ES2308076T3

ES2308076T3 - Procedimiento y aparato para aumentar la inmunidad de un receptor a la interferencia.

Info

Publication number: ES2308076T3
Application number: ES04019498T
Authority: ES
Inventors: Charles E. III c/o Qualcomm Incorporated Wheatley; Paul E. Peterzell; Richard K. Kornfeld; Ana L. Weiland
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1994-12-16
Filing date: 1995-12-11
Publication date: 2008-12-01
Anticipated expiration: 2015-12-11
Also published as: AU4419696A; DE69535225T2; ATE274260T1; AU717794B2; KR100369272B1; US5732341A; MX9704445A; JP2004166307A; ATE339811T1; AU1424899A; HK1004453A1; EP0797873B1; FI118662B; CA2467276C; ES2268553T3; CA2467295C; AU703393B2; EP1513268B1; EP1503517A2; JP2002190748A

Abstract

Un aparato para aumentar una inmunidad de un receptor de radio a la interferencia a la radiofrecuencia, el receptor de radio estando recibiendo una señal, y comprendiendo el aparato: un conmutador (1105) acoplado a la señal recibida, el conmutador (1105) teniendo una posición de abierto y una posición de cerrado; una resistencia (1101), un primer extremo de la resistencia (1101) estando acoplado a la posición de cerrado del conmutador (1105) y un segundo extremo de la resistencia (1101) estando acoplado a un potencial de tierra; un amplificador (1110) que tiene una entrada acoplada a la posición de abierto del conmutador (1105), para generar una señal recibida amplificada en una salida; un controlador acoplado al conmutador (1105) para conmutar el conmutador (1105) a la posición de cerrado en respuesta a la señal recibida que sobrepasa un nivel de potencia predeterminado, la mencionada señal recibida pasando a través del mencionado conmutador (1105) y la mencionada resistencia (1101) al potencial de tierra cuando el mencionado conmutador (1105) está en la mencionada posición de cerrado; y la mencionada resistencia (1101) creando un desacoplo de impedancias en la entrada del mencionado amplificador (1110) cuando el mencionado conmutador (1105) está en la posición de cerrado, reduciendo así la ganancia contribuida por el mencionado amplificador (1110).

Description

Procedimiento y aparato para aumentar la inmunidad de un receptor a la interferencia.

Antecedentes de la invención I. Campo de la invención

La presente invención se refiere a comunicaciones por radio. De manera más particular, la presente invención se refiere a la mejora de la inmunidad a la interferencia de un receptor de comunicaciones.

II. Descripción de la técnica relacionada

En la actualidad existen múltiples tipos de sistemas de radioteléfonos celulares funcionando. Estos sistemas incluyen el sistema de teléfono móvil avanzado (AMPS) y los dos sistemas celulares digitales: el acceso múltiple por división en el tiempo (TDMA) y el acceso múltiple por división de código (CDMA). Los sistemas celulares digitales se están implementando para manejar los problemas de capacidad que está experimentando el sistema AMPS.

Todos los sistemas de radioteléfono celulares funcionan teniendo múltiples antenas que dan cobertura a un área geográfica. Las antenas radian dentro de un área a la que se hace referencia en la técnica como una celda. Las celdas AMPS están separadas y son distintas de las celdas CDMA. Esto hace que sea probable que la antena para una celda del sistema pueda estar localizada en una celda de otro sistema. Igualmente, dentro de un sistema en particular, (AMPS, CDMA y TDMA), existen dos proveedores de servicio dentro de un área dada. Estos proveedores a menudo eligen colocar celdas en diferentes localizaciones geográficas alejadas de su competidor, y de esta forma existen situaciones en las que un radioteléfono del sistema "A" podría estar alejado de la celda más cercana del sistema "A" mientras que estaría cercano a la celda del sistema "B". Esta situación significa que la señal recibida deseada será débil en presencia de una intensa interferencia multitono.

Este entremezclado de antenas de sistemas puede provocar problemas a un radioteléfono móvil que esté registrado en un sistema, tal como el sistema CDMA, y que viaje cerca de otra antena de sistema, tal como una antena AMPS. En este caso, las señales provenientes de la antena AMPS pueden interferir con las señales CDMA que el radioteléfono esté recibiendo, debido a la proximidad del radioteléfono a la celda AMPS o a la potencia más alta de la señal de enlace directo AMPS.

La interferencia multitono que se encuentra el radioteléfono proveniente de las señales AMPS crea productos de distorsión o espurios. Si estos espurios caen en la banda CDMA usada por el radioteléfono, pueden degradar el funcionamiento del receptor y del demodulador.

Es con frecuencia el caso en un sistema AMPS para las portadoras (bandas A y B) "perturbar" el sistema de la competencia de manera no intencionada. El objetivo de la portadora celular es proporcionar una alta relación señal a ruido para todos los usuarios de su sistema mediante la colocación de celdas cercanas al suelo o cerca de sus usuarios, y radiando el límite de potencia FCC para cada uno de los canales AMPS. Desafortunadamente, esta técnica proporciona una mejor calidad de la señal para el sistema de la portadora a expensas de interferir con el sistema de la competencia.

La distorsión de intermodulación, tal como la que es causada por las situaciones anteriores, se define en términos de nivel espurio de pico generado por dos o más tonos inyectados dentro de un receptor. De la manera más frecuente, el nivel de distorsión de tercer orden se define para un receptor en términos de un punto de intercepción de entrada de tercer orden o IIP3. El IIP3 se define como la potencia de entrada (en forma de dos tonos) necesaria para crear productos de distorsión de tercer orden iguales a la potencia de los dos tonos de entrada. Como se muestra en la figura 13, el IIP3 solamente se puede extrapolar de manera lineal cuando un elemento no lineal, tal como un amplificador, está por debajo de la saturación.

Como se muestra en la figura 14, los productos de distorsión de tercer orden ocurren cuando dos tonos se inyectan en un receptor. El tono número 1 está a una frecuencia f1 a un nivel de potencia P1 en dBm. El tono número 2 está a una frecuencia f2 a un nivel de potencia P2 en dBm. De manera típica, P2 se fija para que sea igual a P1. Los productos de distorsión de tercer orden se crearán a las frecuencias 2xf1-f2 y 2xf2-f1 a niveles de potencia P12 y P21 respectivamente. Si P2 se fija igual a P1, entonces los productos espurios serían iguales, o P12 y P21 deberían ser iguales. La señal fc se inyecta al nivel de potencia Pc para mostrar que la distorsión añadida es igual a una señal de bajo nivel en este caso. Si existe un filtro que filtre f1, f2 y f21 después de que se haya creado la distorsión, la potencia en f12 aún creará interferencia con la potencia de la señal en fc. En el ejemplo de la figura 14, para una aplicación CDMA, el objetivo es que el producto de intermodulación P12 debería ser igual a la potencia de señal de -105 dBm para una potencia de dos tonos total de -43 dBm, de forma que el IIP3 debería ser mayor de -9 dBm.

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Como se sabe bien en la técnica, el IIP3 para un elemento único no lineal se define de la siguiente manera:

1

Si

2

y

3

Para IIP3 en cascada, en donde no se usen más elementos no lineales, la ecuación es de la siguiente manera:

4

donde: Ganancia = ganancia a la entrada del elemento.

Por lo tanto, una manera de mejorar el IIP3 en cascada de un receptor es disminuir la ganancia antes del primer elemento no lineal. En este caso, el LNA y el mezclador limitan el IIP3. Sin embargo, se necesita definir otra cantidad que fije la sensibilidad del nivel de señal de recepción más bajo sin interferencia. Se hace referencia a esta cantidad en la técnica como la figura de ruido (NF) (del inglés, Noise Figure). Si se reduce la ganancia del receptor para mejorar el IIP3 (y la inmunidad a la interferencia), la NF (y la sensibilidad a señales deseadas pequeñas) se degrada.

La NF del elemento se define de la siguiente manera:

5

donde \frac{S_{i}}{N_{i}} es la relación señal a ruido de entrada en dB, y \frac{S_{o}}{N_{o}} es la relación señal a ruido a la salida en dB.

Para los elementos en cascada en un receptor, la ecuación es de la siguiente manera:

6

donde:

NFe es igual a la figura de ruido del elemento,

NFi es igual a la figura de ruido en cascada hasta el elemento, y

Ganancia es igual a la ganancia acumulada hasta el elemento.

La "mejor" NF en cascada se puede conseguir si se maximiza la ganancia hasta el elemento, esta ecuación está en contradicción con el requisito de "mejor" IIP3 en cascada. Para un elemento por elemento y una NF de receptor y IIP3 dados, existe un conjunto limitado de valores de ganancia para cada uno de los elementos que cumplen con todos los requisitos.

De manera típica, un receptor está diseñado con NF y IIP3 como constantes predefinidas, ambas cantidades anteriores fijan el margen dinámico de funcionamiento del receptor con y sin interferencia. La ganancia, la NF y el IIP3 de cada uno de los dispositivos se optimizan en base al tamaño, al coste, a la característica térmica, al consumo de corriente en reposo y al consumo de corriente del elemento activo. En el caso de un receptor celular portátil dual CDMA/FM, la norma CDMA requiere una NF de 9 dB a mínima señal. En otras palabras, para el modo CDMA, el requisito de sensibilidad es una relación S/N de 0 dB a -104 dBm. Para el modo FM, el requisito es de una relación S/N de 4 dB a -116 dBm. En ambos casos, los requisitos se pueden traducir a una NF de la siguiente manera:

7

donde:

S es la potencia de señal mínima,

\frac{S}{N} es la relación señal a ruido mínima,

N_{therm} es el fondo de ruido térmico

(-174 dBm/Hz a 290 K)

y BW señal (dB/Hz) es el ancho de banda de la señal.

Por lo tanto,

8

9

donde -61 dBm/Hz es el ancho de banda de ruido para un canal CDMA, -45 dBm/Hz es el ancho de banda de ruido para un canal FM.

Sin embargo, la NF del receptor solamente se requiere cuando la señal está cerca del nivel mínimo y el IIP3 solamente se requiere en presencia de interferencia o de señales CDMA intensas.

Existen solamente dos maneras para proporcionar cobertura en las áreas en las que la portadora esté creando una interferencia intensa. Una solución es emplear la misma técnica, es decir, cosituar sus celdas junto con las celdas de la competencia. Otra solución es mejorar la inmunidad de un receptor a la interferencia. Una manera de mejorar la inmunidad es aumentar la corriente del receptor. Ésta no es una solución práctica, sin embargo, para una radio portátil que dependa en energía por medio de baterías. El aumento de la corriente agotaría la batería de manera más rápida, disminuyendo por lo tanto el tiempo de habla y en espera del radioteléfono. Existe una necesidad resultante para minimizar la interferencia multitono en un radioteléfono sin que tenga impacto en el consumo de corriente.

El documento EP-A-0342671 muestra la circuitería para escalonar el comienzo de la reducción de la ganancia en una serie de etapas de ganancia en cascada como una función de la intensidad de la señal recibida. El escalonamiento se efectúa por medio del control de la relación de área entre los componentes correspondientes en dos o en más circuitos de control AGC cuyas topologías son por lo demás idénticas.

Sumario de la invención

La invención se refiere a un aparato de acuerdo con la reivindicación 1.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 muestra un diagrama de bloques del aparato de la presente invención para aumentar la inmunidad del receptor.

La figura 2 muestra un diagrama de bloques de otra realización alternativa de la presente invención.

La figura 3 muestra un diagrama de bloques de otra realización alternativa de la presente invención.

La figura 4 muestra un diagrama de bloques de otra realización alternativa de la presente invención.

La figura 5 muestra otro gráfico de la potencia de entrada de RF recibida frente a la relación portadora a ruido de acuerdo con la realización de la figura 7.

La figura 6 muestra un gráfico de la potencia de entrada de RF recibida frente a la relación portadora a ruido de acuerdo con la realización de la figura 8.

La figura 7 muestra un diagrama de bloques de otra realización alternativa de la presente invención.

La figura 8 muestra un gráfico de la potencia de interferencia frente a potencia de señal sin usar el aparato de la presente invención.

La figura 9 muestra un gráfico de la potencia de interferencia frente a la potencia de la señal de acuerdo con las realizaciones alternativas del aparato de la presente invención.

La figura 10 muestra un diagrama de bloques de una realización alternativa de la presente invención.

La figura 11 muestra un diagrama de bloques de otra realización alternativa de la presente invención.

La figura 12 muestra un diagrama de bloques de otra realización alternativa de la presente invención.

La figura 13 muestra un gráfico de características de transferencia no lineales y de medida de la distorsión.

La figura 14 muestra una descripción espectral de productos de distorsión.

La figura 15 muestra un diagrama de bloques de un procedimiento para detectar la potencia de una señal recibida de acuerdo con la presente invención.

La figura 16 muestra un diagrama de flujo del proceso de control de la atenuación de la presente invención.

Descripción de la realización preferida

Es un objetivo de la presente invención variar la NF y el IIP3 del receptor para mejorar el IIP3 (o inmunidad a la interferencia) sin comprometer la NF cuando sea necesario. Esta "mejora" del funcionamiento se lleva a cabo por medio de la variación de la ganancia del primer elemento activo en el receptor. La ganancia se puede variar por medio de la variación de la ganancia del LNA sobre un intervalo continuo o por medio de la conmutación del amplificador de bajo ruido con conmutadores de puenteo.

En la figura 1 se ilustra un diagrama de bloques de una disposición. Éste implica el ajuste de la ganancia del LNA 115 sobre una base continua usando control ajustable de la ganancia (AGC) 110 en la etapa de entrada del receptor. El AGC continuo 110 en la etapa de entrada proporciona también un beneficio de linealidad a un nivel de entrada de RF mínimo mientras que el AGC 120 en el lado del transmisor puede reducir los requisitos del AGC IF 125 y 130.

Esta disposición detecta la salida de potencia desde el LNA 115. El detector de potencia 105 mide tanto la potencia de la señal como la potencia de emisión perturbadora juntas en RF. Usando esta disposición, el detector de potencia 105 puede disminuir de manera continua la ganancia del LNA 115 a una potencia recibida más baja de -65 dBm de las posteriores realizaciones de "ganancia conmutada" de las figuras 7, 10, 11 y 12.

La disposición funciona por medio del detector de potencia 105 que detecta la señal recibida y la potencia de emisión perturbadora en RF. Esta potencia detectada va a través de un filtro de bucle y se usa para ajustar el AGC de recepción 110, ajustando por lo tanto el punto de intercepción de los componentes de recepción. La ganancia se disminuye cuando la potencia medida aumenta y la ganancia se aumenta cuando la potencia medida disminuye. Esta disposición podría combinar también el LNA 115 y el AGC 110 para formar un LNA de ganancia variable, eliminando de esta manera la necesidad del bloque AGC 110 independiente. La potencia del AGC de transmisión 120, localizado antes del amplificador de potencia 150, se ajusta de la misma manera que el AGC de recepción 110 con el fin de mantener el nivel de potencia de transmisión global.

Los amplificadores 125 y 130 también están situados después de los mezcladores 135 y 140 con el fin de ajustar la ganancia después de que se hayan filtrado las emisiones perturbadoras por medio del filtro paso banda 145. Estos amplificadores AGC 125 y 130 realizan la función AGC CDMA normal de control de la potencia en bucle abierto, control de la potencia en bucle cerrado y compensación. Estos AGC IF 125 y 130 son necesarios debido a los requisitos de ancho margen dinámico para CDMA. De manera típica, estos AGC 125 y 130 tienen un margen de ganancia mayor de 80 dB. Los AGC de recepción y de transmisión 125 y 130 después de los mezcladores se ajustan por medio de otro detector de potencia 150 que mide la potencia total después de que la señal recibida sea convertida a una frecuencia inferior. El detector de potencia 150 ajusta las ganancias de los AGC 125 y 130 a la baja cuando aumenta la potencia de la señal convertida a una frecuencia inferior y ajusta las ganancias de los AGC 125 y 130 al alza cuando disminuye la potencia de la señal convertida a una frecuencia inferior.

En la disposición, las señales recibidas están en la banda de frecuencias de 869 a 894 MHz. Las señales transmitidas están en la banda de frecuencias de 82A a 849 MHz. Las configuraciones alternativas usan diferentes frecuencias.

El gráfico que se ilustra en la figura 5 muestra el beneficio de esta aproximación AGC. El eje y de la izquierda muestra la relación portadora sobre ruido frente a la potencia de entrada de recepción parametrizada por el nivel de emisión perturbadora. El eje y de la derecha muestra la potencia de emisión perturbadora total requerida para una relación C/J constante como una función de la potencia de entrada recibida. Cuando no está presente la emisión perturbadora (-100 dBm), la radio funciona como si no hubiese AGC de RF. A medida que aumenta la emisión perturbadora, se disminuye la relación C/N, pero la linealidad efectiva también aumenta. En este ejemplo, el margen dinámico de RF es de 30 dB y el umbral, donde el AGC de RF permanece activo, está en el punto en el que la potencia de emisión perturbadora es mayor de -25 dBm.

En la figura 2 se muestra una disposición alternativa del ajuste de ganancia continuo. Esta disposición filtra primero las emisiones perturbadoras con el filtro paso banda 205 antes de que el detector de potencia 210 determine el nivel de potencia de la señal convertida a una frecuencia inferior. Un detector de umbral 225 determina cuándo el nivel de potencia de la señal alcanza un cierto punto, -105 dBm en esta disposición, y después ajusta las ganancias de los AGC 230 y 235 a la baja cuando la potencia de la señal sobrepasa ese nivel de potencia. La ganancia de los AGC 230 y 235 se ajusta al alza cuando el nivel de potencia de la señal pasa por debajo de este umbral. La ganancia de los AGC 215 y 220 después de los mezcladores 240 y 245 es ajustada de manera continua sin comprobar un determinado umbral de potencia, realizando el control de potencia AGC CDMA normal.

El gráfico de esta disposición se ilustra en la figura 6. Cuando el umbral se fija a -105 dBm, el nivel de RF mínimo de recepción, la relación C/N no aumenta tan rápidamente como en el caso en el que no hay AGC de RF. La ventaja de esta disposición es que el beneficio de la linealidad comienza a una potencia de entrada de RF muy baja, no se necesita un detector de potencia de RF de recepción y el bucle AGC detecta potencia de señal solamente. De esta forma, el bucle AGC es un diseño más sencillo que la detección a la potencia de RF.

En la figura 3 se muestra otra disposición adicional de la presente invención. Esta disposición funciona de manera similar a la realización de la figura 1. La única diferencia es la colocación del AGC 301 antes del LNA 305 en el camino de recepción.

En la figura 4 se muestra otra disposición más. Esta disposición usa un atenuador 405 entre la antena 410 y el duplexor 415. La atenuación está controlada por medio del detector de potencia 420 después del LNA 425. El detector de potencia 420 mide la señal recibida y la potencia de emisión perturbadora, la filtra y la compara con un umbral predeterminado. En esta disposición, el umbral es de -25 dBm. Cuando la señal y la potencia de emisión perturbadora combinadas alcanza este umbral, la atenuación provocada por el atenuador 405 se incrementa. Este ajuste puede ser ajustado en pasos fijos digitales o de manera continua. El AGC 430 y 435 después de los mezcladores 440 y 445 se ajustan de la misma manera que en la disposición de la figura 1.

En la figura 7 se ilustra una disposición alternativa del aparato. Esta disposición usa conmutadores 701 y 702 para alterar la ganancia de la etapa de entrada. El nivel de conmutación real depende de los requisitos de relación señal a ruido como una función del nivel de la señal, o de la figura de ruido, para un diseño particular de radioteléfono CDMA. La presente invención se puede usar en un radioteléfono AMPS, sin embargo, las características de conmutación serán cambiadas para acomodarse a un punto operativo diferente.

Esta disposición está comprendida por una antena 725 que recibe y transmite señales de radio. Las trayectorias de recepción y de transmisión en la radio están acopladas a la antena 725 a través de un duplexor 720 que separa las señales recibidas de las señales transmitidas.

Una señal recibida es la entrada a un LNA 703 que está acoplado entre dos conmutadores 701 y 702. Un conmutador 701 acopla el LNA 703 al duplexor 720 y el segundo conmutador 702 acopla el LNA 703 a un filtro paso banda 704. En la disposición preferida, los conmutadores 701 y 702 son conmutadores de arseniuro de galio de un solo polo y de doble flecha.

El LNA 703 está acoplado a un polo de cada uno de los conmutadores de manera que cuando ambos conmutadores 701 y 702 se conmutan a esos polos, la señal recibida se acopla al LNA 703 y la señal amplificada proveniente del LNA 703 se saca al filtro paso banda 704. El filtro paso banda 704 en esta disposición tiene una banda de frecuencias de 869 a 894 MHz. Configuraciones alternativas usan diferentes bandas dependiendo de las frecuencias de las señales que se estén recibiendo.

Una trayectoria de puenteo 730 está acoplada al otro polo de cada uno de los conmutadores. Cuando los conmutadores 701 y 702 se conmutan a los otros polos, la señal recibida desde el duplexor 720 puentea el LNA 703 y se conduce directamente al filtro paso banda 704. En esta disposición, estos conmutadores 701 y 702 están controlados por el microcontrolador del radioteléfono 740. En una disposición alternativa, se usa un controlador independiente para controlar las posiciones de estos conmutadores.

Después de que el filtro paso banda 704 haya filtrado la señal recibida, la señal recibida se convierte a una frecuencia intermedia inferior (IF) para su uso por el resto de la radio. La conversión a una frecuencia inferior se hace por medio del mezclado 705 la señal recibida con otra señal que tenga una frecuencia fijada por un lazo enganchado en fase 707 controlando un oscilador controlador por tensión 706. Esta señal se amplifica 750 antes de ser introducida en el mezclador 705.

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La señal convertida a una frecuencia inferior proveniente del mezclador 705 se introduce en los AGC 708 y 709 de la etapa final. Estos AGC 708 y 709 son usados por el radioteléfono para el control de la potencia en bucle cerrado, como ya se conoce bien en la técnica.

En el proceso, el microcontrolador 740 supervisa la potencia de la señal recibida. Cuando la potencia sobrepasa -65 dBm, el microcontrolador 740 ordena a los conmutadores 701 y 702 que conmuten a la posición de puenteo, acoplando de esta manera la señal recibida de manera directa con el filtro paso banda 704. Mediante el puenteo de la ganancia del LNA 703, el punto de intercepción para el receptor se incrementa de manera proporcional por la reducción en la ganancia en dB. Realizaciones alternativas usan otra circuitería y otros procedimientos para supervisar la potencia de la señal recibida.

Una disposición alternativa del proceso ajusta de manera continua la ganancia de la etapa de entrada. Esta disposición usa un umbral de potencia inferior, tal como -25 dBm.

Los gráficos de la figura 8 y de la figura 9 ilustran los beneficios de las configuraciones de la ganancia conmutables ilustradas en las figuras 7, 10, 11 y 12. La figura 8 ilustra un gráfico de la potencia de interferencia frente a la potencia de la señal de la frecuencia de radio (RF) para una radio típica que no esté usando el aparato de ganancia conmutable. Este gráfico muestra que el nivel de interferencia máximo está limitado al punto de compresión de entrada del receptor a -10,5 dBm. Se muestran las curvas de potencia de tono, tanto la de simple tono como la de doble tono.

El gráfico de la figura 9 muestra la potencia de interferencia recibida por la radio frente a la potencia de la señal de radiofrecuencia recibida por la radio usando el procedimiento y el aparato de ganancia conmutable. Se puede ver que en el punto de -65 dBm de la gráfica, los conmutadores se conmutan para puentear la ganancia del LNA permitiendo de esta manera que se tolere una potencia de interferencia mayor sin que se vea afectada la potencia de la señal de RF. Se muestran las curvas de potencia de tono, tanto la de simple tono como la de doble tono.

En la figura 10 se muestra otra disposición alternativa. Esta disposición usa un conmutador de un solo polo y de una sola flecha 1001. En esta disposición, el conmutador 1001 se conmuta a la trayectoria de puenteo 1010 por medio del controlador 1020 cuando la potencia de la señal recibida alcanza -65 dBm. Esto cortocircuita de manera efectiva la ganancia del LNA 1002, acoplado de esta manera la señal recibida directamente al filtro paso banda 1003.

En la figura 11 se muestra la realización del aparato de la presente invención. Esta realización usa un conmutador de un solo polo y de una sola flecha 1105 que, cuando se cierra, cortocircuita la entrada del LNA 1110 a tierra a través de una resistencia 1101. Esto crea una desadaptación de la impedancia en la entrada provocando que la señal se atenúe, reduciendo de esta forma la ganancia causada por el LNA 1110. Como en las configuraciones anteriores, el conmutador 1105 se cierra cuando la potencia de la señal de entrada alcanza -65 dBm. La resistencia requerida para la resistencia 1101 depende de la cantidad de la atenuación deseada. Esta resistencia será diferente para LNA diferentes en realizaciones alternativas.

En la figura 12 se ilustra otra disposición alternativa del aparato. Esta disposición usa un conmutador un solo polo y de doble flecha 1210 a la salida del LNA 1205. El LNA 1205 está conectado a un polo del conmutador 1210 y una trayectoria de puenteo 1210 está conectada al otro polo. La entrada a la trayectoria de puenteo 1210 está conectada a la entrada del LNA 1205. Cuando el nivel de potencia de la señal de RF recibida alcanza -65 dBm, el conmutador 1210 se pasa de la posición acoplando el LNA 1205 al filtro paso banda 1220 a la trayectoria de puenteo 1210. Esto acopla la señal de manera directa al filtro paso banda 1220, por medio del puenteo de la ganancia del LNA 1205.

En todas las configuraciones anteriores, el LNA se puede bajar de potencia al mismo tiempo que es puenteado por el conmutador o los conmutadores. Esto se puede llevar a cabo por medio de la conexión del terminal de potencia del LNA a un conmutador que también está controlado por el controlador. Una vez que el LNA es puenteado y ya no se usa por más tiempo, se puede retirar la alimentación. Esto reduce el consumo de energía de la radio, aumentando de esta manera el tiempo de habla y del tiempo en espera para el que se puede usar la batería.

En otra disposición de la presente invención, se usa la detección E_{c}/I_{o} para determinar cuándo ajustar la ganancia de la etapa de entrada. Configuraciones adicionales usan otras medidas de la calidad, tales como E_{b}/I_{o}.

Estas relaciones son medidas de la calidad para el funcionamiento del sistema de comunicaciones digitales. La relación E_{b}/I_{o} expresa la energía por bit respecto a la a la densidad espectral de interferencia total del canal mientras que la relación E_{c}/I_{o} expresa la energía por segmento CDMA con relación a la densidad espectral de interferencia total. La relación E_{b}/I_{o} se puede considerar una métrica que caracteriza el funcionamiento de un sistema de comunicaciones sobre otro; cuanto más pequeña es la relación E_{b}/I_{o} más eficiente es el proceso de modulación y de detección del sistema para una probabilidad de error dada. Dado que la relación E_{c}/I_{o} y la intensidad de la señal recibida se encuentran rápidamente disponibles, el microcontrolador puede detectar la presencia de interferencia intensa como una caída en la relación E_{c}/I_{o} mientras el detector AGC detecta la interferencia aumentada. El microcontrolador puede rebajar la ganancia de la etapa de entrada para mejorar la inmunidad frente a la interferencia que mejoraría la relación E_{c}/I_{o} y rebajaría los productos de distorsión que caen dentro del ancho de banda de la señal.

Cuando la calidad de la señal cae por debajo del umbral E_{b}/I_{o} o E_{c}/I_{o}, se reduce la ganancia de la etapa de entrada. El ajuste de la ganancia se puede llevar a cabo usando el procedimiento de ajuste continuo o el procedimiento de conmutación del amplificador, ambos descritos con anterioridad.

Otra disposición adicional, que se ilustra en la figura 15, sería para detectar la potencia de la señal en IF o en banda base en lugar de la combinación de la combinación de la potencia de señal y la potencia de emisión perturbadora en RF. Esta aproximación es más sencilla en que solamente hay un detector de potencia y un bucle de control AGC.

La figura 15 ilustra un diagrama de bloques del procedimiento alternativo de detección de la potencia de la señal recibida. La señal, primero se convierte a una frecuencia inferior a la frecuencia de banda base 1501. Esta señal analógica se convierte después en una señal digital 1505 para el procesado adicional en banda base incluyendo la determinación de la intensidad de la señal recibida. El correlador de segmentos 1510 determina la energía por segmento con respecto a la energía de todas las componentes no coherentes. Esta información, junto con el indicador de la intensidad de la señal recibida (RSSI) es usada por el procesador 1515 para determinar la cantidad de ajuste de ganancia tanto para la potencia de recepción 1520 como para la potencia de transmisión 1530.

Como la medida de la potencia de la señal recibida incluye tanto la potencia de la señal como la potencia de emisión perturbadora, la ganancia de recepción se incrementa solamente cuando caen tanto el nivel de la señal como la energía por segmento. Como se está cambiando el RSSI, la potencia de transmisión también se debe cambiar para compensar, haciendo posible de esta manera que el control de potencia en bucle abierto funcione de manera apropiada. De esta forma, el procesador ajusta la ganancia de transmisión siembre que se ajuste la ganancia de recepción.

Otras configuraciones usan borrados o potencia de la señal para controlar el AGC de ganancia variable. Configuraciones adicionales, en lugar de controlar tanto la potencia de transmisión como la potencia de recepción, solamente controlan la potencia de receptor.

En la figura 16 se ilustra un proceso para controlar la ganancia de las configuraciones anteriores. Este proceso se basa en la relación ilustrada en el gráfico de la figura 13. En la figura 13, uno puede ver que a medida que aumenta la potencia de entrada de interferencia a lo largo del eje X, los productos de intermodulación (la curva inferior) aumentan de manera más rápida que la potencia de interferencia. Por lo tanto, X dB de atenuación aplicados a la entrada darán como resultado una disminución de los productos de intermodulación IM3 en 3*X dB si la interferencia está presente en la entrada del receptor.

De manera típica, los productos de intermodulación no caen dentro de la sección de IF de la radio debido a su baja potencia. Los productos de intermodulación fuera de la sección IF de la radio no provocan problemas de funcionamiento del receptor. De esta manera, el ajuste de la ganancia del receptor solamente es necesario si los productos de intermodulación son de suficiente potencia como para afectar a la señal de FI.

Con referencia a la figura 16, el proceso primero ajusta la ganancia de entrada 1601. En la disposición, el ajuste de la ganancia es de 3 dB. Sin embargo, otras configuraciones pueden usar otros valores de ajuste de la ganancia, tales como en el intervalo de 1 dB a 6 dB. El procesado del receptor se usa entonces para medir el cambio en la potencia de la señal recibida 1605. En la disposición, el procesado del control automático de la ganancia detecta el cambio de la potencia de la señal de IF. Se comprenderá que la medida del cambio en la potencia de la señal recibida se puede llevar a cabo también en la etapa de RF o en la etapa de banda base del receptor.

Si la potencia de la señal cambia aproximadamente en 3 dB, la señal CDMA es mayor que el fondo de ruido y no hay productos de intermodulación que podrían causar problemas. El ajuste de la ganancia adicional no es necesario en este caso, pero aumentando la ganancia se mejorará la sensibilidad del receptor. Los cambios de potencia de la señal de IF de aproximadamente (3 \pm 0,5) dB son considerados aún como cambios de 3 dB.

Si la potencia de la señal de IF cambia en menos de 3 dB 1610, la señal CDMA es menor que el fondo de ruido o no existen productos de intermodulación que podrían causar problemas. En este caso, el AGC solamente está viendo una pequeña señal CDMA y ruido. Por lo tanto, es necesario aumentar la ganancia del circuito del receptor 1615 y de esta manera aumentar la sensibilidad del receptor.

Si la potencia de la señal de IF cambia en más de 3 dB, los productos de intermodulación son causa suficiente de un problema de que es necesario un ajuste adicional de la ganancia 1620. En la disposición, si la ganancia de entrada se cambió en 3 dB, los productos de intermodulación cambiarán en 9 dB cuando esté presente una gran interferencia. En este caso, la ganancia promedio se puede disminuir en una pequeña cantidad (por ejemplo, 3 dB) hasta que el proceso de la presente invención determine que los productos de intermodulación se han reducido a un nivel aceptable.

El proceso de la presente invención se puede usar de manera continua, comprobando si hay productos de intermodulación a una baja velocidad. Esta velocidad es de diez veces por segundo. Otra disposición usa el proceso de una vez por ciclo de trama. Otras configuraciones adicionales usan el proceso a otras velocidades, tales como al producirse la detección de un error significativo en el enlace directo.

En resumen, el procedimiento de la presente invención hace posible que una radio móvil viaje cerca de antenas de diferentes sistemas a la vez que se aumenta la resistencia de la radio a la interferencia de radiofrecuencia proveniente del otro sistema. Por medio de la disminución de la ganancia de la etapa de entrada, el punto de intercepción de la circuitería de recepción de la radio aumenta de forma que los espurios provenientes de las señales de los otros sistemas no provocarán degradación del funcionamiento del receptor ni del demodulador.

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Claims

1. Un aparato para aumentar una inmunidad de un receptor de radio a la interferencia a la radiofrecuencia, el receptor de radio estando recibiendo una señal, y comprendiendo el aparato:

: un conmutador (1105) acoplado a la señal recibida, el conmutador (1105) teniendo una posición de abierto y una posición de cerrado;

: una resistencia (1101), un primer extremo de la resistencia (1101) estando acoplado a la posición de cerrado del conmutador (1105) y un segundo extremo de la resistencia (1101) estando acoplado a un potencial de tierra;

: un amplificador (1110) que tiene una entrada acoplada a la posición de abierto del conmutador (1105), para generar una señal recibida amplificada en una salida;

: un controlador acoplado al conmutador (1105) para conmutar el conmutador (1105) a la posición de cerrado en respuesta a la señal recibida que sobrepasa un nivel de potencia predeterminado, la mencionada señal recibida pasando a través del mencionado conmutador (1105) y la mencionada resistencia (1101) al potencial de tierra cuando el mencionado conmutador (1105) está en la mencionada posición de cerrado; y

: la mencionada resistencia (1101) creando un desacoplo de impedancias en la entrada del mencionado amplificador (1110) cuando el mencionado conmutador (1105) está en la posición de cerrado, reduciendo así la ganancia contribuida por el mencionado amplificador (1110).