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Verfahren und Einrichtung zum Empfang von Fernsteuerungsbefehlen, insbesondere in Rundsteuerungsanlagen mit dem Starkstromnetz überlagerten Steuerimpulsen In sogenannten Rundsteuerungsanlagen werden die meist tonfrequenten Steuerimpulse auf der Sendeseite dem vorhandenen Starkstrom überlagert. Die Übertragung der Steuerimpulse vom Sender zu den Empfängern erfolgt gemeinsam mit dem Starkstrom auf dem sowieso vorhandenen Starkstromnetz. Dies bedingt, dass in den einzelnen Empfangsapparaten die Steuerimpulse zunächst wieder vom 50periodigen Starkstrom getrennt werden müssen.
Zur Durchführung dieser Aufgabe sind bereits eine Reihe von Verfahren und Einrichtungen bekannt, zum Beispiel elektrische frequenzabhängige Filter oder elektromechanische frequenzabhängige Filter.
Die elektrischen Filter haben den Vorteil, dass sie ohne mechanisch bewegte Teile auskommen, sie werden anderseits besonders bei verhältnismässig tiefen Steuerfrequenzen voluminös und teuer. Die zur Erzielung einer guten Selektivitätskurve notwendigen hohen Gütezahlen der elektrischen Schwingkreise lassen sich zudem in der Praxis oft nur mit grossem Aufwand realisieren.
Demgegenüber lassen sich elektromechanische Filter, zum Beispiel solche mit schwingenden Metallzungen, sehr klein herstellen. Der sogenannte Gütefaktor der mechanisch schwingenden Teile kann zudem ohne Schwierigkeit genügend hoch getrieben werden, man erhält also ohne weiteres genügend scharfe Selektivitätskurven. Hingegen bereitet die Auswertung der Steuerimpulse, die ein mechanisches Filter durchlaufen haben, einige Schwierigkeiten.
Beim meistbekannten Antrieb von Klinkenrädchen durch die schwingende Zunge sind Lärm und mechanische Abnützungserscheinungen unvermeidlich. Eine Zurückverwandlung der mechanischen Schwingung in eine elektrische Schwingung ist infolge des schlechten Wirkungsgrades mit bedeutenden Leistungsver- lusten verbunden, so dass schlussendlich zur Betätigung des Relais nicht mehr genügend Leistung zur Verfügung steht.
Da am Ausgang des elektromagnetischen Filters ferner nicht genügend hohe Steuerspannungen realisierbar sind, ist auch die bekannte Verstärkung durch Speicherung der Steuerimpulse in einem Speicherkondensator und Entladung über eine Glimmröhre nicht ohne weiteres anwendbar.
Die bekannte Leistungsverstärkung der Steuerimpulse durch Speicherung hat zudem den Nachteil, dass die Zeit vom Beginn des Steuerimpulses bis zur Betätigung des Relais stark von der Amplitude des Steuerimpulses abhängt.
Die vorliegende Erfindung vermeidet diese Nachteile und besteht darin, dass die Steuerimpulse zunächst in einem elektromechanischen Filter vom Starkstrom und eventuellen Fremdströmen getrennt und dann mit einem Amplitudenbegrenzer auf einen möglichst konstanten Wert begrenzt, anschliessend verstärkt und gleichgerichtet als konstanter Ladestrom einem Speicherkondensator zugeführt werden, und dass die in diesen Speicherkondensator hineingeladene Hilfsenergie nach einer durch die Erreichung einer bestimmten Spannung genau vorbestimmten Zeit über ein Halbleiterelement mit fallender Strom-Spannungs- charakteristik an das zu betätigende Relais abgegeben wird.
Die Erfindung umfasst auch eine Einrichtung zur Durchführung des genannten Verfahrens und betrifft einen elektromechanischen Wandler zur Umwandlung der elektrischen Schwingung der Steuerimpulse in mechanische Schwingungen, ein mechanisches, fre- quenzabhängiges Filter zur Trennung der Schwingungen der Steuerimpulse von denjenigen des Starkstromes und eventueller Fremdströme, einen mechanisch-
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elektrischen Wandler zur Rückverwandlung der mechanischen - nach dem Passieren des Filters nunmehr rein herausgesiebten - Schwingungen der Steuerimpulse in elektrische Schwingungen; eine Einrichtung zur amplitudenmässigen Begrenzung der zuletztgenannten Schwingungen;
je eine Einrichtung zur Verstärkung, Gleichrichtung und Speicherung dieser Schwingungen sowie ein Halbleiterelement mit fallender Stromspannungscharakteristik zur spontanen Abgabe der gespeicherten Hilfsenergie an das zu betäti- gende Relais.
Die notwendige Verstärkung der schwachen Steuersignale erfolgt beispielsweise durch die Steuerung eines wesentlich grösseren, konstanten Hilfs- bzw. Ladestromes mittels eines steuerbaren Halbleiterventils.
Vorteilhafterweise wird die Entladung des Spei- cherkondensators über sogenannte PNPN- oder Uni- junction-Transistoren eingeleitet. Der PNPN-Tran- sistor kann auch durch eine Kombination eines PNP- und eines NPN-Transistors ersetzt werden.
Ferner ist es zweckmässig, den Einfluss der Netzspannungsschwankungen auf die Speisespannung des Verstärkers mit Hilfe eines spannungsabhängigen Widerstandes auszugleichen.
Im folgenden sollen anhand von Beispielen und der Figuren das erfindungsgemässe Verfahren sowie eine Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens beschrieben werden.
Dabei zeigt: Fig. 1 ein elektrisches Prinzipschema einer Empfangseinrichtung, Fig. 2 den Momentanwert der gefilterten und in ihrer Amplitude limitierten Steuerspannung uBE unmittelbar vor dem Verstärker in Funktion des Momentanwertes der Steuerspannung u, an den Eingangsklemmen des Empfängers, Fig. 3 den Basisstrom 1B des als Verstärker verwendeten Transistors in Funktion der Basis-Emitter- spannung UBE bei konstanter Kollektor-Emitterspan- nung,
Fig.4 den Kollektorstrom IC in Funktion der Kollektor-Emitterspannung UCE mit konstanten Basisströmen 1B als Parameter, Fig. 5 die zwischen Kollektor und Emitter von aussen angelegte Kollektor-Emitterspannung UCE in Funktion der Zeit, Fig. 6 den Momentanwert des Kollektorstromes i,., des als Verstärker verwendeten Transistors in Funktion des Momentanwertes der Steuerspannung U,
an den Eingangsklemmen des Verstärkers bei konstanter Gleichspannung UCE zwischen Kollektor und Emitter des Transistors, Fig. 7 die am Verstärkereingang angelegte Basis- Emitterspannung BBE in Funktion der Zeit, Fig.8 den resultierenden Kollektorstrom i" in Funktion der Zeit, Fig. 9 die Ladespannung UCL des Speicherkon- densators in Funktion der Zeit, Fig. 10 die Strom-Spannungs-Charakteristik des Halbleiterelementes mit fallender Strom-Spannungs- Charakteristik,
Fig. 11 die zur Betätigung des Relais minimal notwendige Signalspannung U,t an den Empfängereingangsklemmen in Funktion der Impulsdauer des Steuersignals, Fig. 12 eine mögliche Variante des Entladestrom- kreises einer Empfangseinrichtung, Fig. 13 eine weitere Variante des Entladestrom- kreises einer Empfangseinrichtung.
In Fig. 1 bedeuten 1 und 2 die Klemmen, mit denen die ganze Empfangseinrichtung ans Starkstromnetz angeschlossen ist.
über den Kondensator 3 gelangen die eintreffenden tonfrequenten Steuerimpulse in die Erregerspule 4 des elektromechanischen Wandlers 5. Induktivität der Erregerspule 4 und Kapazität des Kondensators 3 sind für die Steuerfrequenz auf Serieresonanz abgestimmt, womit eine elektrische Vorselektion erreicht wird. Die mechanisch auf die Steuerfrequenz abgestimmte Schwingzunge 6 schwingt also bei eintreffenden Steuerimpulsen. über eine Kopplungsfeder 7 werden diese Schwingungen auf die Schwingzunge 8, die ebenfalls auf die Steuerfrequenz abgestimmt ist, übertragen. Schwingzunge 6 und 8 bilden zusammen mit der Kupplungsfeder 7 in bekannter Weise ein mechanisches Bandfilter für die Steuerfrequenz.
Vermittels des mechanisch elektrischen Wandlers 9 werden die ausgesiebten mechanischen Schwingungen wieder in elektrische Schwingungen zurückverwandelt. Dabei bildet die Spule 10 des mechanisch elektrischen Wandlers zusammen mit dem Kondensator 11 einen Parallelresonanzkreis, der ebenfalls auf die Steuerfrequenz abgestimmt ist, wodurch eine weitere Verbesserung der Selektion erzielt wird.
Damit das schlussendlich zu betätigende Relais 12, unabhängig von der Amplitude der Steuerspannung, erst nach einer vorbestimmten Verzögerungszeit - d. h. erst eine vorbestimmte Zeit nach Beginn des Steuerimpulses - aufzieht, werden die gefilterten Steuerimpulse nach der Selektion in ihrer Amplitude limitiert. Diese Limitierung kann beispielsweise mit Hilfe eines Seriewiderstandes 13 und zweier Gleichrichter 14, 15, die entgegengesetzt polarisiert und parallel zur gefilterten Steuerspannung UBE geschaltet sind, realisiert werden. Dabei kann selbstverständlich an Stelle des Seriewiderstandes 13 mindestens teilweise auch der innere Widerstand (Resonanzwiderstand) des Resonanzkreises 10, 1l treten.
Ferner könnte an Stelle der beiden Gleichrichter 14, 15 ein spannungsabhängiger Widerstand gesetzt werden (dessen Widerstandswert bei der zu limitierenden Spannung stark abnimmt).
In Fig. 2 ist mit der Kurve 81 der Momentanwert der gefilterten und in ihrer Amplitude limitierten Steuerspannung uBF in Funktion des Momentanwer- tes der Steuerspannung u, an den Eingangsklemmen 1, 2 des Empfängers dargestellt. Man erkennt sofort, dass die Spannung uBE nicht mehr grösser wird, wenn
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die Eingangsspannung u, einmal die durch die gestrichelten Linien uctm;n markierten Werte erreicht hat.
Da die Sendeanlage so dimensioniert wird, dass jeder Empfänger mindestens eine Steuerspannung erhält, die dem Wert u,tmsn entspricht, ist in allen Empfängern die Grösse der gefilterten und limitierten Steuerspannung u$1, praktisch unabhängig von der Steuerspannung an seinen Eingangsklemmen.
Die Steuerspannung uBE kann nun beispielsweise in einem Transistor 16 verstärkt werden. Zu diesem Zwecke wird sie zwischen die Basis 17 und den Emit- ter 18 des Transistors 16 gelegt. Es fliesst dann ein Basisstrom 11 in den Transistor 16, dessen Wert in Fig. 3 in Funktion der Spannung uBE dargestellt ist.
Da uBr bei am Empfänger eintreffenden Steuersignalen mindestens den Wert uBEn,in (respektive '- 1@13F. ,;n) erreicht und anderseits gemäss Fig. 2 diesen Wert selbst bei sehr starken Steuersignalen nur sehr wenig überschreitet, schwankt auch der Basisstrom Ir bei eintreffenden Steuersignalen unabhängig von deren Amplitude nur in engen Grenzen, nämlich von -Issm.n bis -Igmax' .
Wesentlich ist ferner der Umstand, dass kleine Basis-Emitterspannungen uFE - wie sie beispielsweise durch in den Starkstromnetzen vorhandene Störspannungen aller Art entstehen - gemäss Fig. 3 überhaupt keinen Basisstrom Ir zur Folge haben. Die sich hieraus ergebenden praktischen Vorteile sollen später erläutert werden.
Fig. 4 zeigt in Funktion der Kollektor-Emitter- spannung UI.E, welche Kollektorströme 1, durch die zugeführten Basisströme Ir = -113,.A" -Issn>;n und O entstehen. Dabei ist zu beachten, dass die Spannung U,.",, als Betriebsspannung für den Transistor 16 im Prinzip dem Starkstromnetz entnommen wird. Um die elektrischen Eigenschaften des Empfangsapparates möglichst von den in der Praxis unvermeidlichen Schwankungen der Netzspannung unabhängig zu machen, wird die Betriebsspannung für den Transistor 16 vorerst mit Hilfe eines Seriewiderstandes 20 und eines spannungsabhängigen Widerstandes 21 auf einen möglichst konstanten Wert UR stabilisiert.
Ein Gleichrichter 22 lässt zudem nur die positiven Halbwellen der Betriebsspannung UB zum Transistor 16 gelangen.
Fig. 5 zeigt nun in Funktion der Zeit die effektiv am Transistor 16 zwischen dem Kollektor 18 und dem Emitter 19 liegende Speisespannung UCE, während Fig. 6 den Momentanwert des Kollektorstromes i,, in Funktion des Momentanwertes der Steuerspannung u, zeigt, und zwar für diejenigen Zeitabschnitte, in denen U".$ negativ ist und den Wert - Uerma. aufweist.
(Aus Fig.4 ist ersichtlich, dass, solange UcF negativ bleibt, selbst ziemlich bedeutende Änderungen von U,.., nur einen geringen Einfluss auf 1,, haben.) In Fig. 7 ist in Funktion der Zeit die gefilterte und limitierte Steuerspannung UBr dargestellt.
Unter Verwertung der Diagramme der Fig. 5, 6 und 7 ergibt sich das in Fig. 8 dargestellte Diagramm, das den Kollektorstrom i, in Funktion der Zeit darstellt.
Schaltungsgemäss wird dieser Kollektorstrom in den Speicherkondensator 23 hineingeladen. Hierdurch steigt die Spannung UCL am Speicherkondensator 23 nach Beginn eines Steuerimpulses in Funktion der Zeit, wie in Fig. 9 dargestellt. (Man beachte, dass der Zeitmassstab in Fig. 9, verglichen mit dem Zeitmassstab der Fig. 5, 7 und 8, ein wesentlich anderer ist.) Besondere Bedeutung kommt der Tatsache zu, dass die Spannung UCL am Speicherkondensator bis zur Erreichung des kritischen Wertes UI{ praktisch linear ansteigt.
Dies ist dem Umstand zu verdanken, dass gemäss Fig.4 der Kollektorstrom 1, und damit auch der Ladestrom i, nur sehr wenig von der Spannung UCr, abhängig ist.
Die mit fortschreitender Ladung des Speicberkon- densators 23 wachsende Gegenspannung UCL hat also nur eine unbedeutende Verminderung des Ladestromes zur Folge. Dies ergibt ziemlich konstante und genau definierte Ladezeiten für den Speicherkondensator 23, welche Eigenschaft für ein einwandfreies Funktionieren des ganzen Empfängers unter den verschiedensten Umständen bürgt. Warum dies so ist, soll später eingehend erläutert werden.
Parallel zum Speicherkondensator 23 liegen nun unter sich in Serie geschaltet die Erregerwicklung des Relais 12 und ein sogenannter PNPN-Transistor 25.
Die prinzipielle Stromspannungscharakteristik des letzteren ist in Fig. 10 dargestellt. Man erkennt, dass ein Ansteigen der Spannung an den Klemmen dieses PNPN-Transistors 25 vorerst nur sehr unbedeutende Ströme zur Folge hat. Der Transistor 25 verhält sich also vorerst wie ein Isolator. Erst wenn die Spannung am Speicherkondensator 23 - die, solange 1r,1 = 0, identisch mit der Spannung am Transistor 25 ist den kritischen Wert UK erreicht hat, springt der Strom 1"l plötzlich auf einen viel höheren Wert um.
Der Transistor wird zum Leiter, so dass sich die im Speicherkondensator 23 gespeicherte elektrostatische Energie schlagartig über die Erregerwicklung des Relais 12 entlädt. Die Entladung hört auf, sobald die Spannung am Speicherkondensator 23 auf den Wert U t Cresunken ist. Mit dem Aufhören der Entladung res C, wird auch der Transistor 25 wieder hochohmig. Anstelle des PNPN-Transistors kann auch ein sogenannter Unijunction-Transistor oder eine Kombination eines PNP- und eines NPN-Transistors, welche ebenfalls eine Strom-Spannungs-Charakteristik wie in Fig. 10 dargestellt besitzen, verwendet werden.
Der Widerstand 24, der ebenfalls parallel zum Speicherkondensator 23 liegt, dient dazu, um eventuelle, durch Störspannungen hervorgerufene Teilladungen des Speicherkondensators 23 wieder abzubauen.
Fig. 12 zeigt als Beispiel die Entladeschaltung bei Verwendung eines Unijunction-Transistors. Der Kondensator 23 stellt wiederum den durch den Kol-
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lektorstrom i, aufgeladenen Speicherkondensator der Schaltung nach Fig. 1 dar. Das Impulsrelais 12 liegt im Emitterkreis des Unijunction-Transistors 28, dessen Basis 40 direkt am Minuspol und dessen Basis 42 über einen Begrenzungswiderstand 29 an der Hilfsgleichspannung UH liegt.
Ohne Steuersignal ist die Kondensatorspannung UCL und damit auch die Emit- terspannung gleich Null, während die dem Emitter 41 gegenüberliegende Partie des Transistorkörpers auf einer durch den linearen Abstand des Emitters von der Basis 40 bestimmten positiven Spannung UEP1 liegt. Der Transistor befindet sich somit im Sperrzustand; es fliesst nur ein kleiner Verluststrom aus der Hilfsspannungsquelle über den Emitter in den Ladekondensator 23 und den Entladewiderstand 24.
Im Hilfsstromkreis fliesst dauernd ein kleiner Strom IH über den Begrenzungswiderstand 29 und den Transistorkörper, entsprechend dessen Leitfähigkeit zwischen Basis 42 und Basis 40. Beim Auftreten eines Steuersignals lädt sich der Ladekondensator in der bereits angeführten Weise so lange auf, bis dessen Spannung UCL den Wert des Spannungsteilerpoten- tials UEss1 erreicht.
Von diesem Moment an beginnt ein positiver Strom aus dem Kondensator in den Emitter zu fliessen, welcher seinerseits die Spannungsverteilung zwischen der Basis 40 und 42 durch die Erniedrigung des Widerstandes zwischen der dem Emitter gegenüberliegenden Partie und der Basis 40 so ändert, dass ein noch grösserer Emitterstrom flie- ssen kann. Diese Verstärkungswirkung führt zu einem plötzlichen starken Stromanstieg im Emitter- und damit im Relaiskreis.
Nach erfolgter Entladung ist die Emitterspannung UCL so stark abgesunken, dass die Spannung zwischen Emitter und der gegenüberliegenden Transistorpartie wieder negativ wird und den Transistor somit sperrt.
Fig. 13 zeigt als weitere Variante die Entladeschaltung bei Verwendung einer Kombination eines PNP- und eines NPN-Transistors. Sie besteht aus einer Brückenschaltung, deren Zweige einerseits aus dem Widerstand 33, dem NPN-Transistor 31 und der Spannungsreferenzdiode 32, anderseits aus der Diode 34 und dem Widerstand 35 bestehen.
Da die Dioden 34 und 32 zusammen mit Transistor 31 nichtlineare Elemente darstellen, ändert die Differenzspannung UEB zwischen Punkt 50 und 51 ihre Grösse und Richtung in Abhängigkeit von der angelegten Kondensatorspannung UCL. Bei geringer Spannung UCI, ist 51 positiv gegenüber 50, und der Indikatortransistor 30 sperrt.
Bei steigender Kondensatorspan- nung UCL wird ein Punkt erreicht, wo infolge zunehmenden Leckstromes durch die Zenerdiode 32 die Spannungsabfälle UR und UD gleich gross werden und 50 positiv gegen 51 wird. Damit beginnt der Indika- tor-Transistor 30 zu leiten. Sein Kollektorstrom stellt gleichzeitig den Basisstrom des zur Zenerdiode parallel liegenden Transistors 31 dar.
Dieser beginnt ebenfalls zu leiten und erniedrigt den Widerstand des Brückenzweiges 32/31 noch weiter, was ein verstärktes Absinken des Potentials 51 und damit ein weiteres Anwachsen des Emitterstromes im Transistor 30 zur Folge hat. Die Schaltung kippt somit nach dem Erreichen einer bestimmten Kondensatorspannung UCL plötzlich aus dem Sperr- in den Durchlasszustand um und entlädt schlagartig den Ladekondensator über das Relais 12.
Durch den Entladestromstoss ist selbstverständlich das Relais 12 kurzzeitig betätigt worden, wobei sein Kontakt 26 in bekannter Weise zur Steuerung eines vollständigen Empfängers benützt werden kann. Dies ist in Fig. 1 durch einen vom Relaiskontakt ans Starkstromnetz angeschlossenen Synchronmotor angedeutet. Selbstverständlich kann mit dem Relais 12 an Stelle des Kontaktes 26 beispielsweise auch eine mechanische Verriegelung gelöst werden (vgl. Schweizer Patent Nr. 259229).
Anhand der Fig. 11 seien nun noch die speziellen Vorteile des erfindungsgemässen Verfahrens und der Einrichtung zur Durchführung desselben erläutert.
Zu diesem Zwecke zeigt das Diagramm in Fig. 11 die minimal notwendige Steuerspannung Ust an den Eingangsklemmen der Empfangseinrichtung, die das Relais gerade noch zum Ansprechen bringt, in Funktion der Impulsdauer dieser Steuerimpulse minimaler Spannung. Man erkennt sofort, dass Steuerimpulse oder, was wichtiger ist, Störimpulse von kürzerer Dauer als t",i" überhaupt nicht in der Lage sind, das Relais zum Ansprechen zu bringen, selbst dann nicht, wenn die Spannung dieser Impulse sehr hoch ist.
Diese Eigenschaft garantiert dafür, dass die Empfänger nicht auf kurzzeitige Störimpulse - wie sie in den Starkstromnetzen durch Stosserscheinungen aller Art (Blitzschläge, Kurzschlüsse usw.) verhältnismässig oft auftreten - ansprechen können.
Die Kurve in Fig. 11 zeigt ferner, dass die Zeit vom Beginn eines Steuerimpulses bis zum Ansprechen des zu betätigenden Relais lediglich von t";i" bis t,"1, schwankt, unabhängig davon, ob die Spannung der Steuerimpulse klein oder gross ist. Immerhin gilt dies nur unter der selbstverständlichen Voraussetzung, dass bei der Dimensionierung der Sendeanlage dafür gesorgt wird, dass die Steuerspannung bei allen Empfängern zu jeder Zeit mindestens den Minimalwert UB t m i" erreicht.
Diese Eigenschaft ist bei Empfangssystemen, die nach dem bekannten Impulsintervallverfahren arbeiten, von grosser Bedeutung, weil sie die Gefahr des Aussertrittfallens zwischen Sender und Empfänger vermindert. Verglichen mit Systemen, bei denen die Ansprechzeit stark streut, können deshalb die einzelnen Steuerimpulse bei Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens zeitlich näher zusammengelegt werden, was schlussendlich einer Erhöhung der Geschwindigkeit der Befehlsübermittlung gleichkommt.
Endlich zeigt die Kurve in Fig. 11 noch, dass Impulse mit Spannungen unter U'törmax überhaupt nicht in der Lage sind, das Relais zum Ansprechen zu bringen, auch dann nicht, wenn diese Spannungen sehr lange andauern. Hierdurch wird vermieden, dass die Empfänger auf sogenannte quasistationäre Störspan-
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nungen, d. h. auf Störspannungen kleiner Amplitude, aber langer Dauer ansprechen.