的オアゲート255iへ別の入力として供給される。ス
クランブルされたシンボルデータおよびウォルシュシー
ケンスは、排他的オアゲート256iおよび258iの両方へ入
力として供給される出力を有する排他的オアゲート255i
によって排他的オアされる。セルサイトのその他の全て
のPN発生器およびWalsh発生器に加えてPN発生器253
iは、1.2288MHzで出力を供給する。PN発生器253が排他
的オアゲート255iに対して19.2kHzの速度で出力を供給
するデシメータを含むことが注目されるべきである。
排他的オアゲート256iの別の入力はPNI信号を受信
し、一方、排他的オアゲート258iの別の入力はPNQ信号
を受信する。PNIおよびPNQ信号は、排他的オアゲート25
2iの出力によってそれぞれ排他的オアされ、有限パルス
応答（FIR）フィルタ260iおよび262iへ入力としてそれ
ぞれ供給される。入力シンボルは、畳み込みインターリ
ーバ251iからの入力データ速度ラベル（図示されていな
い）にしたがってフィルタされる。FIRフィルタ260iお
よび262iから出力するフィルタされた信号は、利得制御
素子264iおよび266iから構成される送信パワー制御回路
56の一部分に供給される。利得制御素子264iおよび266i
に供給される信号は、制御プロセッサからの入力信号
（図示されていない）に応じて制御される。利得制御素
子からの信号出力は、送信パワー増幅器回路58に供給さ
れる。
音声ビットに加えて、フォワードリンク音声チャネル
はパワー制御情報を搬送する。パワー制御ビット速度
は、例示的な実施例において800bpsである。所定の移動
体からの移動体−セル信号を復調しているセルサイト受
信機は、特定の移動体にアドレスされたセル−移動体音
声チャネルに挿入されるパワー制御情報を発生する。パ
ワー制御特性のさらに詳細は上記の別出願米国特許明細
書に開示されている。
パワー制御ビットは、コードシンボルパンクチュアと
呼ばれる技術によって畳み込みインターリーバの出力で
挿入される。換言すると、パワー制御ビットが送信され
ることを必要とすると、２つのコードシンボルはパワー
制御情報によって与えられる極性を有する２つの等しい
コードシンボルによって置換される。さらに、パワー制
御ビットは、9600bpsビット速度に対応しているエネル
ギレベルで送信される。
パワー制御情報ストリームに与えられる付加的な強制
は、ビットの位置が移動体−セルチャネル間でランダム
化されなければならない。一方、全エネルギパワー制御
ビットは、規則的な間隔で干渉のスパイクを生成し、こ
のようなビットの検出力を減少させる。
図４は音声チャネル（ｊ）をさらに示し、それは機能
および構造において音声チャネル（ｉ）と等しい。示さ
れる実施例において全体で61までの音声チャネルの合計
を有するさらに多くの音声チャネル（図示されていな
い）が存在することに注目される。
図４のウォルシュ発生器に関して、ウォルシュ関数は
既知の方法によって容易に生成される１組の直交２進シ
ーケンスである。ウォルシュ関数において関係のある特
性は、64の各シーケンスが別のシーケンス全てに完全に
直交することである。このように、任意の対のシーケン
スは、それらが一致するようなビット位置、つまり64の
シンボルの間隔に関して32であるのとちょうど同数のビ
ット位置において異なる。このように情報がウォルシュ
シーケンスによる送信のためにエンコードされる時、受
信機は所望な“搬送”信号としてウォルシュシーケンス
の任意の１つを選択できる。別のウォルシュシーケンス
でエンコードされた任意の信号エネルギは排除され、所
望の１つのウォルシュシーケンスに対する相互干渉は生
じない。
セル−移動体リンクの例示的な実施例において、前述
されたような同期、ページングおよび音声チャネルは、
強制された長さＫ＝９およびコード速度ｒ＝1/2の畳み
込みエンコードを使用する。すなわち、エンコードされ
たシンボルは送信される各情報ビットに対して生成さ
れ、送信される。畳み込みエンコードに加えて、シンボ
ルデータの畳み込みインターリーブからさらに利用され
る。反復が畳み込みエンコードと共に使用されることが
想像される。移動体ユニットにおけるこのタイプのエン
コードの最適なデコーダは柔軟な決断力ビタビアルゴリ
ズムデコーダである。標準の設計は復号目的のために使
用される。結果的な復号された情報ビットは、移動体ユ
ニットデジタルベースバンド設備に通過される。
再び図４を参照すると、回路58はパイロット、同期、
ページングおよび音声チャネル用のPNIおよびPNQ拡散デ
ータからアナログ形態ヘデジタル情報を変換するための
デジタルアナログ（D/A）変換器を含む。特に、パイロ
ットチャネルPNI拡散データは、利得制御素子210からD/
A変換器268へ出力される。デジタル化されたデータはD/
A変換器268から合計器284へ出力される。同様に、同
期、ページングおよび音声チャネルPNI拡散データ用の
対応している利得制御素子、すなわち利得制御素子228,
246および264i−264jの出力は、信号がデジタル化され
て合計器284に供給されるD/A変換器272,276および280i
−280jにそれぞれ供給される。パイロット、同期、ペー
ジングおよび音声チャネル用のPNQ拡散データは利得制
御素子221,230,248および266i−266jから出力され、信
号がデジタル化されて合計器286に供給されるD/A変換器
270,274,278および282i−282jにそれぞれ供給される。
合計器284はパイロット、同期、ページングおよび音
声チャネル用のPNI拡散データを合計し、合計器286は同
じチャネルのPNQ拡散データを合計する。合計されたＩ
およびＱチャネルデータは、ミキサ288および290に局部
発振器（LO）周波数信号のサイン（２πft）およびコサ
イン（２πft）と共にそれぞれ入力され、そこで混合さ
れ、合計器292に供給される。LO周波数信号のサイン
（２πft）およびコサイン（２πft）は、適当な周波数
源（図示されていない）から供給される。これらの混合
されたIF信号は合計器292において合計され、ミキサ294
に供給される。
ミキサ294は、RF周波数帯域に周波数を上方変換する
ように周波数シンセサイザ296によって供給されるFR周
波数信号と合計された信号を混合する。ミキサ294から
のRF信号出力は、バンドパスフィルタ298を介してRF増
幅器299へ出力される。増幅器299は、送信パワー制御回
路56（図３参照）からの入力利得制御信号にしたがって
帯域限定信号を増幅する。送信パワー増幅器回路58に関
して示されている実施例が、単に既知の技術で可能なよ
うな信号の合計、混合、フィルタおよび増幅における多
くの変化の例示であることが理解されるべきである。
セルサイト制御プロセッサ48（図３参照）はデジタル
データ受信機および特定のセルサイトに対する送信変調
器の割当ての応答を有する。制御プロセッサ48は通話の
進行、信号の品質、および信号の損失の分解の開始を監
視する。セルサイトは、標準的な電話線、光ファイバあ
るいはマイクロ波リンクによって結合されるリンク52を
介してMTSOと通信する。
図８は、MTSOにおいて利用される装置のブロック図を
示す。MTSOは、システム制御装置あるいは制御プロセッ
サ300、デジタルスイッチ302、ダイバーシティ結合器30
4、デジタルボコーダ306およびデジタルスイッチ308を
典型的に含む。示されていないが、付加的なダイバーシ
ティ結合器およびデジタルボコーダはデジタルスイッチ
302と308の間で結合される。
セルサイトダイバーシティモードが活性である場合、
通話は２つのセルサイトによって処理される。したがっ
て、信号は同じ情報を有する１つ以上のセルサイトから
MTSOに到着する。しかしながら、移動体ユニットからセ
ルサイトへの到着あるいは逆リンクのフェージングおよ
び干渉のため、１つのセルサイトからの信号は別のセル
サイトからの信号よりも品質が良い。
デジタルスイッチ302は、１つ以上のセルサイトから
ダイバーシティ結合器304への与えられた移動体ユニッ
トに対応している情報ストリーム、あるいはシステム制
御プロセッサ300からの信号によって決定されるような
対応しているダイバーシティ結合器へ情報ストリームの
パスを定めるのに使用される。システムがセルサイトダ
イバーシティモードにない時、ダイバーシティ結合器30
4は各入力ポートの同じ情報がバイパスあるいは供給さ
れる。
複数の直列に結合されたダイバーシティ結合器および
ボコーダは処理される通話に付き１つずつ並列に設けら
れている。ダイバーシティ結合器304は、２つ以上のセ
ルサイト信号からの情報ビットに付随する信号の品質の
インジケータを比較する。ダイバーシティ結合器304
は、ボコーダ306への出力に関する情報をフレームごと
に送る最高品質のセルサイトに対応しているビットを選
択する。
ボコーダ306は、標準の64KbpsのPCM電話形態、アナロ
グ、あるいは任意の別の標準のフォーマットにデジタル
化された音声信号のフォーマットを変換する。結果的な
信号はボコーダ306からデジタルスイッチ308へ送信され
る。システム制御プロセッサ300の制御に基づいて、通
話はPSTNにルーティングされる。
移動体ユニットへ向けられるPSTNから出力する音声信
号は、システム制御プロセッサ300の制御に基づいたボ
コーダ306のような適当なデジタルボコーダに結合する
ためデジタルスイッチ308に供給される。ボコーダ306は
デジタル化された入力音声信号をエンコードし、デジタ
ルスイッチ302に結果的な情報のビットの流れを直接供
給する。システム制御プロセッサに基づいたデジタルス
イッチ302は、移動体ユニットが通話しているセルサイ
トにエンコードされたデータを直接制御する。MTSOアナ
ログ音声に送信される情報に関して前に論議されたが、
デジタル情報がシステムにおいて通信されることがさら
に想像される。システムに関する適合性を保証するた
め、データの適当なフレーム構成に注意しなければなら
ない。
移動体ユニットが複数セルサイトに送信しているハン
ドオフモードあるいはセルサイトダイバーシティモード
にある場合、デジタルスイッチ302は受信移動体ユニッ
トへの適当なセルサイト送信機による送信に適当なセル
サイトへの通話をルーティングする。しかしながら、移
動体ユニットが単一のセルサイトのみと通信し、または
セルサイトダイバーシティモードにない場合、信号は単
一のセルサイトへのみ向けられる。
システム制御プロセッサ300は、MTSOとの間でデータ
をルーティングするためデジタルスイッチ302および306
によって制御を行う。システム制御プロセッサ300はま
た、セルサイトおよびMTSOのボコーダへの通話の割当て
を決定する。さらに、システム制御プロセッサ300は、M
TSOとセルサイトの間の特定な通話の割当ておよび通話
のためのPNコードの割当てについて各セルサイト制御プ
ロセッサと通信する。図８に示されるように、デジタル
スイッチ302および306は２つの分離スイッチとして示さ
れているが、この機能は単一の物理的スイッチング装置
によって実行されることができることを理解すべきであ
る。
セルサイトダイバーシティモードが使用される時、移
動体ユニットは２つのセルサイトのそれぞれからの最強
のマルチパス信号を識別して捕捉するサーチ受信機を使
用する。デジタルデータ受信機は、最強の信号を変調す
るようにサーチ受信機および制御プロセッサによって制
御される。受信機の数が並列に情報を送信するセルサイ
トの数よりも少ない時、スイッチングのダイバーシティ
能力が可能である。例えば、単一のデータ受信機のみお
よび２つのセルサイト信号に関して、サーチ装置は両方
のセルサイトからのパイロットを監視し、復調する受信
機に対する最強の信号を選択する。この実施例におい
て、選択は各ボコーダフレームあるいは20ミリ秒ごとに
同じ周波数で行われる。
システム制御プロセッサは、特定の通話を処理するた
めにセルサイトのデジタルデータ受信機および変調器の
割当てに応答性を有する。このように、セル−移動体リ
ンクにおいて、システム制御プロセッサは移動体ユニッ
トへの特定の通話の送信におけるセルサイトで使用され
るウォルシュシーケンスの割当てを処理する。加えて、
システム制御プロセッサは受信機ウォルシュシーケンス
およびPNコードを制御する。移動体−セルリンクにおい
て、システム制御プロセッサは通話のための移動体ユニ
ットユーザのPNコードも制御する。それ故、割当て情報
はMTSOからセルサイトへ、およびそこから移動体−セル
へ送信される。システム制御プロセッサはまた、通話の
進行、信号の品質および信号の損失の分析の開始を監視
する。
移動体−セルリンク 移動体−セルリンクにおいて、チャネル特性は変調技
術が変更されることを命名する。パイロット搬送波は、
データ変調の良好な位相基準を供給するために音声搬送
波よりも強力でなければならない。同時に多くの音声搬
送波を送信するセルサイトに関して、単一のパイロット
信号は全ての音声搬送波に共用される。それ故、音声搬
送波あたりのパイロット信号パワーは非常に小さい。
しかしながら、移動体−セルリンクにおいて、移動体
につき通常１つの音声搬送波が存在する。パイロットが
使用された場合、音声搬送波よりもパワーがかなり要求
される。全システム容量が非常に高いパワーのパイロッ
ト信号の存在によって生じられる干渉のため大いに減少
されるので、この状況は明らかに望ましくない。それ
故、パイロット信号を有さない効果的な復調が可能な変
調が使用されなければならない。
レイリーフェージングによって中断された移動体−セ
ルチャネルに関して、迅速に変化するチャネル位相が生
じ、受信された信号から位相を得るコスタス（Costas）
ループのようなコヒーレント復調器技術は不適当であ
る。微分コヒーレントPSKのような別の技術が使用され
るが、信号対雑音比特性の所望なレベルは提供できな
い。
このように、２、４あるいはｍの信号通信のような直
交信号通信の形態が使用されるべきである。例示的な実
施例において、64の直交信号通信技術はウォルシュ関数
を使用して利用される。ｍの直交信号通信の復調器は、
ｍのシンボルの送信の継続時間にわたるチャネルのコヒ
ーレントを必要とする。例示的な実施例において、これ
は２ビットの時間のみである。
メッセージのエンコードおよび変調処理は、強制され
た長さＫ＝９およびコード速度ｒ＝1/3の畳み込みエン
コーダによって開始する。１秒につき9600ビットの通常
のデータ速度で、エンコーダは１秒につき28800の２進
シンボルを生成する。これらは64の可能な文字で１秒に
つき4800文字の割合でそれぞれ６つのシンボルを含んで
いる文字に分類される。各文字は64の２進ビットあるい
は“チップ”を含んでいる長さ64のウォルシュシーケン
スにエンコードされる。64のウォルシュチップ速度は、
例示的な実施例において１秒につき307,200チップであ
る。
ウォルシュチップは1.2288MHzの速度で動作しているP
Nシーケンスによって“カバー”、または多重化され
る。各移動体ユニットは、この目的のために独特なPNシ
ーケンスが割当てられる。このPNシーケンスは通話中の
期間のみ割当てられるか、移動体ユニットに対して恒久
的に割当てられる。割当てられたPNシーケンスは、ユー
ザPNシーケンスと呼ばれる。ユーザPNシーケンス発生器
は、各ウォルシュチップに対して４つのPNチップを生成
するように1.2288MHzのクロック速度で動作する。
最終的に、１対の長さの短い32768のPNシーケンスが
発生される。例示的な実施例において、同じシーケンス
がセル−移動体リンクに関して使用される。ウォルシュ
チップシーケンスがカバーされるユーザPNシーケンス
は、それぞれ２つの短いPNシーケンスによってカバー、
または多重化される。２つの結果的なシーケンスは直角
対の正弦波を２位相変調し、単一の信号に合計される。
結果的な信号はバンドパスフィルタ処理され、最終RF周
波数に変換され、増幅され、フィルタされ、移動体ユニ
ットのアンテナによって放射される。セル−移動体信号
に関して記載されたように、フィルタ、増幅および変調
動作の順序は交換されることができる。
別の実施例において、ユーザPNコードの２つの異なる
位相は直角位相波形の２つの搬送波位相を変調するため
に生成および使用され、長さが32768のシーケンスを使
用の必要性をなくす。別の実施例において、移動体−セ
ルリンクは２重位相変調のみを利用し、短いシーケンス
の必要性をなくす。
各信号用のセルサイト受信機は、各活性移動体信号が
受信される短いPNシーケンスおよびユーザのPNシーケン
スを生成する。受信機は、分離した相関器におけるエン
コードされた各波形を有する受信された信号エネルギを
相関する。各相関器の出力は64のコードを復調するため
に分離して処理され、畳み込みエンコードは高速アダマ
ール変換プロセッサおよびビタビアルゴリズムデコーダ
を使用する。
移動体−セルリンクに関する別の変調方式において、
同じ変調方式がセル−移動体リンクとして使用される。
各移動体は、外部コードとして１対の32768長セクタコ
ードを利用する。内部コードは長さ64のウォルシュシー
ケンスを利用し、それは使用のために移動体に割当てら
れ、セクタ内に存在する。通常、同じウォルシュシーケ
ンスはセル−移動体リンクに使用されるような移動体−
セルリンクの移動体に対して割当てられる。
上記直交PNエンコード方式は、64によって除算された
チップ速度の最大の速度に対する変調システムによって
使用される効果的な帯域幅の拡散および例示的な実施例
において使用される数に対する19200Hzを限定する。こ
れは、例示的な実施例に説明されるような大きさｍによ
りエンコードするｍの使用を予め含む。しかしながら、
別の、速度ｒ＝1/2のように、強制された長さＫ＝９の
畳み込みコードはエンコードされた２進シンボルの微分
２進位相シフトキー変調によって使用される。セルサイ
トにおける復調器は、IEEE Transactions On Informati
on Theory、1983年７月の第I T−29巻第４号のAndrew
J.Viterbi氏およびAndrew M.Viterbi氏による、論文“N
onlinear Estimation of PSK−Modulated Carrer with
Application to Burst Digital Transmission"において
説明される技術を使用して短い間隔にわたって位相基準
は高められる。例えば、位相基準は上記64の方式と同様
にチャネルの統一性が要求されない４つのシンボルのみ
によって平均化される。
しかしながら、今説明された別の方式の特性は、厳密
なレイリーフェージングの存在およびマルチパスの状況
における好ましい実施例より劣る。しかしながら、例え
ば衛星−移動体チャネルおよび地上局−移動体チャネル
のフェージングおよびマルチパスが厳しくない環境で
は、この別のシステムの特性は好ましい実施例よりも良
好である。これは、互いに直交する移動体信号の形成か
らの利得がDPSK方式の検出の効率における損失を超える
ために生じる。
別の移動体−セルリンクの直交するウォルシュ関数に
おける時間整列の要求を満たすため、各セルサイト受信
機は各受信された信号の公称時間からの時間エラーを決
定する。与えられた受信された信号の時間が遅れる場
合、関係されたセルサイト変調器および送信機は僅かな
増分によってこの移動体へ送信の時間を進めるために命
令を送信する。反対に、移動体の受信された信号の時間
が僅かな時間進んでいる場合、僅かな増分による遅延命
令が移動体に送信される。時間調整の増分は、およそ1/
8PNチップあるいは101.7ナノ秒で行われる。命令は、10
乃至50Hz程度の比較的低い速度で送信され、デジタル音
声データストリームに挿入される単一のビットから構成
される。
柔軟なハンドオフ動作中、移動体ユニットは２つ以上
のセルサイトから信号を受信する。移動体ユニットがセ
ルサイトの時間調整の命令の１つに応じて時間を整列で
きるので、移動体ユニットは受信される最強のセルサイ
トから受信された命令に応じてその時間を正常にする。
信号が送信された移動体ユニットは、最良のパスを有す
るセルサイトによって整列を行う。そうでなければ別の
ユーザに対する相互干渉が生ずる。
移動体信号を受信している各セルサイト受信機が上記
時間エラーの測定および補正送信動作を実行する場合、
全ての移動体の受信された信号は通常ほぼ同じ時間で受
信され、干渉が減少する。
図９は、移動体ユニットCDMA電話装置の例示的なブロ
ック図を示す。移動体ユニットCDMA電話装置は、ダイプ
レクサ432を通ってアナログ受信機344および送信パワー
増幅器436に結合されるアンテナ430を含む。アンテナ43
0およびダイプレクサ432は標準的な設計であり、単一の
アンテナを通る同時送信および受信を許容する。アンテ
ナ430は送信された信号を集め、それをダイプレクサ432
を通ってアナログ受信機434に供給する。受信機434は、
典型的に850MHzの周波数帯域であるダイプレクサ432か
らのRF周波数信号を受信して増幅および周波数逓降し、
IF周波数へ変換する。この変換処理は、受信機を全セル
サイト電話周波数帯域の受信周波数帯域内の任意の周波
数に同調可能にする標準設計の周波数シンセサイザを使
用して行われる。信号はサーチ受信機544に加えてデジ
タルデータ受信機540および542へ供給するためにフィル
タされ、デジタル化される。
受信機434の詳細は、図10にさらに示されている。ア
ンテナ430からの受信信号は、RF増幅器520およびミキサ
504から構成されているダウンコンバータ500に供給され
る。受信された信号は、それらが増幅されてミキサ504
への入力として出力するRF増幅器502への入力として供
給される。ミキサ504は、周波数シンセサイザ506からの
信号出力である別の入力を供給される。増幅されたRF信
号は、周波数シンセサイザ出力信号と混合されてIF周波
数ヘミキサ504において変換される。
IF信号は、ミキサ504からバンドパスフィルタ（BPF）
508へ出力され、それは典型的に表面音波（SAW）フィル
タで約1.25MHaの通過帯域を有する。SAWフィルタの特性
は、セルサイトによって送信された信号の波形を整合す
るために選択される。セルサイト送信信号は、例示的な
実施例においては1.2288MHzである予め決められた速度
でクロックされたPNシーケンスによって変調される直接
シーケンススペクトル拡散信号である。このクロック速
度は、9.6kbpsのベースバンドデータ速度の整数倍であ
るように選択される。
フィルタされた信号は信号が再び増幅される可変利得
IF増幅器510への入力としてBPF508から出力される。増
幅されたIF信号はIF増幅器から信号がデジタル化される
アナログデジタル（A/D）変換器512に出力される。デジ
タル信号へのIF信号の変換は、例示的な実施例において
PNチップ速度の丁度８倍である9.8304MHzのクロック速
度で生ずる。（A/D）変換器512は受信機534の一部分と
して示されているが、代りにデータおよびサーチ受信機
の一部分であってもよい。デジタル化されたIF信号はサ
ーチ受信機444であり、（A/D）変換器512からデータ受
信機440へ出力される。
受信機434は、移動体ユニットの送信パワーを調整す
るパワー制御機能を実行する。自動利得制御（AGC）回
路514は、IF増幅器510の出力に結合される。増幅された
IF信号のレベルに応じて、AGC回路514はIF増幅器510の
利得制御入力にフィードバック信号を供給する。受信機
434は、送信パワー制御回路438に供給されるアナログパ
ワー制御信号を生成するためにAGC回路514を使用する。
図９において、受信機434からのデジタル化された信
号出力は、デジタルデータ受信機440および442とサーチ
受信機444に供給される。低価格で低性能な移動体ユニ
ットはデータ受信機を１つだけ有し、高性能な移動体ユ
ニットはダイバーシティ受信を許容する２つ以上のデー
タ受信機を有していることが理解されるべきである。
デジタル化されたIF信号は、現在のセルサイトおよび
全ての近隣のセルサイトによって送信されるパイロット
搬送波と共に多くの進行中の通話中の信号を含む。受信
機440および442の機能は適当なPNシーケンスによってIF
サンプルを相関することである。この相関処理は、適当
なPNシーケンスを整合する信号の信号対干渉比を高め、
別の信号は高めない“処理利得”技術として知られてい
る特性を提供する。相関出力は搬送波位相基準として最
も近いセルサイトからのパイロット搬送波を使用して同
時に検出される。この検出処理の結果はエンコードされ
たデータシンボルのシーケンスである。
本発明において使用されるPNシーケンスの特性は識別
がマルチパス信号に対して行われることである。信号が
１つ以上のパスの通過後に移動体受信機に到着する時信
号の受信時間に差が生ずる。この受信時間の差は伝播速
度によって除算された距離の差に対応する。この時間差
が１マイクロ秒を超える場合、相関処理はパス間で識別
する。受信機は早いあるいは遅いパスを追跡および受信
するために選択できる。受信機440および442のような２
つの受信機が設けられる場合、２つの独立したパスが追
跡され、並列に処理される。
制御プロセッサ446の制御に基づいたサーチ受信機444
は、同じセルサイトからの別のマルチパスパイロット信
号およびパイロット信号が送信される別のセルサイトに
対してセルサイトの受信されたパイロット信号の公称時
間の周囲で時間ドメインを連続的に走査する。受信機44
4は、公称時間より所望な波形の任意の受信強度を測定
する。受信機444は受信信号中の信号強度を比較し、最
強の信号を示す制御プロセッサ446に信号強度信号を供
給する。
プロセッサ446は、異なった最強の信号をそれぞれ処
理するために各データ受信機440および442に制御信号を
供給する。時折、パイロット信号が送信される別のセル
サイトは現在のセルサイト信号の強度よりも強くなる。
制御プロセッサ446は、最強のパイロット信号に対応し
ているセルサイトへの転送を要求している現在のセルサ
イトを介してシステム制御装置への送信のための制御メ
ッセージを生成する。受信機440および442は２つの異な
るセルサイトを通って通話を処理する。
柔軟なハンドオフ動作中、移動体ユニットは２つ以上
のセルサイトからの信号を受信している。移動体ユニッ
トがセルサイトのタイミング調整の命令に応じて時間を
整列するので、移動体ユニットは受信される最強のセル
サイトから受信される命令に応じてその時間を正常に移
動する。その移動体ユニットで送信される信号は最良の
パスを有するセルサイトと時間的に整列される。それで
なければ、別のユーザに対する大きな相互干渉が生ず
る。
データ受信機440のような例示的な受信機のさらに詳
細は図10にさらに詳細に示されている。データ受信機44
0は、PNIおよびPNQシーケンスを発生し、セルサイトに
よって発生されるそれらと対応しているPN発生器516お
よび518を含む。時間およびシーケンス制御信号は制御
プロセッサ446からPN発生器516および518に供給され
る。データ受信機440は、セルサイトと移動体ユニット
の通信に関する適当なウォルシュ関数を供給するウォル
シュ発生器520を含む。ウォルシュ発生器520は時間信号
（図示されていない）および制御プロセッサからの信号
を選択する機能に応じて割当てられたウォルシュシーケ
ンスに対応している信号を発生する。通話設定メッセー
ジの一部分として機能選択信号がセルサイトによって移
動体ユニットに送信される。PN発生器516および518から
出力されるPNIおよびPNQシーケンスは、排他的オアゲー
ト522および524にそれぞれ入力される。ウォルシュ発生
器520は、信号が排他的オアされ、シーケンスPNＱ′が
出力される排他的オアゲート522および524の両方に出力
を与える。
シーケンスPNＩ′およびPNＱ′は、それらがPN QPSK
相関器526に入力される受信機440に供給される。PN相関
器526は、セルサイトデジタル受信機のPN相関器と同様
の方法で構成される。PN相関器526は、PNＩ′およびPN
Ｉ′およびPNＱ′シーケンスを有する受信されたＩおよ
びＱチャネルデータを相関し、対応しているアキュムレ
ータ528および530に相関されたＩおよびＱチャネルデー
タを供給する。アキュムレータ528および530は１つのシ
ンボル周期あるいは64チップにわたり入力情報を累積す
る。アキュムレータ出力は、制御プロセッサ446からの
パイロット位相信号を受信する位相回転装置532に供給
される。受信されたシンボルデータの位相はサーチ受信
機および制御プロセッサによって決定されるパイロット
信号の位相にしたがって回転される。位相回転装置532
からの出力は、デインターリーバおよびデコーダ回路に
供給されるＩチャネルデータである。
制御プロセッサ446は、入力移動体ユニットのアドレ
スあるいはユーザIDに応じてユーザPNシーケンスを発生
するPN発生器534を含む。PN発生器534からPNシーケンス
出力はダイバーシティ結合器およびデコーダ回路に供給
される。セル−移動体信号は移動体ユーザアドレスPNシ
ーケンスとスクランブルされるので、PN発生器534から
の出力はセルサイト受信着におけるような移動体ユーザ
に向けられる信号が送信されるセルサイトのデスクラン
ブルにおいて使用される。PN発生器534は、特に、スク
ランブルされたユーザデータをデスクランブルするため
に使用されるデインターリーバおよびデコーダ回路に出
力PNシーケンスを供給する。スクランブルがPNシーケン
スに関して論議されているが、既知の技術を含んでいる
その他のスクランブル技術が利用されてもよい。
受信機440および442の出力はダイバーシティ結合器お
よびデコーダ回路448に供給される。回路448内に含まれ
るダイバーシティ結合器回路は、単に整列するように受
信されたシンボルの２つの流れの時間を調整し、それら
を合計する。この加算処理は、２つの流れの相対的な信
号強度に対応している数で２つの流れを乗算することに
よって処理される。この動作は最大の速度のダイバーシ
ティ結合器と考えられる。結果的な結合された信号スト
リームは、回路448内に含まれるフォワードエラー検出
器（FEC）デコーダを使用して復号される。通常のデジ
タルベースバンド装置はデジタルボコーダシステムであ
る。CDMAシステムは様々な異なるボコーダ設計が適応す
るように設計されている。
ベースバンド回路450は、前述された別出願の米国特
許明細書において開示されたような可変速度のタイプで
あるデジタルボコーダ（図示されていない）を典型的に
含む。ベースバド回路450は、受話器あるいは別のタイ
プの周辺装置における接続器として供給する。ベースバ
ンド回路450は、様々な異なるボコーダ設計が適応す
る。ベースバンド回路450は、回路448から供給される情
報にしたがってユーザに出力情報信号を供給する。
移動体−セルリンクにおいて、ユーザアナログ音声信
号はベースバンド回路560への入力として受話器を通っ
て典型的に供給される。ベースバンド回路450はアナロ
グ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル（A/
D）変換器（図示されていない）を含む。デジタル信号
はエンコードするデジタルボコーダに供給される。ボコ
ーダ出力はエラー訂正のためにフォワードエラー訂正
（FEC）エンコード回路に供給される。例示的な実施例
におけるエラー訂正エンコードの実行は、畳み込みエン
コード方式で行われる。デジタル化されたエンコード信
号はは、ベースバンド回路450から送信変調器452に出力
される。
送信変調器452の第１のウォルシュは送信データをエ
ンコードし、PNシーケンスが通話に関する割当てられた
アドレス機能にしたがって選択されるPN搬送波信号をエ
ンコードされた信号で変調する。PNシーケンスは、セル
サイトによって送信され、受信機440および442と制御プ
ロセッサ446によって復号される通話設定情報から制御
プロセッサ446によって決定される。別の実施例におい
て、制御プロセッサ446はセルサイトによる予定によっ
てPNシーケンスを決定する。制御プロセッサ446は、通
話の復号のために送信変調器452および受信機440および
442にPNシーケンス情報を供給する。
送信変調器452の出力は、送信パワー制御回路438に供
給される。信号送信パワーは、受信機434から供給され
るアナログパワー制御信号によって制御される。形式パ
ワー調整命令におけるセルサイトによって送信される制
御ビットはデータ受信機440および442によって処理され
る。パワー調整命令は、移動体ユニット送信のパワーレ
ベルの設定において制御プロセッサ446によって使用さ
れる。この命令に応じて、制御プロセッサ446は回路438
に供給されるデジタルパワー制御信号を発生する。パワ
ー制御に関する受信機440および442、制御プロセッサ44
6および送信パワー制御回路438の関係についての別の情
報は、上記別出願の米国特許明細書においてさらに説明
されている。
送信パワー制御回路438は、送信パワー増幅器回路436
にパワー制御された変調された信号を出力する。回路43
6はIF信号を増幅し、適当な出力周波数に信号を同調す
る周波数シンセサイザ出力信号との混合によってRF周波
数に変換する。回路436は、最終的な出力レベルにパワ
ーを増幅する増幅器を含む。受信人への送信信号は回路
436からダイプレクサ432に出力される。ダイプレクサ43
2はセルサイトへの送信のためのアンテナ340に信号を結
合する。
制御プロセッサ446はまた、セルサイトダイバーシテ
ィモード要求およびセルサイト通信の終了命令のような
制御メッセージを生成することができる。これらの命令
は送信のための送信変調器452に供給される。制御プロ
セッサ446は、データ受信機440および442から受信され
るデータに反応し、サーチ受信機444はハンドオフおよ
びダイバーシティ結合に関する決定を行う。
移動体ユニットによる送信に関して、移動体ユーザの
アナログ音声信号はデジタルボコーダを最初に通過す
る。ボコーダ出力は順次に畳み込みフォワードエラー訂
正（FEC）エンコードされ、PN搬送波信号でエンコード
され、変調される64の直交シーケンスである。64の直交
シーケンスは、ウォルシュ関数エンコーダによって発生
される。エンコーダは、畳み込みFECエンコーダからの
６つの連続的な２進シンボル出力によって制御される。
６つの２進が64のウォルシュシーケンスから送信されて
いるものを集合的に決定する。ウォルシュシーケンスは
64ビット長である。したがって、ウォルシュ“チップ”
速度は9600bpsデータ送信速度に関して9600＊３＊（1/
6）64＝307200Hzでなければならない。
移動体−セルリンクにおいて、一般の短いPNシーケン
スはシステムにおける全音声搬送波のために使用され、
ユーザのアドレスのエンコードはユーザのPNシーケンス
発生器を使用して行われる。ユーザPNシーケンスは、少
なくとも通話中の移動体に独特に割当てられる。ユーザ
PNシーケンスは、長さが32768に増加された最大の長さ
の線形シフトレジスタシーケンスである共通のPNシーケ
ンスによって排他的オアされる。結果的な２進信号は直
角位相搬送波をそれぞれ２重位相変調し、合成信号を形
成するために合計され、バンドパスフィルタされ、IF周
波数出力に変換される。例示的な実施例において、フィ
ルタ処理の一部分は２進シーケンス出力で動作している
有限インパルス応答（FIR）デジタルフィルタによって
実際に行われる。
変調器出力はデジタル制御プロセッサおよびアナログ
受信機からの信号によってパワー制御され、適当な出力
周波数に信号を同調する周波数シンセサイザと混合する
ことによって動作のRF周波数に変換され、最終的な出力
レベルに増幅される。送信信号は、ダイプレクサおよび
アンテナに送られる。
図11は、移動体ユニット送信変調器452の好ましく例
示的な実施例を示す。データは、ユーザのデジタルベー
スバンド回路から例示的な実施例において畳み込み的に
エンコードされるエンコーダ600にデジタル信号で供給
される。エンコーダ600の出力は、例示的な実施例にお
いてブロックインターリーバであるインターリーバ602
に供給される。インターリーブされたシンボルは、ブロ
ックインターリーバ602から送信変調器452にウォルシュ
エンコーダ604に出力される。ウォルシュエンコーダ604
は、コードシーケンス出力を発生するために入力シンボ
ルを利用する。ウォルシュシーケンスは、排他的オアゲ
ート606の１つの入力に供給される。
送信変調器452は、出力PNシーケンスの決定における
入力として移動体ユニットのアドレスを受信するPN発生
器608をさらに含む。PN発生器608は、図３および４を参
照に説明されたようなユーザの特定な42ビットシーケン
スを発生する。全ユーザのPN発生器に共通であり、明ら
かに説明されていないPN発生器608のさらなる特性は、
出力ユーザのPNシーケンスの発生におけるマスク技術の
利用である。例えば、42ビットのマスクはPN発生器を形
成するシフトレジスタの列の各レジスタからのビット出
力と排他的オアされる42ビットのマスクの各ビットをそ
のユーザに対して備えられる。マスクおよびシフトレジ
スタビットの排他的オア動作の結果は、ユーザのPNシー
ケンスとして使用されるPN発生器出力を形成するために
共に排他的オアされる。PN発生器608の出力PNシーケン
スおよびシーケンスPNUは、排他的オアゲート606に入力
される。ウォルシュシンボルデータおよびPNUシーケン
スは排他的オアゲート606において排他的オアされ、排
他的オアゲート610および612の両方への入力として供給
される。
送信変調器452は、PNIおよびPNQシーケンスをそれぞ
れ発生するPN発生器614および616をさらに含む。全移動
体ユニットは、同じPNIおよびPNQシーケンスを使用す
る。これらのPNシーケンスは、例示的な実施例における
セル−移動体通信において使用されるゼロシフトであ
る。排他的オアゲート610および612の別の入力は、PN発
生器614および616からのPNIおよびPNQシーケンスがそれ
ぞれ設けられている。シーケンスPNIおよびPNQは、送信
パワー制御回路438（図９参照）に供給される出力を有
する各排他的オアゲートにおいて排他的オアされる。
例示的な実施例において、移動体−セルリンクは強制
された長さＫ＝９で速度ｒ＝1/3の畳み込みコードを使
用する。コードの発生器は、G1＝557（８進法）、G2＝6
63（８進法）およびG3＝711（８進法）である。セル−
移動体リンクと同様に、コードの反復は、ボコーダが20
ミリ秒フレームベースで発生する４つの異なるデータ速
度を適応させるために使用される。セル−移動体リンク
とは異なり、反復されたコードシンボルは低いエネルギ
レベルでは空中に送信されず、反復グループの１つのコ
ードシンボルのみが公称パワーレベルで送信される。結
論として、例示的な実施例におけるコード反復は、以下
に示されるようなインターリーブおよび変調構造におけ
る可変データ速度方式に適合する手段として単に使用さ
れる。
正確に１つのボコーダフレームである20ミリ秒にわた
るブロックインターリーバは、移動体−セルリンクにお
いて使用される。データ速度を9600bpsおよびコード速
度をｒ＝1/3と仮定する20ミリ秒のコードシンボルの数
は576である。Ｎがインターリーバアレイの行の数に等
しく、Ｂがインターリーバアレイの列の数に等しいＮお
よびＢパラメータは、それぞれ32および18である。コー
ドシンボルは、行によってインターリーバメモリアレイ
中に書込まれ、列によって読取られる。
変調フォーマットは、64の直交信号である。換言する
と、インターリーブされたコードシンボルは64の直交波
形の中から１つを選択するように６グループに分類され
る。64の時間直交波形は、セル−移動体リンクにおける
カバーシーケンスとして使用される同じウォルシュ関数
である。
データ変調時間間隔は208.33μ秒に等しく、ウォルシ
ュシンボル間隔と呼ばれる。9600bpsの208.33μ秒は２
情報ビットに対応し、６つのコードシンボルに等しいコ
ードシンボル速度は28800spsである。ウォルシュシンボ
ル間隔はそれぞれ不変に208.33/64＝3.25μ秒の64の等
しい時間間隔にさらに分けられ、ウォルシュチップと呼
ばれる。ウォルシュチップ速度は、1/3.25μ秒＝307.2k
Hzである。PN拡散速度、1.2288MHzは２つのリンクに対
称であるので、１ウォルシュチップにつき４つのPNチッ
プが存在する。
ユーザの特定な42ビットPN発生器および１対の15ビッ
トのＩおよびＱチャネルPN発生器の３つのPN発生器の合
計が移動体−セルリンク路において使用されている。ユ
ーザの特定な拡散動作にしたがって、信号はセル−移動
体リンクにおいて行われるようなQPSK拡散である。各セ
クタあるいはセルサイトが特有の長さ215のシーケンス
によって識別されたセル−移動体リンクとは異なり、全
移動体ユニットは同じＩおよびＱのPNシーケンスを使用
する。これらのPNシーケンスはセル−移動体リンクにお
いて使用されるゼロシフトシーケンスであり、パイロッ
トシーケンスと呼ばれる。
コード反復およびエネルギスケーリングは、ボコーダ
によって生成される可変速度を適合させるためにセル−
移動体リンクにおいて使用されている。移動体−セルリ
ンクは、バースト送信に基づいた異なる方式を使用す
る。
ボコーダは、セル−移動体リンクにおけるような20ミ
リ秒フレームベースの9600,4800,2400および1200bpsの
４つの異なるデータ速度を生成する。情報ビットは速度
ｒ＝1/3の畳み込みエンコーダによってエンコードさ
れ、コードシンボルは３つの低いデータ速度で2,4およ
び８回繰り返される。したがって、コードシンボル速度
は28800spsに一定に保たれている。エンコーダにしたが
って、コードシンボルは１つのボコーダフレームあるい
は20ミリ秒に及ぶブロックインターリーバによってイン
ターリーブされる。576コードシンボルの合計は畳み込
みエンコーダによって20ミリ秒ごとに発生され、その幾
つかは繰り返されるシンボルである。
送信されるコードシンボルシーケンスは、図12におい
て示されている。20ミリ秒のボコーダフレームがそれぞ
れ1.25ミリ秒の16スロットにさらに分けられることに注
目する。移動体−セルリンクの数値列は、各スロットに
おいて28800sps速度の36のコードシンボルあるいは4800
sps速度の同等の６つのウォルシュシンボルが存在する
ことである。1/2の速度、つまり4800bpsでスロットはそ
れぞれ２つのスロットを含む８グループに分類される。
1/4の速度、つまり2400bpsでスロットはそれぞれ４つの
スロットを含む４グループに分類され、最終的に1/8の
速度、つまり1200bpsでスロットはそれぞれ８つのスロ
ットを含む２グループに分類される。
例示的なシンボルバースト送信パターンは、図12にお
いてさらに示されている。例えば、1/4の速度、つまり2
400bpsで第１のグループの第４のスロット期間中に、イ
ンターリーバメモリアレイの第４および第８の行では列
で読取られ、連続して送信される。送信されたデータの
スロット位置は、干渉を減少するためにランダム化され
なければならない。
移動体−セルリンクのタイミングは、図13において示
されている。図13は、移動体−セルチャネル、つまり音
声およびアクセスを含む図７のタイミング図に拡散され
る。移動体−セルリンクの同期は次のステップを具備す
る。
1.同期メッセージを首尾よく復号、つまりCRCチェック
する。
2.同期メッセージ中で受信される状態を有する長いPNシ
フトレジスタ１スタを負荷する。
3.シフトされたパイロットを使用するセクタから受信し
ている場合のパイロットコード位相オフセットを補償す
る。
この点において、移動体は同期化、つまりPN同期化お
よび実時間同期化を完了し、アクセスチャネルあるいは
音声チャネルのどちらかに送信し始める。
通話を発信するための移動体ユニットは、セルサイト
を介して別のシステムユーザに対する通話を完成するた
めの信号特性を設けなければならない。移動体−セルリ
ンクにおける想像されたアクセス技術はスロットされた
ALOHAである。反転チャネルの例示的な送信ビット速度
は4800bpsである。アクセスチャネルパケットは、情報
によって導かれるプレアンブルから構成される。
プレアンブルの長さは、例示的な実施例において20ミ
リ秒のフレームの整数倍であり、移動体がページングチ
ャネルのメッセージの１つにおいて受信するセクタ／セ
ルサイトパラメータである。セルサイト受信機は伝播遅
延を解決するためにプレアンブルを使用するので、この
方式はセルサイト半径に基づいてプレアンブルの長さを
変化できる。アクセスチャネルのユーザPNコードは予定
されるか、ページングチャネル移動体ユニットに送信さ
れる。
変調は、プレアンブル期間中は固定され一定である。
プレアンブルにおいて使用される直交波形はW0、つまり
全てゼロのウォルシュ関数である。畳み込みエンコーダ
の入力における全てのゼロのパターンは所望な波形W0を
発生することに注目する。
アクセスチャネルのデータパケットは、１つあるいは
多くて２つの20ミリ秒フレームから構成される。アクセ
スチャネルのエンコード、インターリーブおよび変調
は、9600bpsの速度の音声チャネルと正確に同じであ
る。例示的な実施例において、セクタ／セルサイトは40
ミリ秒のプレアンブルを送信する移動体ユニットを必要
とし、アクセスチャネルのメッセージタイプは１つのデ
ータフレームを必要とする。ｋが予め定められた時間の
原点から経過される20ミリ秒の数であるプレアンブルの
フレームの数をNpとする。移動体は、式：（k,Np＋２）
＝０が成立つ場合のみアクセスチャネルの送信を始め
る。
別の通信の適用に関して、エラー訂正のエンコード、
直交シーケンスのエンコードおよび適用にさらに適合す
るPNエンコードの様々な装置を再配列することが望まし
い。
例えば、信号が１つ以上の地球軌道衛星によって大き
なHub地球局と移動体端末の間に中継される衛星移動体
通信において、チャネルが地球の移動体チャネルよりも
さらに位相コヒーレントがすぐれているため、リンクの
両方向にコヒーレント変調および復調技術を使用するこ
とが望まれる。このような適用において、移動体変調器
は上記で説明されるようなｍのエンコードを利用しな
い。代りに、フォワードエラー訂正シンボルの２位相あ
るいは４位相変調は、コスタス（Costas）ループ技術を
使用する受信された信号から抽出された搬送波位相を有
する通常のコヒーレント復調が使用される。加えて、セ
ル−移動体リンクに関してここに記載されるような直交
ウォルシュ関数のチャネルが使用される。チャネル位相
が合理的にコヒーレントを維持する限り、この変調およ
び復調システムは高いシステム容量を生ずるｍの直交信
号よりも低いEb/Noを有する動作を提供する。
別の実施例において、ボコーダおよびFEC技術を利用
する代りにRF波形に直接スピーチ波形をエンコードする
ことが好ましい。ボコーダおよびFEC技術の使用は非常
に高いリンク特性を生じるが、実行は非常に複雑であ
り、付加的な費用および高いパワーの消費を生ずる。こ
れらの欠点は、バッテリーの消費および費用が重要であ
るポケット携帯電話において特に好ましくない。通常の
デジタル電話送信の実行において、スピーチ波形は8kHz
のサンプル速度で８ビットのスピーチサンプルとしてデ
ジタルフォーマットで表される。CDMAシステムは搬送波
位相角度に直接８ビットサンプルをエンコードする。こ
れは、ボコーダあるいはFECエンコーダ／デコーダの必
要性をなくす。これは、低い容量を生ずる良好な特性の
高い信号対雑音比を必要とする。別の実施例において、
８ビットのスピーチサンプルは搬送波振幅に直接エンコ
ードされる。別の実施例においてスピーチ波形サンプル
は搬送波位相および振幅においてエンコードされる。
好ましい実施例の前述の説明は、当業者が本発明を形
成し、使用することを可能にするために与えられたもの
である。これらの実施例の様々な変更は当業者に容易に
明らかであり、ここに限定される包括的な原理は本発明
の機能の利用しない別の実施例に適用される。このよう
に、本発明はここに示される実施例に限定されるもので
はなく、ここに開示された原理および新しい特徴に適応
した幅広い技術的範囲を許容する。
フロントページの続き (72)発明者 パドバニー、ロベルト アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92130、サン・ディエゴ、フツラ・スト リート 12634 (72)発明者 ウィーバー、リンゼイ・エー、ジュニア アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92122、サン・ディエゴ、トニー・ドラ イブ 3419 (72)発明者 ウェトレー、チャールズ・イー、ザ・サ ード アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92014、デル・マー、カミニト・デル・ バルコ 2208 (72)発明者 ビタービ、アンドリュー・ジェイ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92037、ラ・ジョラ、グレンウィック・ プレイス 2712 (56)参考文献 特開 昭52−60013（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−24742（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−73730（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−283331（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−58941（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−41539（ＪＰ，Ｕ) 米国特許4933952（ＵＳ，Ａ) 米国特許4052565（ＵＳ，Ａ) 「スペクトル拡散通信システム」，横 山著，科学技術出版社発行，昭和63年５ 月，ｐｐ197〜213 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 13/00

Claims (52)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直接シーケンス方式のスペクトル拡散通信
    で使用する変調システムにおいて、 複数の直交バイナリシーケンスの選択された１つに対応
    する第１の直交シーケンス信号を発生する手段と、 予め定められた疑似雑音（PN）バイナリシーケンスに対
    応するPN信号を発生する手段と、 前記第１の直交シーケンス信号と前記PN信号とを結合
    し、結果信号を供給する手段とを具備する変調システ
    ム。
  2. 【請求項２】前記結果信号を入力情報信号と結合し、結
    果スペクトル拡散情報信号を供給する手段をさらに具備
    する請求項１記載の変調システム。
  3. 【請求項３】前記第１の直交シーケンス信号を発生する
    手段は、パイロットチャネル信号として使用するために
    第１の直交シーケンス信号を発生するパイロットチャネ
    ル信号発生器を備え、 前記変調システムは、入力情報信号を受け取り、前記第
    １の直交シーケンス信号とは異なる第２の直交シーケン
    ス信号を発生し、前記第２の直交シーケンス信号と前記
    入力情報信号とを結合し、結果通信チャネル信号を供給
    する通信チャネル信号発生器をさらに具備する請求項１
    記載の変調システム。
  4. 【請求項４】前記入力情報信号に対する指定受信人に対
    して一意的なスクランブル信号を発生し、前記スクラン
    ブル信号と前記入力情報信号とを受け取って結合するた
    めに前記通信チャネル信号発生器の入力に接続されたデ
    ータスクランブラをさらに具備する請求項３記載の変調
    システム。
  5. 【請求項５】前記通信チャネル信号発生器は、少なくと
    も１つの付加的な入力情報信号を受け取り、各付加的な
    入力情報信号に対して、前記第１および第２の直交シー
    ケンス信号および他の各付加的な直交シーケンス信号と
    それぞれ異なる付加的な直交シーケンス信号を発生し、
    各付加的な直交シーケンス信号と前記付加的な入力情報
    信号のそれぞれ１つとを結合し、対応する結果的な付加
    通信チャネル信号を供給する発生器をさらに備えている
    請求項３記載の変調システム。
  6. 【請求項６】前記パイロットチャネル信号と前記PN信号
    と各通信チャネル信号とを受け取り、対応するPN拡散パ
    イロットおよび通信チャネル信号を生成するように前記
    PN信号を前記パイロットチャネル信号のそれぞれおよび
    前記通信チャネル信号と結合する結合手段をさらに具備
    する請求項３または請求項４記載の変調システム。
  7. 【請求項７】前記パイロットチャネル信号と前記通信チ
    ャネル信号とを搬送波信号に変調し、前記変調された搬
    送波信号を送信する送信手段をさらに具備する請求項３
    ないし請求項６のいずれか１項記載の変調システム。
  8. 【請求項８】前記パイロットチャネル信号と前記通信チ
    ャネル信号と各付加通信チャネル信号とを搬送波信号に
    変調し、前記変調された搬送波信号を送信する送信手段
    をさらに具備する請求項５または請求項６記載の変調シ
    ステム。
  9. 【請求項９】前記PN信号を発生する手段は、 同位相PNチップコードを使用して第１のスペクトル拡散
    信号を発生する第１のPN発生手段と、 第１のものとは異なる多項式関数を使用する直角位相PN
    チップコードを使用して第２のスペクトル拡散信号を発
    生する第２のPN発生手段とを備えている請求項１または
    請求項２記載の変調システム。
  10. 【請求項１０】前記PN信号を発生する手段は、 同位相PNチップコードを使用して第１のスペクトル拡散
    信号を発生する第１のPN発生手段と、 第１のPN発生手段のものとは異なる多項式関数を使用す
    る直角位相PNチップコードを使用して第２のスペクトル
    拡散信号を発生する第２のPN発生手段とを備えている請
    求項３ないし請求項８のいずれか１項記載の変調システ
    ム。
  11. 【請求項１１】前記パイロットチャネル信号発生器は、 前記パイロットチャネル直交シーケンス信号として使用
    するためにすべて０のウォルシュチップシーケンスを発
    生するパイロットチャネルウォルシュシーケンス発生器
    と、 前記第１のスペクトル拡散信号と前記パイロットチャネ
    ル直交シーケンス信号とを受け取って結合して、第１の
    パイロットチャネル出力信号を生成する第１のパイロッ
    トチャネル結合手段と、 前記第２のスペクトル拡散信号と前記パイロットチャネ
    ル直交シーケンス信号とを受け取って結合して、第２の
    パイロットチャネル出力信号を生成する第２のパイロッ
    トチャネル結合手段とを備えている請求項10記載の変調
    システム。
  12. 【請求項１２】前記通信チャネル信号発生器は、 各ユーザチャネル直交シーケンス信号として使用するた
    めに、０と１状態チップの選択されたウォルシュチップ
    シーケンスを発生するユーザチャネルウォルシュシーケ
    ンス発生器と、 前記各入力情報信号と前記発生されたユーザチャネル直
    交シーケンス信号とを受け取って結合して、ユーザチャ
    ネル直交情報信号を生成する第１のユーザチャネル結合
    手段と、 前記第１のスペクトル拡散信号と前記ユーザチャネル直
    交情報信号とを受け取って結合して、第１のユーザチャ
    ネル出力信号を生成する第２のユーザチャネル結合手段
    と、 前記第２のスペクトル拡散信号と前記発生されたユーザ
    チャネル直交情報信号とを受け取って結合して、第２の
    ユーザチャネル出力信号を生成する第３のユーザチャネ
    ル結合手段とを備えている請求項11記載の変調システ
    ム。
  13. 【請求項１３】前記通信チャネル信号発生器は、 各他のチャネル直交シーケンス信号として使用するため
    に、０と１状態チップの他の選択されたウォルシュチッ
    プシーケンスを発生する他のチャネルウォルシュシーケ
    ンス発生器と、 他の情報信号と前記発生された他のチャネル直交シーケ
    ンス信号とを受け取って結合して、他のチャネル直交情
    報信号を生成する第１の他のチャネル結合手段と、 前記第１のスペクトル拡散信号と前記他のチャネル直交
    情報信号とを受け取って結合して、第１の他のチャネル
    出力信号を生成する第２の他のチャネル結合手段と、 前記第２のスペクトル拡散信号と前記発生された他のチ
    ャネル直交情報信号とを受け取って結合して、第２の他
    のチャネル出力信号を生成する第３の他のチャネル結合
    手段とをさらに備えている請求項12記載の変調システ
    ム。
  14. 【請求項１４】各入力情報信号を受け取り、フォワード
    エラー訂正エンコードし、インターリーブして、結果的
    なインターリーブ信号を前記通信チャネル信号発生器に
    供給するインターリーバをさらに具備する請求項３ない
    し請求項８、請求項10ないし請求項13のいずれか１項記
    載の変調システム。
  15. 【請求項１５】各入力情報信号が、可変速度ボコード化
    された音声デジタルデータのフレームを含む請求項２な
    いし請求項14のいずれか１項記載の変調システム。
  16. 【請求項１６】各入力情報信号が、固定時間のデータフ
    レームのシーケンスを含み、各データフレームが可変速
    度ボコード化された音声デジタルデータの可変数のビッ
    トから構成されている請求項２ないし請求項15のいずれ
    か１項記載の変調システム。
  17. 【請求項１７】各入力情報信号が、パワー制御ビットデ
    ータを含んだフレームを含む請求項２ないし請求項16の
    いずれか１項記載の変調システム。
  18. 【請求項１８】前記第１の直交シーケンス信号を発生す
    る手段は、入力信号を受け取って、前記入力信号のシー
    ケンシャル部分を、前記各入力信号部分の値にしたがっ
    て前記複数の直交バイナリシーケンスから選択された前
    記直交バイナリシーケンスのそれぞれ１つに変換するよ
    うに構成されている請求項１記載の変調システム。
  19. 【請求項１９】前記PN信号は、長さが増加された最大の
    長さの線形シーケンスPNコードである請求項１ないし請
    求項18のいずれか１項記載の変調システム。
  20. 【請求項２０】前記結合手段と直列に接続され、前記第
    １の直交シーケンス信号を受け取り、移動体ユニットに
    一意的な付加的な予め定められたPN信号を発生し、前記
    第１の直交シーケンス信号と前記付加的なPN信号とを結
    合して対応する移動体ユニット拡散信号を生成する発生
    器をさらに具備する請求項18記載の変調システム。
  21. 【請求項２１】デジタルユーザデータを受け取って畳み
    込みエンコードして、シンボルデータの出力を生成する
    データエンコーダと、 前記シンボルデータを受け取って予め定められた順序フ
    ォーマットにしたがって構成して、前記入力信号として
    前記構成されたシンボルデータの出力を供給するインタ
    ーリーバとをさらに具備する請求項18または請求項20記
    載の変調システム。
  22. 【請求項２２】第１のPNコードの出力を発生して供給す
    る第１のPN発生器と、 第２のPNコードの出力を発生して供給する第２のPN発生
    器と、 前記第１のPNコードと前記移動体ユニット拡散信号とを
    受け取って結合し、第１のPN拡散データ信号を生成する
    第１の結合手段と、 前記第２のPNコードと前記移動体ユニット拡散信号とを
    受け取って結合し、第２のPN拡散データ信号を生成する
    第２の結合手段とをさらに具備する請求項20または請求
    項21記載の変調システム。
  23. 【請求項２３】前記PN信号は第１の長さであり、前記第
    １および第２のPNコードは第２の長さであり、前記第１
    の長さよりも実質的に短い請求項22記載の変調システ
    ム。
  24. 【請求項２４】前記デジタルユーザデータは、予め定め
    られた時間期間のデータフレーム中にデータビットとし
    て供給される可変速度データであり、前記エンコード
    は、入力デジタルデータの各フレーム中の各データビッ
    トに対して３つのシンボルを発生し、前記インターリー
    バは、前記インターリーバからのフレーム当り一定数の
    シンボル出力を維持するために出力シンボルを繰り返す
    請求項21ないし請求項23のいずれか１項記載の変調シス
    テム。
  25. 【請求項２５】前記第１の直交シーケンス信号を発生す
    る手段は、64−aryウォルシュシーケンスエンコーダを
    備えている請求項18ないし請求項24のいずれか１項記載
    の変調システム。
  26. 【請求項２６】前記第１の直交シーケンス信号を発生す
    る手段は、64ウォルシュシーケンスの１つに対応する直
    交シーケンスデータを発生し、64ウォルシュシーケンス
    の１つは、それぞれ64ウォルシュチップから構成され、
    64ウォルシュシーケンスの１つに対応する６つのシンボ
    ルバイナリ値を有する６つの連続シンボルのバイナリ値
    に応答してそれぞれ選択される請求項25記載の変調シス
    テム。
  27. 【請求項２７】前記第１の直交シーケンス信号を発生す
    る手段は、予め選択された速度で前記第１の直交シーケ
    ンス信号を発生し、前記PN信号を発生する手段は、前記
    予め選択された速度の倍数である速度でPNコードチップ
    を発生する請求項１ないし請求項26のいずれか１項記載
    の変調システム。
  28. 【請求項２８】前記PN信号を発生する手段は、前記結合
    手段において前記直交シーケンスの各チップと結合する
    ために４つのPNコードチップを発生する請求項27記載の
    変調システム。
  29. 【請求項２９】前記直交シーケンスのそれぞれは、１組
    のウォルシュシーケンスから選択される請求項１ないし
    請求項28のいずれか１項記載の変調システム。
  30. 【請求項３０】直接シーケンス方式のスペクトル拡散通
    信システムで信号を変調する方法において、 複数の直交バイナリシーケンスの選択された１つに対応
    する第１の直交シーケンス信号を発生し、 予め定められたPNバイナリシーケンスに対応するPN信号
    を発生し、 前記第１の直交シーケンス信号と前記PN信号とを結合
    し、結果信号を供給するステップを具備する変調方法。
  31. 【請求項３１】前記結果信号を入力情報信号と結合し、
    結果スペクトル拡散情報信号を供給するステップをさら
    に具備する請求項30記載の変調方法。
  32. 【請求項３２】少なくとも１つの付加的な入力情報信号
    を受け取り、 各付加的な入力情報信号に対して、前記第１および第２
    の直交シーケンス信号および他の各付加的な直交シーケ
    ンス信号とそれぞれ異なる付加的な直交シーケンス信号
    を発生し、 各付加的な直交シーケンス信号と前記付加的な入力情報
    信号のそれぞれ１つとを結合し、 対応する結果的な付加通信チャネル信号を供給するステ
    ップをさらに具備する請求項31記載の変調方法。
  33. 【請求項３３】拡散コードとして使用される前記PN信号
    により拡散するためにパイロットチャネル信号として前
    記直交シーケンス信号の選択された１つを供給するステ
    ップをさらに具備する請求項30ないし請求項32のいずれ
    か１項記載の変調方法。
  34. 【請求項３４】前記第１の直交シーケンス信号を発生す
    るステップは、パイロットチャネル信号として使用する
    ために第１の直交シーケンス信号を発生するステップを
    含み、 前記変調方法は、入力情報信号を受け取り、前記第１の
    直交シーケンス信号とは異なる第２の直交シーケンス信
    号を発生し、前記第２の直交シーケンス信号と前記入力
    情報信号とを結合し、結果通信チャネル信号を供給する
    ステップをさらに具備する請求項30記載の方法。
  35. 【請求項３５】前記入力情報信号に対する指定受信人に
    対して一意的なスクランブル信号を発生し、前記スクラ
    ンブル信号と前記入力情報信号とを結合するステップを
    さらに具備する請求項30ないし請求項33のいずれか１項
    記載の変調方法。
  36. 【請求項３６】前記パイロットチャネル信号と各通信チ
    ャネル信号を受け取り、 予め定められたPNコードのPN信号を発生し、 対応するPN拡散パイロットおよび通信チャネル信号を生
    成するように前記PN信号を前記パイロットチャネル信号
    のそれぞれおよび前記通信チャネル信号と結合するステ
    ップをさらに具備する請求項35記載の変調方法。
  37. 【請求項３７】前記パイロットチャネル信号と前記通信
    チャネル信号と各付加的な通信チャネル信号を搬送波信
    号に変調し、前記変調された搬送波信号を送信するステ
    ップをさらに具備する請求項33、請求項35、請求項36の
    いずれか１項記載の変調方法。
  38. 【請求項３８】前記PN信号を発生するステップは、 同位相PNチップコードを使用して第１のスペクトル拡散
    信号を発生し、 第１のものとは異なる多項式関数を使用する直角位相PN
    チップコードを使用して第２のスペクトル拡散信号を発
    生するステップを含む請求項30ないし請求項33、請求項
    35ないし請求項37のいずれか１項記載の変調方法。
  39. 【請求項３９】各入力情報信号をフォワードエラー訂正
    エンコードおよびインターリーブするステップをさらに
    具備する請求項31ないし請求項33、請求項35ないし請求
    項38のいずれか１項記載の変調方法。
  40. 【請求項４０】各入力情報信号が、可変速度ボコード化
    された音声デジタルデータのフレームを含む請求項31な
    いし請求項33、請求項35ないし請求項39のいずれか１項
    記載の変調方法。
  41. 【請求項４１】前記パイロットチャネル信号と各通信チ
    ャネル信号とを受け取り、 予め定められたPNコードのPN信号を発生し、 対応するPN拡散パイロットおよび通信チャネル信号を生
    成するように前記PN信号を前記パイロットチャネル信号
    のそれぞれおよび前記通信チャネル信号と結合するステ
    ップをさらに具備する請求項34記載の変調方法。
  42. 【請求項４２】前記パイロットチャネル信号と前記通信
    チャネル信号と各付加的な通信チャネル信号を搬送波信
    号に変調し、前記変調された搬送波信号を送信するステ
    ップをさらに具備する請求項34または請求項41記載の変
    調方法。
  43. 【請求項４３】前記PN信号を発生するステップは、 同位相PNチップコードを使用して第１のスペクトル拡散
    信号を発生し、 第１のものとは異なる多項式関数を使用する直角位相PN
    チップコードを使用して第２のスペクトル拡散信号を発
    生するステップを含む請求項34、請求項41、請求項42の
    いずれか１項記載の変調方法。
  44. 【請求項４４】前記パイロットチャネル信号を発生する
    ステップは、 前記パイロットチャネル直交シーケンス信号として使用
    するためにすべて０のウォルシュチップシーケンスを発
    生し、 前記第１のスペクトル拡散信号と前記パイロットチャネ
    ル直交シーケンス信号とを受け取って結合して、第１の
    パイロットチャネル出力信号を生成し、 前記第２のスペクトル拡散信号と前記パイロットチャネ
    ル直交シーケンス信号とを受け取って結合して、第２の
    パイロットチャネル出力信号を生成するステップを含む
    請求項41ないし請求項43のいずれか１項記載の変調方
    法。
  45. 【請求項４５】前記通信チャネル信号を発生するステッ
    プは、 各ユーザチャネル直交シーケンス信号として使用するた
    めに、０と１状態チップの選択されたウォルシュチップ
    シーケンスを発生し、 前記各入力情報信号と前記発生されたユーザチャネル直
    交シーケンス信号とを受け取って結合して、ユーザチャ
    ネル直交情報信号を生成し、 前記第１のスペクトル拡散信号と前記ユーザチャネル直
    交情報信号とを受け取って結合して、第１のユーザチャ
    ネル出力信号を生成し、 前記第２のスペクトル拡散信号と前記発生されたユーザ
    チャネル直交情報信号とを受け取って結合して、第２の
    ユーザチャネル出力信号を生成するステップを含む請求
    項44記載の変調方法。
  46. 【請求項４６】前記第１の直交シーケンス信号を発生す
    るステップは、入力信号を受け取って、前記入力信号の
    シーケンシャル部分を、前記各入力信号部分の値にした
    がって前記複数の直交バイナリシーケンスから選択され
    た前記直交バイナリシーケンスのそれぞれ１つに変換す
    るステップを備えている請求項30記載の変調方法。
  47. 【請求項４７】前記入力信号はデジタルデータビットか
    ら構成され、 前記変換ステップは、 前記デジタルデータの予め定められた数のビットを前記
    デジタルデータ部分のそれぞれ１つにグループ化し、 各デジタルデータ部分中の前記ビットのバイナリ値か
    ら、前記直交バイナリシーケンスの対応する１つを決定
    し、前記直交バイナリシーケンスはウォルシュシーケン
    スであり、 前記決定された直交バイナリシーケンスに対応する前記
    各第１の直交シーケンス信号部分を発生するステップを
    備えている請求項46記載の変調方法。
  48. 【請求項４８】それぞれ予め定められたPNコードであ
    る、少なくとも１つの付加的なPN信号を発生し、 対応する付加的なPN拡散信号を供給するように前記PN信
    号と各付加的なPN信号とを結合するステップをさらに具
    備する請求項46または請求項47記載の変調方法。
  49. 【請求項４９】前記第１の直交シーケンス信号を受け取
    り、移動体ユニットに一意的な付加的な予め定められた
    PN信号を発生し、前記第１の直交シーケンス信号と前記
    付加的なPN信号とを結合して、対応する移動体ユニット
    拡散信号を生成するステップをさらに具備する請求項46
    記載の変調方法。
  50. 【請求項５０】デジタルユーザデータを畳み込みエンコ
    ードして、シンボルデータの出力を生成し、 前記シンボルデータを受け取って、予め定められた順序
    フォーマットにしたがって構成し、前記入力信号として
    前記構成されたシンボルデータの出力を生成するステッ
    プをさらに具備する請求項46ないし請求項49のいずれか
    １項記載の変調方法。
  51. 【請求項５１】前記直交バイナリシーケンスのそれぞれ
    は、１組のウォルシュシーケンスから選択されたウォル
    シュシーケンスである請求項30ないし請求項50のいずれ
    か１項記載の変調方法。
  52. 【請求項５２】前記PN信号は、長さが増加された最大の
    長さの線形シーケンスPNコードである請求項30ないし請
    求項50のいずれか１項記載の変調方法。
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