JP2000511747A - カラー復号 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 アナログクロミナンス信号（Ｃ）を復調する方法において、ディジタル直角信号がアナログ復調されたカラー差信号（Ｕ、Ｖ）を得るためのアナログクロミナンス信号（Ｃ）を復調する（MUL CAC U，MUL DAC V）ために発生される（DPA，SIN ROM，COS LOM）。ディジタル位相エラー信号がアナログ復調されたカラー差信号（Ｕ，Ｖ）のうちの少なくとも一つ（Ｖ）から与えられる（ΣΔ mod）。そのディジタル位相エラー信号が、ディジタル直角信号発生(DPA，SIN ROM，COS ROM)のための位相制御信号（Ｋ）を得るためにディジタル的に濾波される(DLF)。

Description

【発明の詳細な説明】 カラー復号 本発明はカラー復号のための方法及び装置に、及びそのようなカラー復号装置 を具えているテレビジョン信号表示装置（テレビジョンセット、テレビジョン信 号処理機能を有するPC（パーソナルコンピュータ）等）に関するものである。 今までは、クロミナンス信号をディジタル化することなく多標準（PAL/NTSC） カラー復号することは、主として電圧制御水晶発振器（VCXO）がカラーバースト 信号へロックされる、アナログフェイズロックループを用いて行われてきた。こ れはIEEE Transaction on Consumer Electronicsの第37巻、第３号、1991年８月 発行の第190〜196頁J．van Lammeren他による、Multi-Standard Video Front En dを参照されたい。従来技術のアナログカラー復号器の単純化された図面が図１ に与えられている。電圧制御水晶発振器VCXOが、双方とも正しい位相を有するカ ラー副搬送波の正弦(sine)及び余弦(cosine)版を再生する。その副搬送波信号が アナログ乗算器へ供給され、そこでそれらがクロミナンス信号により乗算される 。これらの乗算により、彩度直角分Ｕ及びＶが分離され且つ復調される。この種 類のカラー復号器の主な欠点は、PAL/NTSC標準の各パリアントに対して、異なる 外部水晶が必要であることである。それ故に慣習的な多標準カラー復号器集積回 路が幾つかの良く同調できる外部水晶を、且つ従って幾つかの付加的な集積回路 ピンを装備されねばならない。 IEEE Transactions on Consumer Electronicsの1996年８月発行、第42巻、第 ３号の第739〜749頁のMurayama他による「Single-chip BICMOS Multistandard V ideo Processor」内に、PAL/NTSC標準のすべてのバリアントを復号するために唯 一の外部水晶が用いられるカラー復号器が記載されている。しかしながら、その システムは幾つかの欠点を有している。すなわち： ‐ このシステム内に用いられる外部水晶はまだ良好に同調できる水晶でなくて はならない。同調できる水晶は、非常に不正確にしか同調できない標準水晶より も非常にもっと高価である。 ‐ このシステムにおける水晶発振器（VCXO）は入ってくるカラーバーストヘロ ックされるので、他のチップ上応用、例えばテレテキスト復号、又はA/D及びD/A 変換のための非同期クロック発生器と同時に用いられ得ない。 ‐ このシステムはディジタル的に発生される副搬送波のための帯域通過フィル タとして働くアナログPLL(フェイズロックループ)を含んでいる。このPLL内の電 圧制御発振器（VCo;Voltage Controlled Oscillator）の動作が、カラー復号器 の全体品質を完全に決定する。この電圧制御発振器のために必要な仕様書は良く 特徴付けられた過程（例えばBiCMOS）を用いた場合にのみ達成され得て、且つ基 板雑音を生じるチップ上のディジタル回路の存在により品質を下落される。CMOS 過程及びますますディジタル機能性に向かう傾向があるので、このカラー復号器 は完全に「耐将来性」ではない。 ‐ 自動位相制御（APC;Automatic Phase Control）ループはまだ、特別集積回 路ピンを要する外部ループフィルタを必要とする。 より良い多標準カラー復号を与えることが、なかんずく、本発明の目的である 。この目的のために、本発明の第１態様は請求項１に定義されたような方法を提 供する。本発明の第２態様は請求項６に定義されたような直角信号復調器を提供 する。本発明の第３態様は、カラー復号装置のような復調器を具えている、テレ ビジョン信号表示装置（テレビジョンセット、テレビジョン信号処理機能を有す るパーソナルコンピュータ（PC）等）を提供する。有利な実施例は従属請求項に 定義されている。 本発明の最初の態様に従ってアナログクロミナンス信号を復調する方法におい て、ディジタル直角信号がアナログ復調されたカラー差信号を得るための、アナ ログクロミナンス信号を復調するために発生される。ディジタル位相エラー信号 が少なくとも１個のアナログ復調されたカラー差信号から与えられる。このディ ジタル位相エラー信号がディジタル直角信号発生のための位相制御信号を得るた めにディジタル的に濾波される。 本発明のこれらの態様が以下に記載された実施例から明らかになり、且つ本発 明のその他の態様が以下に記載された実施例を参照して解明されるであろう。 図において； 図１は従来技術のカラー復号器であり； 図２は本発明によるカラー復号器の一実施例を示し； 図３は図２の実施例において使用するためのシグマ‐デルタ変調器の一実施例 を示し； 図４は図２の実施例において使用するためのディジタルループフィルタの一実 施例を示し；且つ 図５は図２のカラー復号器を具えているテレビジョン表示装置の一実施例を示 している。 従来技術のアナログカラー復号器の単純化された図面が、図１に与えられてい る。電圧制御水晶発振器VCXOが、双方とも正しい位相を有するカラー副搬送波の sin(正弦)及びcos(余弦)版を発生する。それらの副搬送波信号sin，cosはアナロ グ乗算器MUL-U，MUL-Vへ供給され、そこでそれらの信号はクロミナンス信号Ｃに より乗算される。これらの乗算により、彩度直角分Ｕ及びＶが分離され且つ復調 される。PAL/NTSC標準の各バリアントに対して、異なる外部水晶X1，X2，X3，X4 が存在する。テレビジョン標準指示信号TVSにより制御されるスイッチが、発振 器VCXOへ所望の水晶を接続する。クロミナンス信号Ｃの色バースト部分CBと発振 器VCXOからのcos信号とが、出力端子がループフィルタLFを通して発振器VCXOへ 結合されている位相検出器PDへ加えられている。 本発明の好適な実施例は上述されたすべての欠点と取り組む多標準カラー復号 器である。それは、アナログクロミナンス信号をディジタル化することなく、す べてのPAL/NTSCカラーシステムのバリアントを復調するために唯一の（外部）非 同期水晶クロックを必要とする混合された信号システムに関係している。例えば 、TXT処理のためにすでに存在するクロック信号が用いられ得る。その上、この システムは付加的な外部成分/IC-ピンを必要とせず、且ついかなる非常に重要な アナログモジュールをも含まない。ループフィルタは一つの集積回路内に作られ 得る。復号器はそれ故にBiCMOS及び主流のCMOS過程の双方で実現され得て、且つ ディジタル機能性とも容易に結合され得る。 本発明の好適な実施例のブロック線図が図２に与えられている。このシステム の要所はディジタル位相累算器DPAにより形成されている。それは例えば27MHz の水晶‐安定基準クロックfsと異なる副搬送波周波数を発生するために用いられ ている。離散系発振器(DTO;Discrete Time Oscillator)、直接計数型シンセサイ ザー(DDS;direct Digital Synthesizer)、又は比例計数器とも呼ばれる位相累算 器の原理は、IEEE Transactions on Consumer Electronicsの1996年８月発行、 第42巻、第３号の第739〜749頁のMurayama他による「Single-chip BICMOS Multi standard Video Processo」内、及びWiley社1990年発行のC.P.Sandbankによる「 Digital Television」内に記載されている。位相累算器DPAは所望の副搬送波周 波数のディジタル鋸波を発生するので、それは正弦波振幅データと余弦波振幅デ ータとを含む２個の読取専用表、SIN ROM及びCOS ROMにより追従される。この方 法において鋸波は疑似成分が充分抑制された正弦波形及び余弦波形の双方へ変換 される。その上正弦と余弦との間の卓越した位相安定性が得られる。ディジタル 副搬送波信号は２個の乗算D/A変換器MUL DAC U及びMUL DAC Vを用いてアナログ クロミナンス信号Ｃと乗算される。これらは基準入力端子が基準源へそれを固定 する代わりにアナログ信号Ｃにより制御されるD/A変換器である。例えば、抵抗 梯子を有する抵抗紐D/A変換器は差アナログ入力回路により制御され、あるいは ２進加重された電流源を有する電流D/A変換器は差アナログ入力回路により制御 される。MUL DAC U及びMUL DAC Vのアナログ出力信号は復調されたカラー差信号 Ｕ及びＶである。 位相累算器DPA及び読取専用ルックアップ表SIN ROMとCOS ROMとにより形成さ れるディジタル副搬送波再生器が、フェイズロックループ(PLL)内にそれを置く ことにより入ってくる色パーストへ固定される。バーストキー期間中に、乗算D/ A変換器のうちの一つ(MUL DAC V)がこのフェイズロックループ用の位相検出器と して働く。乗算D/A変換器が、27MHzのシステムクロック周波数fsで動作する単純 １次１ビットシグマ‐デルタ変調器ΣΔ modによりディジタル化されるアナログ 位相エラーを発生する。シグマ‐デルタ変調器は魅力的な１ビットA/D変換器の 一例としてよく知られており；代案が考えられる。シグマ‐デルタ変調器は主と してテレビジョンライン周波数（fH）で動作するディジタルループフィルタDLF により追従される。ディジタルループフィルタDLFは、アナログカラー復号器の 外部ループフィルタを置き換え、且つシグマ‐デルタ変調器のデシメーシ ョンフィルタと容易に結合もされ得る。更に、ディジタルループフィルタDLFはP AL H/2バースト揺れを除去するPAL平均値算出装置を含んでいる。ディジタルル ープフィルタDLFのディジタル出力信号は位相累算器DPAを制御するために用いら れ、それでそれがカラーパーストとロック状態のままであり得る。ディジタルル ープフィルタDLFの出力信号が位相累算器DPAの名目入力ワードKnom上に小さいオ フセットΔＫを形成する。名目入力ワードKnomはI2Cバスを介してプリセットさ れ、且つ受信されるべきカラーテレビジョン標準TVSにより決定される。 図２の好適な実施例は以下の利点を示す。４個の同調できる外部水晶の代わり に、非同期水晶‐安定システムクロックが用いられる。クロミナンス信号路はア ナログのままである。外部ループフィルタの代わりに、一体化できるディジタル ループフィルタが用いられる。非常に重大なアナログ成分が回避される。ディジ タル位相累算器DPAへ加えられる位相制御信号Ｋが固定されながら、クロック周 波数を調節するためにアナログPLLを有するMurayama回路と比較して、本発明の 好適な実施例は位相制御信号Ｋがクロック周波数が固定されながら調節されるデ ィジタルPLLを特徴としているので、例えばTXTクロックが用いられ得る。 図３は図２のカラー復号器に用いるためのシグマ‐デルタ変調器の一実施例を 示している。図２のMUL DAC Vからのアナログ信号が減算器31の第１入力端子へ 加えられて、その減算器の出力端子は、１ビットシグマ‐デルタ変調の結果とし て出力ビットストリームを得るために積分器33、比較器35、及びＤ型フリップフ ロップ37の縦続接続へ接続されている。その出力ビットストリームは、切換電流 源により形成されてもよい１ビットD/A変換器39を通って減算器31の第２入力端 子へ加えられる。積分器33、比較器35、及びＤ型フリップフロップ37が一緒にパ ルス密度変調と雑音整形機能とを実行する。位相エラーをディジタル化するため に用いられたシグマ‐デルタ変調器は、以下の利点を有している。60dBのダイナ ミック範囲は、問題となっている周波数帯域(0〜7.8kHz＝0.5fH)において容易に 達成され得る。慣習的なA/D変換器と比較して、それは非常に小さく且つ簡単な 回路から成っている。27MHzの高いサンプリング周波数の故に、アナログ前置フ ィルタは必要ない（濾波は応答問題を生じ得る）。ディジタル後濾波はループフ ィルタと容易に結合され得る。 図４は図２のカラー復号器に用いるためのディジタルループフィルタDLFの一 実施例を示している。図３のシグマ‐デルタ変調器により供給されるビットスト リームは、バーストゲート信号により活性にされ且つ高周波数システムクロック によりクロックされ、且つデシメーションフィルタとして及びPLLループフィル タの積分器として働くアップ／ダウン計数器41へ加えられる。この計数器の出力 が、ディジタル化され且つ積分された位相エラーを与えるために、ライン周波数 信号fHによりクロックされるデシメーティングＤ型フリップフロップ43へ加えら れる。図４のループフィルタの残りは、ループ安定性を処理し、PLLにダンピン グ及び正常周波数についての所望のパラメータを与え、PAL H/2揺れ（＞45dB） の充分な抑制を与え、且つディジタル位相累算器DPAと約±600Hzの範囲に対する 正弦及び余弦読取専用表とにより形成されたディジタル直角発生器の同調範囲を 制限する。Ｄ型フリップフロップ43の出力は、乗算器45、Ｄ型フリップフロップ 47、及びＤ型フリップフロップ43の出力へＤ型フリップフロップ47の出力を加え る加算器49を具えている微分器へ加えられる。加算器49の出力は周波数範囲リミ ッター51へ加えられる。周波数範囲リミッター51の出力は、Ｄ型フリップフロッ プ53、及びＤ型フリップフロップ53の出力を周波数範囲リミッター51の出力へ加 える加算器55を具えている平均値算出装置へ加えられる。加算器55の出力は図２ に関して説明してあるオフセットΔＫを生じる。図２にも示されている加算器57 が、このオフセットΔＫをテレビジョン標準により決められる名目値Ｋへ加える 。加算器57の出力は図２のディジタル位相累算器DPAに対して位相制御信号Ｋを 与えるＤ型フリップフロップ59へ加えられる。 図５は、図２のカラー復号器を具えているテレビジョン表示装置の一実施例を 示している。テレビジョン信号が、アンテナＡにより受信され、且つY/C分離器Y /C sepへベース帯域ビデオ信号を与えるために、高周波数（HF）及び中間周波数 （IF）復調機能を実行する同調器TUNへ加えられる。そのY/C分離器が鮮鋭度改善 等のような機能を実行するためにルミナンス処理器Y PROCへルミナンス信号Ｙを 供給する。その分離器が、復調されたＵ及びＶ信号を得るために、図２のカラー 復号器へクロミナンス信号Ｃを供給する。マトリックス回路MXがＹ、Ｕ及びＶ信 号を、表示装置Ｄ上に表示されるＲ、Ｇ及びＢカラー信号へ変換する。 上述の実施例は本発明を制限するよりもむしろ図解すること、及びこの技術に 熟達した人々は添付の請求項の範囲から離れることなく、多くの代わりの態様を 設計できるだろうことは注意されるべきである。それらの請求項において、括弧 の間に置かれたあらゆる参照符号はその請求項を制限するように構成されたもの ではない。本発明は幾つかの別の要素を具えるハードウエアによって、及び適当 にプログラムされたコンピュータによって実行され得る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ペルフロム マルセリヌス ヨハネス マ リア オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．アナログクロミナンス信号（Ｃ）を復調する方法であって、該方法が ディジタル直角信号を発生するステップ(DPA、SIN ROM、COS ROM)、 アナログ復調されたカラー差信号（Ｕ、Ｖ）を得るために前記のディジタル 直角信号によって前記のアナログクロミナンス信号（Ｃ）を復調するステップ (MUL DAC U、MUL DAC V)、 前記のアナログ復調されたカラー差信号（Ｕ、Ｖ）の少なくとも一方（Ｖ） からディジタル位相エラー信号を与えるステップ（ΣΔ mod）、及び 前記のディジタル直角信号発生ステップ(DPA、SIN ROM、COS ROM)に対す る位相制御信号（Ｋ）を得るために前記のディジタル位相エラー信号をディジ タル的に濾波するステップ(DLF)、 を具えていることを特徴とするアナログクロミナンス信号を復調する方法。 ２．請求項１記載の方法において、前記ディジタル直角信号発生ステップ(PDA、 SIN ROM、COS ROM)が、 アドレス信号を得るために、前記の位相制御信号（Ｋ）を累算するステップ （DPA）、及び 前記のディジタル直角信号を得るために、前記のアドレス信号によってルッ クアップ表(SIN ROM、COS ROM)をアドレスするステップ、 を具えていることを特徴とするアナログクロミナンス信号を復調する方法。 ３．請求項１記載の方法において、前記の復調ステップ(MUL DAC U、MUL DAC V) が、前記のアナログクロミナンス信号（Ｃ）を前記のディジタル直角信号を受 け取るために結合されたディジタル入力端子を有する乗算D/A変換器の基準入 力端子へ加えるステップを含んでいることを特徴とするアナログクロミナンス 信号を復調する方法。 ４．請求項１記載の方法において、前記ディジタル位相エラー供給ステップ（Σ Δ mod）が前記のアナログ復調されたカラー差信号（Ｕ、Ｖ）の一方（Ｖ）の １ビットシクマ‐デルタ変調を含んでいることを特徴とするアナログクロミナ ンス信号を復調する方法。 ５．請求項１記載の方法において、一定の高周波数システムクロック（fs）が前 記のディジタル直角信号を得るために用いられることを特徴とするアナログク ロミナンス信号を復調する方法。 ６．アナログ直角変調された信号（Ｃ）を復調するための装置であって、該装置 が、 ディジタル直角信号を発生するための手段(DPA、SIN ROM、COS ROM)、 アナログ復調された信号（Ｕ、Ｖ）を得るために前記のディジタル直角信号 によって前記アナログ直角変調された信号（Ｃ）を復調する手段(MUL DAC U、 MUL DAC V)、 前記のアナログ復調された信号（Ｕ、Ｖ）の少なくとも一方（Ｖ）からディ ジタル位相エラー信号を供給するための手段（ΣΔ mod）、及び 前記のディジタル直角信号発生手段(DPA、SIN ROM、COS ROM)のための位相 制御信号（Ｋ）を得るために、前記のディジタル位相エラー信号をディジタル 的に濾波するための手段(DLF)、 を具えていることを特徴とするアナログ直角変調された信号を復調するための 装置。 ７．ルミナンス信号（Ｙ）とクロミナンス信号（Ｃ）とを発生するための手段 (Y/C sep)、 アナログ復調されたカラー差信号（Ｕ、Ｖ）を得るためにアナログクロミナ ンス信号（Ｃ）を復調するための請求項６に記載されたような装置(FIG.2)、 前記ルミナンス信号（Ｙ）及び前記アナログ復調されたカラー差信号（Ｕ、 Ｖ）からカラー信号（Ｒ、Ｇ、Ｂ）を供給するための手段（MX）、及び 前記カラー信号（Ｒ、Ｇ、Ｂ）を表示するための手段（Ｄ）、 を具えていることを特徴とするテレビジョン信号表示装置。