JP2000332546A - 受光アンプ回路 - Google Patents
受光アンプ回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高周波領域のノイズを低減することができる
受光アンプ回路を提供する。 【解決手段】 受光アンプ回路を、受光素子ＰＤ１が接
続されると共に、第１のゲイン抵抗Ｒｆ１と第１の位相
補償容量Ｃｆ１を並列接続した帰還回路を有する第１の
前置アンプＡ１と、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２と第２の位
相補償容量Ｃｆ２を並列接続した帰還回路を有する第２
の前置アンプＡ２と、第１の前置アンプＡ１と第２の前
置アンプＡ２の出力電圧の差をとるための差動アンプＡ
３とを有し、上記第２の位相補償容量Ｃｆ２を第１の位
相補償容量Ｃｆ１より大きくして構成する。
受光アンプ回路を提供する。 【解決手段】 受光アンプ回路を、受光素子ＰＤ１が接
続されると共に、第１のゲイン抵抗Ｒｆ１と第１の位相
補償容量Ｃｆ１を並列接続した帰還回路を有する第１の
前置アンプＡ１と、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２と第２の位
相補償容量Ｃｆ２を並列接続した帰還回路を有する第２
の前置アンプＡ２と、第１の前置アンプＡ１と第２の前
置アンプＡ２の出力電圧の差をとるための差動アンプＡ
３とを有し、上記第２の位相補償容量Ｃｆ２を第１の位
相補償容量Ｃｆ１より大きくして構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤ−ＲＯＭドラ
イバ等に用いられる光ピックアップ用受光アンプ回路に
関する。
イバ等に用いられる光ピックアップ用受光アンプ回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】最近では、ＣＤ−ＲＯＭドライバ等の高
速化に伴い、高速応答が必要な受光アンプ回路において
低ノイズ化が求められている。
速化に伴い、高速応答が必要な受光アンプ回路において
低ノイズ化が求められている。
【０００３】ＣＤ−ＲＯＭドライバ等に用いられる従来
の光ピックアップ用受光アンプ回路は、図４に示すよう
に、フォトダイオード等の受光素子ＰＤ９１が接続され
ると共に、第１のゲイン抵抗Ｒｆ９１と第１の位相補償
容量Ｃｆ９１を並列接続した帰還回路を有する第１の前
置アンプＡ９１と、第２のゲイン抵抗Ｒｆ９２と第２の
位相補償容量Ｃｆ９２を並列接続した帰還回路を有する
第２の前置アンプＡ９２と、第１の前置アンプＡ９１と
第２の前置アンプＡ９２の出力電圧の差をとるための差
動アンプＡ９３とを有し、第１の前置アンプＡ９１は抵
抗Ｒ９３を介して差動アンプＡ９３の非反転入力端子に
接続され、第２の前置アンプＡ９２は抵抗Ｒ９４を介し
て差動アンプＡ９３の反転入力端子に接続されている。
更に、差動アンプＡ９３の非反転入力端子には、基準電
圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ９５を介して印加されている。
の光ピックアップ用受光アンプ回路は、図４に示すよう
に、フォトダイオード等の受光素子ＰＤ９１が接続され
ると共に、第１のゲイン抵抗Ｒｆ９１と第１の位相補償
容量Ｃｆ９１を並列接続した帰還回路を有する第１の前
置アンプＡ９１と、第２のゲイン抵抗Ｒｆ９２と第２の
位相補償容量Ｃｆ９２を並列接続した帰還回路を有する
第２の前置アンプＡ９２と、第１の前置アンプＡ９１と
第２の前置アンプＡ９２の出力電圧の差をとるための差
動アンプＡ９３とを有し、第１の前置アンプＡ９１は抵
抗Ｒ９３を介して差動アンプＡ９３の非反転入力端子に
接続され、第２の前置アンプＡ９２は抵抗Ｒ９４を介し
て差動アンプＡ９３の反転入力端子に接続されている。
更に、差動アンプＡ９３の非反転入力端子には、基準電
圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ９５を介して印加されている。
【０００４】ここで、第１の位相補償容量Ｃｆ９１と第
２の位相補償容量Ｃｆ９２を同一の値に設定し、第１の
前置アンプＡ９１と第２の前置アンプＡ９２の交流的特
性を一致させることで、電源ラインノイズ等の同相ノイ
ズに対して不感のアンプを構成していた。
２の位相補償容量Ｃｆ９２を同一の値に設定し、第１の
前置アンプＡ９１と第２の前置アンプＡ９２の交流的特
性を一致させることで、電源ラインノイズ等の同相ノイ
ズに対して不感のアンプを構成していた。
【０００５】即ち、Ｒｆ９１＝Ｒｆ９２、Ｃｆ９１＝Ｃ
ｆ９２のとき、第１の前置アンプＡ９１と第２の前置ア
ンプＡ９２は、同一の増幅率でノイズを増幅し、同一の
ノイズ電圧を出力する。このとき、差動アンプＡ９３
は、同一のノイズ電圧が入力されても、ノイズ成分を増
幅しないので、電源ラインノイズ等の同相ノイズに対し
て不感となる。
ｆ９２のとき、第１の前置アンプＡ９１と第２の前置ア
ンプＡ９２は、同一の増幅率でノイズを増幅し、同一の
ノイズ電圧を出力する。このとき、差動アンプＡ９３
は、同一のノイズ電圧が入力されても、ノイズ成分を増
幅しないので、電源ラインノイズ等の同相ノイズに対し
て不感となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図４に示す従来の受光
アンプ回路では、第１の前置アンプＡ９１の位相補償容
量Ｃｆ９１と、第２の前置アンプＡ９２の位相補償容量
Ｃｆ９２を同一に設定している。第１の前置アンプＡ９
１は、数十ＭＨｚ程度迄応答できる高速アンプであるの
で、第２の前置アンプＡ９２も同様の高速アンプとな
り、高周波領域までのノイズを発生することになる。
アンプ回路では、第１の前置アンプＡ９１の位相補償容
量Ｃｆ９１と、第２の前置アンプＡ９２の位相補償容量
Ｃｆ９２を同一に設定している。第１の前置アンプＡ９
１は、数十ＭＨｚ程度迄応答できる高速アンプであるの
で、第２の前置アンプＡ９２も同様の高速アンプとな
り、高周波領域までのノイズを発生することになる。
【０００７】差動アンプＡ９３は、第１の前置アンプＡ
９１の出力電圧と第２の前置アンプＡ９２の出力電圧の
差をとるためのものであるが、第１の前置アンプＡ９１
及び第２の前置アンプＡ９２で発生するノイズはそれぞ
れ独立であり任意に発生している。従って、差動アンプ
Ａ９３においては、第１の前置アンプＡ９１で発生する
ノイズと、第２の前置アンプＡ９２で発生するノイズを
それぞれ独立に増幅することになる。
９１の出力電圧と第２の前置アンプＡ９２の出力電圧の
差をとるためのものであるが、第１の前置アンプＡ９１
及び第２の前置アンプＡ９２で発生するノイズはそれぞ
れ独立であり任意に発生している。従って、差動アンプ
Ａ９３においては、第１の前置アンプＡ９１で発生する
ノイズと、第２の前置アンプＡ９２で発生するノイズを
それぞれ独立に増幅することになる。
【０００８】このため、仮に差動アンプＡ９３で発生す
るノイズを無視すると、差動アンプＡ９３の出力には、
第１の前置アンプＡ９１で発生したノイズと第２の前置
アンプＡ９２で発生したノイズを加えたノイズを、更に
差動アンプＡ９３で増幅することになり、高周波領域ま
での大きなノイズを生じる。
るノイズを無視すると、差動アンプＡ９３の出力には、
第１の前置アンプＡ９１で発生したノイズと第２の前置
アンプＡ９２で発生したノイズを加えたノイズを、更に
差動アンプＡ９３で増幅することになり、高周波領域ま
での大きなノイズを生じる。
【０００９】本発明は、こうした従来技術の課題を解決
するものであり、高周波領域のノイズを低減することが
できる受光アンプ回路を提供することを目的とする。
するものであり、高周波領域のノイズを低減することが
できる受光アンプ回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の受光アンプ回路
は、受光素子が接続されると共に、第１のゲイン抵抗と
第１の位相補償容量を並列接続した帰還回路を有する第
１の前置アンプと、第２のゲイン抵抗と第２の位相補償
容量を並列接続した帰還回路を有する第２の前置アンプ
と、該第１の前置アンプと該第２の前置アンプの出力電
圧の差をとるための差動アンプとを有し、該第２の位相
補償容量を該第１の位相補償容量より大きくしており、
そのことにより上記目的が達成される。
は、受光素子が接続されると共に、第１のゲイン抵抗と
第１の位相補償容量を並列接続した帰還回路を有する第
１の前置アンプと、第２のゲイン抵抗と第２の位相補償
容量を並列接続した帰還回路を有する第２の前置アンプ
と、該第１の前置アンプと該第２の前置アンプの出力電
圧の差をとるための差動アンプとを有し、該第２の位相
補償容量を該第１の位相補償容量より大きくしており、
そのことにより上記目的が達成される。
【００１１】前記第２の前置アンプの入力側に、前記受
光素子と同一特性の第２の受光素子を遮光状態で設ける
構成としてもよい。
光素子と同一特性の第２の受光素子を遮光状態で設ける
構成としてもよい。
【００１２】好ましくは、前記第２の前置アンプの時定
数が約０．２１μｓｅｃ以上である構成とする。
数が約０．２１μｓｅｃ以上である構成とする。
【００１３】好ましくは、前記第２の位相補償容量が約
７ｐＦ以上である構成とする。
７ｐＦ以上である構成とする。
【００１４】前記第２の位相補償容量が、絶縁層による
容量である構成とすることができる。
容量である構成とすることができる。
【００１５】前記第２の位相補償容量が、絶縁層を金属
層と半導体層で挟んだ構造からなり、該金属層が前記第
２の前置アンプの入力側に接続され、該半導体層が該第
２の前置アンプの出力側に接続される構成とすることが
できる。
層と半導体層で挟んだ構造からなり、該金属層が前記第
２の前置アンプの入力側に接続され、該半導体層が該第
２の前置アンプの出力側に接続される構成とすることが
できる。
【００１６】以下に、本発明の作用について説明する。
【００１７】上記構成によれば、受光素子が接続される
と共に、第１のゲイン抵抗と第１の位相補償容量を並列
接続した帰還回路を有する第１の前置アンプと、第２の
ゲイン抵抗と第２の位相補償容量を並列接続した帰還回
路を有する第２の前置アンプと、第１の前置アンプと第
２の前置アンプの出力電圧の差をとるための差動アンプ
とを有する受光アンプ回路において、第２の位相補償容
量を第１の位相補償容量より大きくしているので、第２
の前置アンプの応答性が第１の前置アンプの応答性より
も低下し、第２の前置アンプで発生する高周波領域のノ
イズが低減する。
と共に、第１のゲイン抵抗と第１の位相補償容量を並列
接続した帰還回路を有する第１の前置アンプと、第２の
ゲイン抵抗と第２の位相補償容量を並列接続した帰還回
路を有する第２の前置アンプと、第１の前置アンプと第
２の前置アンプの出力電圧の差をとるための差動アンプ
とを有する受光アンプ回路において、第２の位相補償容
量を第１の位相補償容量より大きくしているので、第２
の前置アンプの応答性が第１の前置アンプの応答性より
も低下し、第２の前置アンプで発生する高周波領域のノ
イズが低減する。
【００１８】この場合に、第１の前置アンプと第２の前
置アンプの交流的特性が不一致となり、電源ラインノイ
ズ等の同相ノイズに対しては弱くなることが懸念される
が、ＣＤ−ＲＯＭ用ピックアップ回路においては電源ラ
インと接地間にノイズ除去用のバイパスコンデンサが接
続されているので、このコンデンサにより上記の同相ノ
イズは除去されるため電源ラインノイズの問題は回避で
きる。
置アンプの交流的特性が不一致となり、電源ラインノイ
ズ等の同相ノイズに対しては弱くなることが懸念される
が、ＣＤ−ＲＯＭ用ピックアップ回路においては電源ラ
インと接地間にノイズ除去用のバイパスコンデンサが接
続されているので、このコンデンサにより上記の同相ノ
イズは除去されるため電源ラインノイズの問題は回避で
きる。
【００１９】より詳しくは、第２の前置アンプにおい
て、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２と位相補償用コンデンサＣ
ｆ２を並列接続した帰還回路により積分回路が構成さ
れ、同様に第１の前置アンプにおいて、第１のゲイン抵
抗Ｒｆ１と位相補償用コンデンサＣｆ１を並列接続した
帰還回路により積分回路が構成されているとすると、第
２の前置アンプの高域遮断周波数ｆｃ２は、１／（２π
・Ｒｆ２・Ｃｆ２）で決定され、第１の前置アンプの高
域遮断周波数ｆｃ１は、１／（２π・Ｒｆ１・Ｃｆ１）
で決定される。
て、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２と位相補償用コンデンサＣ
ｆ２を並列接続した帰還回路により積分回路が構成さ
れ、同様に第１の前置アンプにおいて、第１のゲイン抵
抗Ｒｆ１と位相補償用コンデンサＣｆ１を並列接続した
帰還回路により積分回路が構成されているとすると、第
２の前置アンプの高域遮断周波数ｆｃ２は、１／（２π
・Ｒｆ２・Ｃｆ２）で決定され、第１の前置アンプの高
域遮断周波数ｆｃ１は、１／（２π・Ｒｆ１・Ｃｆ１）
で決定される。
【００２０】Ｃｆ２＞Ｃｆ１、Ｒｆ１＝Ｒｆ２の条件
で、上記の各式の関係は、１／（２π・Ｒｆ２・Ｃｆ
２）＜１／（２π・Ｒｆ１・Ｃｆ１）となる。
で、上記の各式の関係は、１／（２π・Ｒｆ２・Ｃｆ
２）＜１／（２π・Ｒｆ１・Ｃｆ１）となる。
【００２１】即ち、第２の前置アンプの高域遮断周波数
ｆｃ２を、第１の前置アンプの高域遮断周波数ｆｃ１よ
り下げ、第２の前置アンプの応答性を低下させると共
に、第２の前置アンプで生じていた高周波領域のノイズ
も低下させることが可能となる。
ｆｃ２を、第１の前置アンプの高域遮断周波数ｆｃ１よ
り下げ、第２の前置アンプの応答性を低下させると共
に、第２の前置アンプで生じていた高周波領域のノイズ
も低下させることが可能となる。
【００２２】第２の前置アンプの入力側に、上記受光素
子と同一特性の第２の受光素子を遮光状態で設ける構成
にすると、第２の受光素子でも上記受光素子と同じリー
ク電流が生じるので、これを用いて高温時に増大する受
光素子のリーク電流の影響を相殺することが可能とな
る。
子と同一特性の第２の受光素子を遮光状態で設ける構成
にすると、第２の受光素子でも上記受光素子と同じリー
ク電流が生じるので、これを用いて高温時に増大する受
光素子のリーク電流の影響を相殺することが可能とな
る。
【００２３】ＣＤ−ＲＯＭの再生においては、特に７０
０ＫＨｚ以上の高周波領域でのノイズが問題となるの
で、第２の前置アンプの時定数が約０．２１μｓｅｃ以
上である構成にすると、７００ｋＨｚ以上の周波数のノ
イズの低減を図ることが可能となる。
０ＫＨｚ以上の高周波領域でのノイズが問題となるの
で、第２の前置アンプの時定数が約０．２１μｓｅｃ以
上である構成にすると、７００ｋＨｚ以上の周波数のノ
イズの低減を図ることが可能となる。
【００２４】第１の前置アンプ及び第２の前置アンプの
ゲインを決めている負帰還抵抗は３０ＫΩ以上の抵抗が
必要であるので、第２の位相補償容量が約７ｐＦ以上で
ある構成にすることで、上述した７００ｋＨｚ以上の周
波数のノイズの低減を図ることが可能となる。
ゲインを決めている負帰還抵抗は３０ＫΩ以上の抵抗が
必要であるので、第２の位相補償容量が約７ｐＦ以上で
ある構成にすることで、上述した７００ｋＨｚ以上の周
波数のノイズの低減を図ることが可能となる。
【００２５】上記第２の位相補償容量が、絶縁層による
容量である構成にすると、第２の位相補償容量を接合容
量で構成した場合に生じるポップコーンノイズ等のノイ
ズが発生しないので、ノイズの低減を図ることが可能と
なる。
容量である構成にすると、第２の位相補償容量を接合容
量で構成した場合に生じるポップコーンノイズ等のノイ
ズが発生しないので、ノイズの低減を図ることが可能と
なる。
【００２６】絶縁層による容量は、例えば、受光アンプ
回路回路において、第２の位相補償容量が、絶縁層を金
属層と半導体層で挟んだ構造からなり、金属層が第２の
前置アンプの入力側に接続され、半導体層が第２の前置
アンプの出力側に接続されている構成にすることができ
る。
回路回路において、第２の位相補償容量が、絶縁層を金
属層と半導体層で挟んだ構造からなり、金属層が第２の
前置アンプの入力側に接続され、半導体層が第２の前置
アンプの出力側に接続されている構成にすることができ
る。
【００２７】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施の形態を図
面に基づいて具体的に説明する。
面に基づいて具体的に説明する。
【００２８】（実施形態１）図１に、本発明の実施形態
１による受光アンプ回路の構成例を示しており、受光素
子ＰＤ１が接続されると共に、第１のゲイン抵抗Ｒｆ１
と第１の位相補償容量Ｃｆ１を並列接続した帰還回路を
有する第１の前置アンプＡ１と、第２のゲイン抵抗Ｒｆ
２と第２の位相補償容量Ｃｆ２を並列接続した帰還回路
を有する第２の前置アンプＡ２と、第１の前置アンプＡ
１と第２の前置アンプＡ２の出力電圧の差をとるための
差動アンプＡ３とを有し、第２の位相補償容量Ｃｆ２を
第１の位相補償容量Ｃｆ１より大きく設定している。
１による受光アンプ回路の構成例を示しており、受光素
子ＰＤ１が接続されると共に、第１のゲイン抵抗Ｒｆ１
と第１の位相補償容量Ｃｆ１を並列接続した帰還回路を
有する第１の前置アンプＡ１と、第２のゲイン抵抗Ｒｆ
２と第２の位相補償容量Ｃｆ２を並列接続した帰還回路
を有する第２の前置アンプＡ２と、第１の前置アンプＡ
１と第２の前置アンプＡ２の出力電圧の差をとるための
差動アンプＡ３とを有し、第２の位相補償容量Ｃｆ２を
第１の位相補償容量Ｃｆ１より大きく設定している。
【００２９】第１の前置アンプＡ１は、抵抗Ｒ３を介し
て差動アンプＡ３の非反転入力端子に接続され、第２の
前置アンプＡ２は、抵抗Ｒ４を介して差動アンプＡ３の
反転入力端子に接続されている。更に、差動アンプＡ３
の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ５を
介して印加されている。差動アンプＡ３の反転入力端子
には、負帰還抵抗Ｒ６を介して差動アンプＡ３の出力が
帰還入力されている。
て差動アンプＡ３の非反転入力端子に接続され、第２の
前置アンプＡ２は、抵抗Ｒ４を介して差動アンプＡ３の
反転入力端子に接続されている。更に、差動アンプＡ３
の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ５を
介して印加されている。差動アンプＡ３の反転入力端子
には、負帰還抵抗Ｒ６を介して差動アンプＡ３の出力が
帰還入力されている。
【００３０】より詳しくは、図１に示すように、第１の
前置アンプＡ１では、その出力電圧を第１のゲイン抵抗
Ｒｆ１を介して並列帰還している。位相補償用コンデン
サＣｆ２は、第１の前置アンプＡ１が発振することを防
止している。
前置アンプＡ１では、その出力電圧を第１のゲイン抵抗
Ｒｆ１を介して並列帰還している。位相補償用コンデン
サＣｆ２は、第１の前置アンプＡ１が発振することを防
止している。
【００３１】フォトダイオード等の受光素子ＰＤ１は、
受光時に出力する電流をＩａとし、第１の前置アンプＡ
１の無信号時の出力電圧をＶｄで表すと、受光時の第１
の前置アンプＡ１の出力電圧Ｖ１は、下記（１）式 Ｖ１＝Ｖｄ＋Ｒｆ１×Ｉａ・・・（１） で表される。
受光時に出力する電流をＩａとし、第１の前置アンプＡ
１の無信号時の出力電圧をＶｄで表すと、受光時の第１
の前置アンプＡ１の出力電圧Ｖ１は、下記（１）式 Ｖ１＝Ｖｄ＋Ｒｆ１×Ｉａ・・・（１） で表される。
【００３２】第２の前置アンプＡ２は、受光素子ＰＤ１
を接続していない第１の前置アンプＡ１と同一構成から
なり、下記（２）式 Ｒｆ１＝Ｒｆ２、Ｃｆ２＞Ｃｆ１・・・（２） の関係を満たす。
を接続していない第１の前置アンプＡ１と同一構成から
なり、下記（２）式 Ｒｆ１＝Ｒｆ２、Ｃｆ２＞Ｃｆ１・・・（２） の関係を満たす。
【００３３】この第２の前置アンプＡ２において、位相
補償用コンデンサＣｆ２の容量値がＣｆ１の容量値より
大きいことを除いて、第２の前置アンプＡ２は第１の前
置アンプＡ１と同一であるので、第２の前置アンプＡ２
と第１の前置アンプＡ１は高周波応答性を除いて同一特
性となる。
補償用コンデンサＣｆ２の容量値がＣｆ１の容量値より
大きいことを除いて、第２の前置アンプＡ２は第１の前
置アンプＡ１と同一であるので、第２の前置アンプＡ２
と第１の前置アンプＡ１は高周波応答性を除いて同一特
性となる。
【００３４】従って、直流及び低周波領域での第２の前
置アンプＡ２の出力電圧Ｖ２は、下記（３）式 Ｖ２＝Ｖ１＝Ｖｄ・・・（３） となる。
置アンプＡ２の出力電圧Ｖ２は、下記（３）式 Ｖ２＝Ｖ１＝Ｖｄ・・・（３） となる。
【００３５】差動アンプＡ３は、非反転入力端子に抵抗
Ｒ５を介して基準電圧Ｖｒｅｆが印加されており、第１
の前置アンプＡ１の出力電圧と第２の前置アンプＡ２の
出力電圧の差を増幅している。
Ｒ５を介して基準電圧Ｖｒｅｆが印加されており、第１
の前置アンプＡ１の出力電圧と第２の前置アンプＡ２の
出力電圧の差を増幅している。
【００３６】差動アンプＡ３において、Ｒ３＝Ｒ４、Ｒ
５＝Ｒ６と設定するとき、その出力電圧Ｖ３は、下記
（４）式 Ｖ３＝（Ｒ５／Ｒ３）×（Ｖ１−Ｖ２）＋Ｖｒｅｆ・・・（４） で表される。
５＝Ｒ６と設定するとき、その出力電圧Ｖ３は、下記
（４）式 Ｖ３＝（Ｒ５／Ｒ３）×（Ｖ１−Ｖ２）＋Ｖｒｅｆ・・・（４） で表される。
【００３７】上記（１）式、（３）式及び（４）式の関
係から、受光素子ＰＤ１に光電流Ｉａが流れるとき、差
動アンプＡ３の出力電圧Ｖ３は、下記（５）式 Ｖ３＝（Ｒ５／Ｒ３）×（Ｒｆ１×Ｉａ）＋Ｖｒｅｆ・・・（５） となる。
係から、受光素子ＰＤ１に光電流Ｉａが流れるとき、差
動アンプＡ３の出力電圧Ｖ３は、下記（５）式 Ｖ３＝（Ｒ５／Ｒ３）×（Ｒｆ１×Ｉａ）＋Ｖｒｅｆ・・・（５） となる。
【００３８】次に、アンプの周波数応答及びノイズにつ
いて説明する。
いて説明する。
【００３９】第２の前置アンプＡ２において、第２のゲ
イン抵抗Ｒｆ２と位相補償用コンデンサＣｆ２を並列接
続した帰還回路により積分回路が構成され、同様に第１
の前置アンプＡ１において、第１のゲイン抵抗Ｒｆ１と
位相補償用コンデンサＣｆ１を並列接続した帰還回路に
より積分回路が構成されている。
イン抵抗Ｒｆ２と位相補償用コンデンサＣｆ２を並列接
続した帰還回路により積分回路が構成され、同様に第１
の前置アンプＡ１において、第１のゲイン抵抗Ｒｆ１と
位相補償用コンデンサＣｆ１を並列接続した帰還回路に
より積分回路が構成されている。
【００４０】第２の前置アンプＡ２の高域遮断周波数ｆ
ｃ２は、下記（６）式 ｆｃ２＝１／（２π・Ｒｆ２・Ｃｆ２）・・・（６） で決定される。
ｃ２は、下記（６）式 ｆｃ２＝１／（２π・Ｒｆ２・Ｃｆ２）・・・（６） で決定される。
【００４１】第１の前置アンプＡ１の高域遮断周波数ｆ
ｃ１は、下記（７）式 ｆｃ１＝１／（２π・Ｒｆ１・Ｃｆ１）・・・（７） で決定される。
ｃ１は、下記（７）式 ｆｃ１＝１／（２π・Ｒｆ１・Ｃｆ１）・・・（７） で決定される。
【００４２】上記（２）式に示すＣｆ２＞Ｃｆ１、Ｒｆ
１＝Ｒｆ２の条件で、上記（６）式及び（７）式の関係
は、下記（８）式 １／（２π・Ｒｆ２・Ｃｆ２）＜１／（２π・Ｒｆ１・Ｃｆ１）・・・（８） となる。
１＝Ｒｆ２の条件で、上記（６）式及び（７）式の関係
は、下記（８）式 １／（２π・Ｒｆ２・Ｃｆ２）＜１／（２π・Ｒｆ１・Ｃｆ１）・・・（８） となる。
【００４３】即ち、第２の前置アンプＡ２の高域遮断周
波数ｆｃ２を、第１の前置アンプＡ１の高域遮断周波数
ｆｃ１より下げ、第２の前置アンプＡ２の応答性を低下
させると共に、第２の前置アンプＡ２で生じていた高周
波領域のノイズも低下させることができる。
波数ｆｃ２を、第１の前置アンプＡ１の高域遮断周波数
ｆｃ１より下げ、第２の前置アンプＡ２の応答性を低下
させると共に、第２の前置アンプＡ２で生じていた高周
波領域のノイズも低下させることができる。
【００４４】（実施形態２）図２に、本発明の実施形態
２による受光アンプ回路の構成例を示しており、受光素
子ＰＤ１が接続されると共に、第１のゲイン抵抗Ｒｆ１
と第１の位相補償容量Ｃｆ１を並列接続した帰還回路を
有する第１の前置アンプＡ１と、第２のゲイン抵抗Ｒｆ
２と第２の位相補償容量Ｃｆ２を並列接続した帰還回路
を有する第２の前置アンプＡ２と、この第２の前置アン
プＡ２の入力側に遮光状態で設けた、受光素子ＰＤ１と
同一特性の第２の受光素子ＰＤ２と、第１の前置アンプ
Ａ１と第２の前置アンプＡ２の出力電圧の差をとるため
の差動アンプＡ３とを有し、第２の位相補償容量Ｃｆ２
を第１の位相補償容量Ｃｆ１より大きく設定している。
２による受光アンプ回路の構成例を示しており、受光素
子ＰＤ１が接続されると共に、第１のゲイン抵抗Ｒｆ１
と第１の位相補償容量Ｃｆ１を並列接続した帰還回路を
有する第１の前置アンプＡ１と、第２のゲイン抵抗Ｒｆ
２と第２の位相補償容量Ｃｆ２を並列接続した帰還回路
を有する第２の前置アンプＡ２と、この第２の前置アン
プＡ２の入力側に遮光状態で設けた、受光素子ＰＤ１と
同一特性の第２の受光素子ＰＤ２と、第１の前置アンプ
Ａ１と第２の前置アンプＡ２の出力電圧の差をとるため
の差動アンプＡ３とを有し、第２の位相補償容量Ｃｆ２
を第１の位相補償容量Ｃｆ１より大きく設定している。
【００４５】第１の前置アンプＡ１は、抵抗Ｒ３を介し
て差動アンプＡ３の非反転入力端子に接続され、第２の
前置アンプＡ２は、抵抗Ｒ４を介して差動アンプＡ３の
反転入力端子に接続されている。更に、差動アンプＡ３
の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ５を
介して印加されている。差動アンプＡ３の反転入力端子
には、負帰還抵抗Ｒ６を介して差動アンプＡ３の出力が
帰還入力されている。
て差動アンプＡ３の非反転入力端子に接続され、第２の
前置アンプＡ２は、抵抗Ｒ４を介して差動アンプＡ３の
反転入力端子に接続されている。更に、差動アンプＡ３
の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ５を
介して印加されている。差動アンプＡ３の反転入力端子
には、負帰還抵抗Ｒ６を介して差動アンプＡ３の出力が
帰還入力されている。
【００４６】即ち、図２に示す実施形態２による受光ア
ンプ回路は、上述した実施形態１に対し、第２の前置ア
ンプＡ２の入力端子にフォトダイオードＰＤ１と同一構
造の配線用メタル等で遮光された第２のフォトダイオー
ドＰＤ２を接続している点で相違し、その他の構成を実
施形態１の場合と同様とするものである。
ンプ回路は、上述した実施形態１に対し、第２の前置ア
ンプＡ２の入力端子にフォトダイオードＰＤ１と同一構
造の配線用メタル等で遮光された第２のフォトダイオー
ドＰＤ２を接続している点で相違し、その他の構成を実
施形態１の場合と同様とするものである。
【００４７】フォトダイオードは、接合面積の大きなＰ
Ｎ接合で構成されるので、高温時には大きなリーク電流
を生じる。
Ｎ接合で構成されるので、高温時には大きなリーク電流
を生じる。
【００４８】例えば、図１に示す実施形態１による受光
アンプ回路において、フォトダイオードＰＤ１で生じる
無信号時のリーク電流をＩｃとし、Ｉｃ＝０のときの第
１の前置アンプＡ１の出力電圧をＶｄｄとするとき、第
１の前置アンプＡ１の出力電圧Ｖ１は、下記（９）式 Ｖ１＝Ｖｄｄ＋Ｒｆ１×Ｉｃ・・・（９） で表される。
アンプ回路において、フォトダイオードＰＤ１で生じる
無信号時のリーク電流をＩｃとし、Ｉｃ＝０のときの第
１の前置アンプＡ１の出力電圧をＶｄｄとするとき、第
１の前置アンプＡ１の出力電圧Ｖ１は、下記（９）式 Ｖ１＝Ｖｄｄ＋Ｒｆ１×Ｉｃ・・・（９） で表される。
【００４９】このとき、第２の前置アンプＡ２の出力電
圧はＶｄｄであるので、上記（４）式により、差動アン
プＡ３の出力電圧Ｖ３は、下記（１０）式 Ｖ３＝（Ｒ５／Ｒ３）×（Ｒｆ１×Ｉｃ）＋Ｖｒｅｆ・・・（１０） で表される。
圧はＶｄｄであるので、上記（４）式により、差動アン
プＡ３の出力電圧Ｖ３は、下記（１０）式 Ｖ３＝（Ｒ５／Ｒ３）×（Ｒｆ１×Ｉｃ）＋Ｖｒｅｆ・・・（１０） で表される。
【００５０】従って、フォトダイオードＰＤ１のリーク
電流ＩｃがＩ−Ｖ変換及び増幅され出力電圧Ｖ３に現れ
る。即ち、フォトダイオードＰＤ１のリーク電流Ｉｃは
受光時の光電流と同様に扱われ、誤動作の原因となる。
電流ＩｃがＩ−Ｖ変換及び増幅され出力電圧Ｖ３に現れ
る。即ち、フォトダイオードＰＤ１のリーク電流Ｉｃは
受光時の光電流と同様に扱われ、誤動作の原因となる。
【００５１】これに対し、図２に示す実施形態２による
受光アンプ回路では、第２の前置アンプＡ２の入力端子
にもフォトダイオードＰＤ１と同一面積、同一構造の配
線用メタル等で遮光された第２のフォトダイオードＰＤ
２を接続しており、この場合の第２のフォトダイオード
ＰＤ２のリーク電流をＩｄとするとき、第２の前置アン
プＡ２の出力電圧Ｖ２は、下記（１１）式 Ｖ２＝Ｖｄｄ＋Ｒｆ２×Ｉｄ・・・（１１） で表される。
受光アンプ回路では、第２の前置アンプＡ２の入力端子
にもフォトダイオードＰＤ１と同一面積、同一構造の配
線用メタル等で遮光された第２のフォトダイオードＰＤ
２を接続しており、この場合の第２のフォトダイオード
ＰＤ２のリーク電流をＩｄとするとき、第２の前置アン
プＡ２の出力電圧Ｖ２は、下記（１１）式 Ｖ２＝Ｖｄｄ＋Ｒｆ２×Ｉｄ・・・（１１） で表される。
【００５２】同一面積、同一構造のフォトダイオードの
ＰＮ接合におけるリーク電流は等しいので、Ｉｃ＝Ｉｄ
である。更に、上記（２）式によりＲｆ１＝Ｒｆ２であ
る。
ＰＮ接合におけるリーク電流は等しいので、Ｉｃ＝Ｉｄ
である。更に、上記（２）式によりＲｆ１＝Ｒｆ２であ
る。
【００５３】その結果、上記（９）式及び（１１）式よ
り、Ｖ１＝Ｖ２となり、差動アンプＡ３の出力電圧Ｖ３
は、Ｖ３＝Ｖｒｅｆとなり、フォトダイオードＰＤ１の
リーク電流の影響を排除できる。
り、Ｖ１＝Ｖ２となり、差動アンプＡ３の出力電圧Ｖ３
は、Ｖ３＝Ｖｒｅｆとなり、フォトダイオードＰＤ１の
リーク電流の影響を排除できる。
【００５４】（実施形態３）本発明の実施形態３による
受光アンプ回路は、上述した図１に示す実施形態１又は
図２に示す実施形態２における第２の前置アンプＡ２の
時定数が、約０．２１μｓｅｃ以上である構成をとる。
ここで、時定数とは、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２と第２の
位相補償容量Ｃｆ２の積で表される。
受光アンプ回路は、上述した図１に示す実施形態１又は
図２に示す実施形態２における第２の前置アンプＡ２の
時定数が、約０．２１μｓｅｃ以上である構成をとる。
ここで、時定数とは、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２と第２の
位相補償容量Ｃｆ２の積で表される。
【００５５】例えば、図１に示す第２の前置アンプＡ２
において発生するノイズは、この第２の前置アンプＡ２
で発生するショットノイズと第２のゲイン抵抗Ｒｆ２で
発生する熱雑音の和となる。
において発生するノイズは、この第２の前置アンプＡ２
で発生するショットノイズと第２のゲイン抵抗Ｒｆ２で
発生する熱雑音の和となる。
【００５６】ＣＤ−ＲＯＭドライバ等に用いられる光ピ
ックアップ用受光アンプ回路において、微小光電流のＩ
−Ｖ変換のための第１のゲイン抵抗Ｒｆ１は、約３０Ｋ
Ω以上の抵抗を用いる必要があり、第２のゲイン抵抗Ｒ
ｆ２も第１のゲイン抵抗Ｒｆ１と同一の値をとる。
ックアップ用受光アンプ回路において、微小光電流のＩ
−Ｖ変換のための第１のゲイン抵抗Ｒｆ１は、約３０Ｋ
Ω以上の抵抗を用いる必要があり、第２のゲイン抵抗Ｒ
ｆ２も第１のゲイン抵抗Ｒｆ１と同一の値をとる。
【００５７】第２のゲイン抵抗Ｒｆ２で発生する熱雑音
は、抵抗値の平方根に比例するので、第２の前置アンプ
Ａ２で発生するショットノイズより大きくなる。
は、抵抗値の平方根に比例するので、第２の前置アンプ
Ａ２で発生するショットノイズより大きくなる。
【００５８】従って、第２の前置アンプＡ２で発生する
ノイズは、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２で発生する熱雑音が
支配的となる。
ノイズは、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２で発生する熱雑音が
支配的となる。
【００５９】第２のゲイン抵抗Ｒｆ２で発生する熱雑音
Ｖｎは、下記（１２）式 Ｖｎ＝（４ｋ・Ｒｆ２・Ｔ・Δｆ）1/2・・・（１２） で表される。
Ｖｎは、下記（１２）式 Ｖｎ＝（４ｋ・Ｒｆ２・Ｔ・Δｆ）1/2・・・（１２） で表される。
【００６０】ここで、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温
度、△ｆ：帯域幅である。
度、△ｆ：帯域幅である。
【００６１】ＣＤ−ＲＯＭドライバ等に用いられる光ピ
ックアップ用受光アンプ回路においては、約７００ＫＨ
ｚ以上の信号を増幅する必要があるので、７００ＫＨｚ
以上の周波数帯域で熱雑音を低減する必要がある。
ックアップ用受光アンプ回路においては、約７００ＫＨ
ｚ以上の信号を増幅する必要があるので、７００ＫＨｚ
以上の周波数帯域で熱雑音を低減する必要がある。
【００６２】図１に示す第２の前置アンプＡ２におい
て、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２と位相補償用コンデンサＣ
ｆ２を並列接続した帰還回路からなる積分回路が構成さ
れており、この第２の前置アンプＡ２で生じるノイズＶ
ａｎは、下記（１３）式 Ｖａｎ＝（４ｋ・Ｒｆ２・Ｔ・Δｆ）1/2／（１＋ｊ・ω・Ｒｆ２・Ｃｆ２ ）・・・（１３） で表される。
て、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２と位相補償用コンデンサＣ
ｆ２を並列接続した帰還回路からなる積分回路が構成さ
れており、この第２の前置アンプＡ２で生じるノイズＶ
ａｎは、下記（１３）式 Ｖａｎ＝（４ｋ・Ｒｆ２・Ｔ・Δｆ）1/2／（１＋ｊ・ω・Ｒｆ２・Ｃｆ２ ）・・・（１３） で表される。
【００６３】ここで、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温
度、△ｆ：帯域幅、ｊ：虚数単位、ω：角周波数であ
る。
度、△ｆ：帯域幅、ｊ：虚数単位、ω：角周波数であ
る。
【００６４】上記（１３）式において、時定数であるＲ
ｆ２×Ｃｆ２を０．２１μｓｅｃ以上とすることで、７
００ＫＨｚ以上の高周波領域で発生する第２の前置アン
プＡ２のノイズＶａｎの低減を図ることができる。
ｆ２×Ｃｆ２を０．２１μｓｅｃ以上とすることで、７
００ＫＨｚ以上の高周波領域で発生する第２の前置アン
プＡ２のノイズＶａｎの低減を図ることができる。
【００６５】（実施形態４）本発明の実施形態４による
受光アンプ回路は、上述した図１に示す実施形態１又は
図２に示す実施形態２における第２の位相補償容量Ｃｆ
２が約７ｐＦ以上である構成をとる。
受光アンプ回路は、上述した図１に示す実施形態１又は
図２に示す実施形態２における第２の位相補償容量Ｃｆ
２が約７ｐＦ以上である構成をとる。
【００６６】ＣＤ−ＲＯＭドライバ等に用いられる光ピ
ックアップ用受光アンプ回路においては、微少光電流の
Ｉ−Ｖ変換のため第１のゲイン抵抗Ｒｆ１は３０ＫΩ以
上の抵抗を用いる必要があり、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２
も第１のゲイン抵抗Ｒｆ１と同一の値をとる。
ックアップ用受光アンプ回路においては、微少光電流の
Ｉ−Ｖ変換のため第１のゲイン抵抗Ｒｆ１は３０ＫΩ以
上の抵抗を用いる必要があり、第２のゲイン抵抗Ｒｆ２
も第１のゲイン抵抗Ｒｆ１と同一の値をとる。
【００６７】上記（１３）式で表されるノイズＶａｎに
ついて、Ｒｆ２＝３０ＫΩで、Ｒｆ２×Ｃｆ２≧０．２
１μｓｅｃであるためには、Ｃｆ２≧７ｐＦとする必要
がある。
ついて、Ｒｆ２＝３０ＫΩで、Ｒｆ２×Ｃｆ２≧０．２
１μｓｅｃであるためには、Ｃｆ２≧７ｐＦとする必要
がある。
【００６８】Ｒｆ２≧３０ＫΩであるとき、Ｃｆ２≧７
ｐＦであれば、Ｒｆ２とＣｆ２で構成される積分回路の
高域遮断周波数ｆｃ２は、下記（１４）式 ｆｃ２＝１／（２π・Ｒｆ２・Ｃｆ２）≦７００ＫＨｚ・・・（１４） となる。
ｐＦであれば、Ｒｆ２とＣｆ２で構成される積分回路の
高域遮断周波数ｆｃ２は、下記（１４）式 ｆｃ２＝１／（２π・Ｒｆ２・Ｃｆ２）≦７００ＫＨｚ・・・（１４） となる。
【００６９】従って、７００ＫＨｚ以上の高周波領域で
生じる第２の前置アンプＡ２のノイズＶａｎの低減を図
ることができる。
生じる第２の前置アンプＡ２のノイズＶａｎの低減を図
ることができる。
【００７０】（実施形態５）図３に、本発明の実施形態
５による受光アンプ回路として、上述した図１及び図２
に示す第２の位相補償容量Ｃｆ２を絶縁層による容量と
する場合の具体的な構成例を示しており、第２の位相補
償容量Ｃｆ２が、絶縁層３２を金属層３３と半導体層３
５で挟んだ構造からなり、金属層３３が第２の前置アン
プＡ２の入力側に接続され、半導体層３５が第２の前置
アンプＡ２の出力側に接続されている。
５による受光アンプ回路として、上述した図１及び図２
に示す第２の位相補償容量Ｃｆ２を絶縁層による容量と
する場合の具体的な構成例を示しており、第２の位相補
償容量Ｃｆ２が、絶縁層３２を金属層３３と半導体層３
５で挟んだ構造からなり、金属層３３が第２の前置アン
プＡ２の入力側に接続され、半導体層３５が第２の前置
アンプＡ２の出力側に接続されている。
【００７１】より詳しくは、第２の位相補償容量Ｃｆ２
であるコンデンサ部は、図３に示すように、Ｐ型半導体
基板３７上に、エピタキシャル層による低不純物濃度の
Ｎ型半導体層３６、高不純物濃度のＮ型半導体層３５、
コンデンサ部を構成する窒化膜、酸化膜等の薄膜からな
る絶縁層３２、及び金属層３３が順次積層された構造を
有し、上記Ｎ型半導体層３６は、Ｐ型分離拡散層３８、
３９により、コンデンサ部のエピタキシャル層が他のエ
ピタキシャル層と分離されており、コンデンサ外部は酸
化膜等による厚い保護膜３１で覆われている。上記金属
層３３は、コンデンサ部の一方の電極を構成し、コンデ
ンサ部の他方の電極となる高不純物濃度のＮ型半導体層
３５上の領域の一部には、オーミックコンタクトをとる
電極の取り出し口３４が設けられている。
であるコンデンサ部は、図３に示すように、Ｐ型半導体
基板３７上に、エピタキシャル層による低不純物濃度の
Ｎ型半導体層３６、高不純物濃度のＮ型半導体層３５、
コンデンサ部を構成する窒化膜、酸化膜等の薄膜からな
る絶縁層３２、及び金属層３３が順次積層された構造を
有し、上記Ｎ型半導体層３６は、Ｐ型分離拡散層３８、
３９により、コンデンサ部のエピタキシャル層が他のエ
ピタキシャル層と分離されており、コンデンサ外部は酸
化膜等による厚い保護膜３１で覆われている。上記金属
層３３は、コンデンサ部の一方の電極を構成し、コンデ
ンサ部の他方の電極となる高不純物濃度のＮ型半導体層
３５上の領域の一部には、オーミックコンタクトをとる
電極の取り出し口３４が設けられている。
【００７２】高不純物濃度のＮ型半導体層３５と低不純
物濃度のＮ型半導体層３６は同じＮ型半導体で導通して
おり、低不純物濃度のＮ型半導体層３６はＰ型半導体基
板３７とＰＮ接合を持つ。このＰＮ接合は、受光素子に
おいてはフォトダイオードと同一の動作をするので、低
不純物濃度のＮ型半導体層３６からＰ型半導体基板３７
に向かって光電流を生じる。
物濃度のＮ型半導体層３６は同じＮ型半導体で導通して
おり、低不純物濃度のＮ型半導体層３６はＰ型半導体基
板３７とＰＮ接合を持つ。このＰＮ接合は、受光素子に
おいてはフォトダイオードと同一の動作をするので、低
不純物濃度のＮ型半導体層３６からＰ型半導体基板３７
に向かって光電流を生じる。
【００７３】電極の取り出し口３４が、図１に示す第２
の前置アンプＡ２の入力側に接続されるとき、上記光電
流をＩｂとすると、Ｒｆ２×Ｉｂなる出力電圧の上昇を
第２の前置アンプＡ２の出力にもたらす。
の前置アンプＡ２の入力側に接続されるとき、上記光電
流をＩｂとすると、Ｒｆ２×Ｉｂなる出力電圧の上昇を
第２の前置アンプＡ２の出力にもたらす。
【００７４】電極の取り出し口３４が、第２の前置アン
プＡ２の出力側に接続されるとき、第２の前置アンプＡ
２の出力は、上記光電流Ｉｂを供給する能力を十分持っ
ているので、第２の前置アンプＡ２の出力電圧が光電流
Ｉｂによって上昇することを防止できる。
プＡ２の出力側に接続されるとき、第２の前置アンプＡ
２の出力は、上記光電流Ｉｂを供給する能力を十分持っ
ているので、第２の前置アンプＡ２の出力電圧が光電流
Ｉｂによって上昇することを防止できる。
【００７５】尚、本発明の受光アンプ回路は、上述した
各実施形態の具体的構成に限定されるものではない。
各実施形態の具体的構成に限定されるものではない。
【００７６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の受光アン
プ回路によれば、高周波領域のノイズを低減することが
できる。
プ回路によれば、高周波領域のノイズを低減することが
できる。
【００７７】より詳しくは、受光素子が接続されると共
に、第１のゲイン抵抗と第１の位相補償容量を並列接続
した帰還回路を有する第１の前置アンプと、第２のゲイ
ン抵抗と第２の位相補償容量を並列接続した帰還回路を
有する第２の前置アンプと、第１の前置アンプと第２の
前置アンプの出力電圧の差をとるための差動アンプとを
有する受光アンプ回路において、第２の位相補償容量を
第１の位相補償容量より大きくしているので、第２の前
置アンプの応答性が第１の前置アンプの応答性よりも低
下し、第２の前置アンプで発生する高周波領域のノイズ
が低減する。
に、第１のゲイン抵抗と第１の位相補償容量を並列接続
した帰還回路を有する第１の前置アンプと、第２のゲイ
ン抵抗と第２の位相補償容量を並列接続した帰還回路を
有する第２の前置アンプと、第１の前置アンプと第２の
前置アンプの出力電圧の差をとるための差動アンプとを
有する受光アンプ回路において、第２の位相補償容量を
第１の位相補償容量より大きくしているので、第２の前
置アンプの応答性が第１の前置アンプの応答性よりも低
下し、第２の前置アンプで発生する高周波領域のノイズ
が低減する。
【００７８】第２の前置アンプの入力側に、上記受光素
子と同一特性の第２の受光素子を遮光状態で設ける構成
にすると、第２の受光素子でも上記受光素子と同じリー
ク電流が生じるので、これを用いて高温時に増大する受
光素子のリーク電流の影響を相殺することができる。
子と同一特性の第２の受光素子を遮光状態で設ける構成
にすると、第２の受光素子でも上記受光素子と同じリー
ク電流が生じるので、これを用いて高温時に増大する受
光素子のリーク電流の影響を相殺することができる。
【００７９】ＣＤ−ＲＯＭの再生においては、特に７０
０ＫＨｚ以上の高周波領域でのノイズが問題となるの
で、第２の前置アンプの時定数が約０．２１μｓｅｃ以
上である構成にすると、７００ｋＨｚ以上の周波数のノ
イズの低減を図ることができる。
０ＫＨｚ以上の高周波領域でのノイズが問題となるの
で、第２の前置アンプの時定数が約０．２１μｓｅｃ以
上である構成にすると、７００ｋＨｚ以上の周波数のノ
イズの低減を図ることができる。
【００８０】第１の前置アンプ及び第２の前置アンプの
ゲインを決めている負帰還抵抗は３０ＫΩ以上の抵抗が
必要であるので、第２の位相補償容量が約７ｐＦ以上で
ある構成にすることで、上述した７００ｋＨｚ以上の周
波数のノイズの低減を図ることができる。
ゲインを決めている負帰還抵抗は３０ＫΩ以上の抵抗が
必要であるので、第２の位相補償容量が約７ｐＦ以上で
ある構成にすることで、上述した７００ｋＨｚ以上の周
波数のノイズの低減を図ることができる。
【００８１】上記第２の位相補償容量が、絶縁層による
容量である構成にすると、第２の位相補償容量を接合容
量で構成した場合に生じるポップコーンノイズ等のノイ
ズが発生しないので、ノイズの低減を図ることができ
る。
容量である構成にすると、第２の位相補償容量を接合容
量で構成した場合に生じるポップコーンノイズ等のノイ
ズが発生しないので、ノイズの低減を図ることができ
る。
【００８２】絶縁層による容量は、例えば、受光アンプ
回路回路において、第２の位相補償容量が、絶縁層を金
属層と半導体層で挟んだ構造からなり、金属層が第２の
前置アンプの入力側に接続され、半導体層が第２の前置
アンプの出力側に接続されている構成にすることができ
る。
回路回路において、第２の位相補償容量が、絶縁層を金
属層と半導体層で挟んだ構造からなり、金属層が第２の
前置アンプの入力側に接続され、半導体層が第２の前置
アンプの出力側に接続されている構成にすることができ
る。
【図１】本発明の実施形態１による受光アンプ回路の構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態２による受光アンプ回路の構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態５による受光アンプ回路とし
て、上述した図１及び図２に示す第２の位相補償容量Ｃ
ｆ２を絶縁層による容量とする場合の具体的な構成例を
示す断面図である。
て、上述した図１及び図２に示す第２の位相補償容量Ｃ
ｆ２を絶縁層による容量とする場合の具体的な構成例を
示す断面図である。
【図４】従来の受光アンプ回路の構成例を示すブロック
図である。
図である。
Ａ１ 第１の前置アンプ Ａ２ 第２の前置アンプ Ａ３ 差動アンプ Ｃｆ１ 第１の位相補償容量 Ｃｆ２ 第２の位相補償容量 Ｒｆ１ 第１のゲイン抵抗 Ｒｆ２ 第２のゲイン抵抗 ＰＤ１ 受光素子 ＰＤ２ 第２の受光素子 ３１ 保護膜 ３２ 絶縁層 ３３ 金属層 ３４ 電極の取り出し口 ３５ 高不純物濃度のＮ型半導体層 ３６ 低不純物濃度のＮ型半導体層 ３７ Ｐ型半導体基板 ３８、３９ Ｐ型分離拡散層
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 4M118 AA05 AB10 BA02 BA06 CA03 DD10 FC05 5F049 MA02 NA04 NB08 RA06 UA04 UA06 UA20 5J090 AA01 AA56 CA41 FA19 HA19 HA25 HA29 HA44 HN06 KA02 KA25 MA11 MN04 NN12 QA02 SA00 5J092 AA01 AA56 CA41 FA19 HA19 HA25 HA29 HA44 KA02 KA25 MA11 QA02 SA00 UL02
Claims (6)
- 【請求項１】 受光素子が接続されると共に、第１のゲ
イン抵抗と第１の位相補償容量を並列接続した帰還回路
を有する第１の前置アンプと、 第２のゲイン抵抗と第２の位相補償容量を並列接続した
帰還回路を有する第２の前置アンプと、 該第１の前置アンプと該第２の前置アンプの出力電圧の
差をとるための差動アンプとを有し、 該第２の位相補償容量を該第１の位相補償容量より大き
くした受光アンプ回路。 - 【請求項２】 前記第２の前置アンプの入力側に、前記
受光素子と同一特性の第２の受光素子を遮光状態で設け
た請求項１記載の受光アンプ回路。 - 【請求項３】 前記第２の前置アンプの時定数が約０．
２１μｓｅｃ以上である請求項１又は請求項２記載の受
光アンプ回路。 - 【請求項４】 前記第２の位相補償容量が約７ｐＦ以上
である請求項１〜請求項３のいずれかに記載の受光アン
プ回路。 - 【請求項５】 前記第２の位相補償容量が、絶縁層によ
る容量である請求項１〜請求項４のいずれかに記載の受
光アンプ回路。 - 【請求項６】 前記第２の位相補償容量が、絶縁層を金
属層と半導体層で挟んだ構造からなり、 該金属層が前記第２の前置アンプの入力側に接続され、 該半導体層が該第２の前置アンプの出力側に接続されて
いる請求項１〜請求項４のいずれかに記載の受光アンプ
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11137851A JP2000332546A (ja) | 1999-05-18 | 1999-05-18 | 受光アンプ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11137851A JP2000332546A (ja) | 1999-05-18 | 1999-05-18 | 受光アンプ回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000332546A true JP2000332546A (ja) | 2000-11-30 |
Family
ID=15208286
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11137851A Withdrawn JP2000332546A (ja) | 1999-05-18 | 1999-05-18 | 受光アンプ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000332546A (ja) |
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