JP2002252995A - ブラシレスｄｃモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 制御時の初期応答精度および即応性を向上さ
せつつ、演算処理を単純化すると共に装置を構成する際
に要する費用を削減する。 【解決手段】 モータ制御装置の定数検出装置１５を検
出部２６と高周波電圧印加部２７と演算部２８とを備え
て構成した。演算部２８は、モータ１１の雰囲気温度Ｔ
ａｔに基づいて巻線温度Ｔｓを推定し、温度補正後の相
抵抗Ｒを算出する。高周波電圧印加部２７はモータ１１
の駆動用の電圧に高周波電圧Ｖｈ重畳し、演算部２８は
各相電流の変化に基づいて固定子巻線のインダクタンス
を算出して、メモリ２９のマップデータから回転子の磁
極位置θｒｅの値を検索する。演算部２８はトルク指令
値＊Ｔがゼロのときにインバータ１３のスイッチング動
作を停止して誘起電圧波形を検出する。演算部２８はｑ
軸目標電流＊Ｉｑが所定値よりも大きいときにのみｑ軸
インダクタンスＬｑを算出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石を有する
回転子と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する
固定子とを備えたブラシレスＤＣモータの制御装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来、例えば電気自動車やハイブリッド
車両等のように、車両走行用の動力源として、界磁に永
久磁石を利用したブラシレスＤＣモータを搭載した車両
が知られている。このようなブラシレスＤＣモータの制
御装置としては、例えばブラシレスＤＣモータの各相に
供給される相電流を測定して、相電流の測定値を回転子
に同期して回転する直交座標、例えば回転子の磁束の方
向をｄ軸（トルク軸）とし、このｄ軸と直交する方向を
ｑ軸（界磁軸）としたｄｑ座標上でのｄ軸電流及びｑ軸
電流に変換して、このｄｑ座標上で電流の指令値と測定
値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行
う制御装置が知られている。

【０００３】すなわち、ｄｑ座標上での電流の指令値と
測定値との各偏差つまりｄ軸電流偏差およびｑ軸電流偏
差から、例えばＰＩ動作等によりｄｑ座標上でのｄ軸電
圧指令値およびｑ軸電圧指令値が演算され、次に、これ
らのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値からブラシレ
スＤＣモータの各相、例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相に
供給される相電圧に対する各電圧指令値が演算される。
そして、これらの各電圧指令値が、例えばＩＧＢＴ等の
スイッチング素子からなるインバータにスイッチング指
令として入力され、これらのスイッチング指令に応じて
インバータからブラシレスＤＣモータを駆動するための
交流電力が出力される。

【０００４】このような制御装置においては、例えば車
両の運転者のアクセル操作量に応じたトルク指令に基づ
いてｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を算出する際
に、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスをパ
ラメータとして算出する方法が知られている。例えば、
「T. IEE Japan, Vol. 113-D, No.11, 1993, pp1330」
に開示された等価回路定数の測定方法のように、定常状
態におけるブラシレスＤＣモータの等価回路から得られ
る回路方程式に基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄおよ
びｑ軸インダクタンスＬｑは下記数式（１）により算出
される。なお、ＲはブラシレスＤＣモータの各相抵抗値
であり、ωはブラシレスＤＣモータの電気角速度であ
り、ψはブラシレスＤＣモータの界磁主磁束であり、ｉ
ｄ及びｉｑは各ｄ軸及びｑ軸電流であり、ｖｄ及びｖｑ
は各ｄ軸及びｑ軸電圧である。

【０００５】

【数１】

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来技
術の一例に係るブラシレスＤＣモータの制御装置におい
ては、上記数式（１）に示すように、ｄ軸インダクタン
スＬｄはｄ軸電流ｉｄによる除算によって算出され、ｑ
軸インダクタンスＬｑはｑ軸電流ｉｑによる除算によっ
て算出される。ここで、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉ
ｑは、ブラシレスＤＣモータの各相に供給される相電流
の検出値から算出されるため、例えばｄ軸電流ｉｄおよ
びｑ軸電流ｉｑの値が相対的に小さい場合には、相電流
の検出誤差によって、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ
軸インダクタンスＬｑの値が大きく変動する虞がある。
特に、界磁軸電流とされるｑ軸電流は、ブラシレスＤＣ
モータの運転効率を向上させる際には、相対的に小さな
値に設定されることから、ｑ軸インダクタンスＬｑの演
算結果に大きな誤差が生じるという問題がある。

【０００７】また、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸
インダクタンスＬｑを精度良く算出して、これらの各イ
ンダクタンスＬｄ，Ｌｑを用いてトルク指令に応じた正
確なｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を算出し、制
御装置の初期応答精度やフィードバック制御時の応答性
を向上させるためには、例えばブラシレスＤＣモータの
回転子の磁極位置や、ブラシレスＤＣモータの回転駆動
中の温度変化により巻線抵抗値が変動する固定子巻線の
巻線温度や、回転子の永久磁石の温度変化に伴って変動
する誘起電圧等の各データを精度良く検出する必要があ
る。しかしながら、例えば回転子の磁極位置や固定子巻
線の巻線温度等のデータを検出する各検出装置に対して
は、ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて各種の検
出誤差が生じる場合がある。例えば回転子の磁極位置を
検出する位置センサには位相遅れ特性があるため、回転
数の上昇に伴って、所定の基準位置を示す位置センサの
信号が真の基準位置に対してずれた値を示す場合があ
る。このため、これらの検出誤差を補正するための補正
処理が必要となる場合があり、演算処理が複雑化して制
御装置の規模が増大してしまい、制御装置を構築する際
に要する費用が嵩むという問題が生じる。

【０００８】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、制御時の初期応答精度および即応性を向上させつ
つ、演算処理を単純化すると共に装置を構成する際に要
する費用を削減することが可能なブラシレスＤＣモータ
の制御装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決して係る
目的を達成するために、請求項１に記載の本発明のブラ
シレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転
子と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数
相の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤ
Ｃモータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定
子巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例え
ば、後述する実施の形態でのインバータ１３）により回
転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であっ
て、前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効
値を検出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の
形態での相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実
効値を検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施
の形態での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極
位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例
えば、後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）お
よび回転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述す
る実施の形態での回転センサ４１）と、前記ブラシレス
ＤＣモータの温度を検出する温度検出手段（例えば、後
述する実施の形態での雰囲気温度センサ４３または冷却
水温度センサ）と、検出された前記温度に基づいて、相
抵抗値を算出する相抵抗値算出手段（例えば、後述する
実施の形態でのステップＳ１２）および誘起電圧定数を
導出する誘起電圧定数導出手段（例えば、後述する実施
の形態でのステップＳ２２）と、前記誘起電圧と相電圧
の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電
流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出
手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１５
およびステップＳ１６）と、回転駆動中の前記ブラシレ
スＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段（例え
ば、後述する実施の形態でのステップＳ１８〜ステップ
Ｓ２４）と、前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損
成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段
（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２６）
と、前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前
記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づ
いて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンス
を算出するインダクタンス算出手段（例えば、後述する
実施の形態でのステップＳ２７）と、トルク指令値を入
力するトルク指令入力手段（例えば、後述する実施の形
態でのトルク指令演算部２１）と、前記誘起電圧定数と
前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタン
スと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値
およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手
段（例えば、後述する実施の形態での目標電流演算部２
２）と、前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令
値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を
出力するパルス幅変調信号出力手段（例えば、後述する
実施の形態でのフィードバック制御部２３）とを備え、
前記インダクタンス算出手段は、前記界磁軸電流指令値
あるいは前記トルク軸電流指令値が所定値以下のときに
前記トルク軸インダクタンスのみを算出し、前記界磁軸
電流指令値あるいは前記トルク軸電流指令値が前記所定
値を超えたときに、前記界磁軸インダクタンスと前記ト
ルク軸インダクタンスとを算出することを特徴としてい
る。

【００１０】上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装
置によれば、トルク軸電流の除算により算出されるトル
ク軸インダクタンスおよび界磁軸電流の除算により算出
される界磁軸インダクタンスを演算する際に、界磁軸電
流指令値あるいはトルク軸電流指令値が所定値を超えた
ときにトルク軸インダクタンスおよび界磁軸インダクタ
ンスを算出して、界磁軸電流指令値あるいはトルク軸電
流指令値が所定値以下のときにトルク軸インダクタンス
のみを算出する。これにより、ブラシレスＤＣモータの
各相に供給される相電流の検出値に基づいて算出される
界磁軸電流およびトルク軸電流に、適宜の検出誤差が含
まれる場合であっても、トルク軸インダクタンスおよび
界磁軸インダクタンスの算出結果に対する誤差が増大す
ることを抑制することができる。このため、各相電流を
検出する相電流検出手段の検出精度を過剰に増大させる
こと無しに、トルク軸インダクタンスおよび界磁軸イン
ダクタンスを精度良く算出することができ、ブラシレス
ＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減
することができる。しかも、トルク軸インダクタンスお
よび界磁軸インダクタンスの算出結果に所望の計算精度
が期待できない場合には演算処理を実行しないことか
ら、制御装置の演算負荷を低減することができる。

【００１１】また、請求項２に記載の本発明のブラシレ
スＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転子
と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数相
の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤＣ
モータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定子
巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、
後述する実施の形態でのインバータ１３）により回転駆
動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前
記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検
出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態で
の相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実効値を
検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施の形態
での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極位置か
ら誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例えば、
後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）および回
転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述する実施
の形態での回転センサ４１）と、前記ブラシレスＤＣモ
ータの温度に基づいて相抵抗値を算出する相抵抗値算出
手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１
２）と、前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧
位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電
流位相差を算出する位相差算出手段（例えば、後述する
実施の形態でのステップＳ１５およびステップＳ１６）
と、回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を
算出する鉄損失算出手段（例えば、後述する実施の形態
でのステップＳ１８〜ステップＳ２４）と、前記鉄損失
に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流
を算出する実相電流算出手段（例えば、後述する実施の
形態でのステップＳ２６）と、前記通電切換手段のスイ
ッチング動作を停止して前記ブラシレスＤＣモータへの
電力供給を一時的に停止する通電停止制御手段（例え
ば、後述する実施の形態でのステップＳ３４）と、前記
スイッチング動作の停止中に前記相電圧検出手段により
前記誘起電圧の電圧値を検出し、前記相抵抗値と前記誘
起電圧の電圧値と前記電圧位相差と前記電流位相差と前
記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトル
ク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段
（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２７）
と、トルク指令値を入力するトルク指令入力手段（例え
ば、後述する実施の形態でのトルク指令演算部２１）
と、前記誘起電圧の電圧値と前記界磁軸インダクタンス
と前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに
基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値
を算出する電流指令値算出手段（例えば、後述する実施
の形態での目標電流演算部２２）と、前記界磁軸電流指
令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切
換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号
出力手段（例えば、後述する実施の形態でのフィードバ
ック制御部２３）とを備えたことを特徴としている。

【００１２】上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装
置によれば、ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じ
て、ブラシレスＤＣモータへの通電を停止しても良い場
合、例えば、ブラシレスＤＣモータに対して要求される
トルク指令値がゼロのとき、あるいは界磁軸電流指令値
およびトルク軸電流指令値がゼロのとき、あるいは各相
電圧指令値がゼロのとき、あるいは界磁軸電圧指令値お
よびトルク軸電圧指令値がゼロのとき等に、通電停止制
御手段により通電切換手段のスイッチング動作を停止し
てブラシレスＤＣモータへの電力供給を一時的に停止す
る。これにより、相電圧検出手段により誘起電圧の電圧
波形を直接に検出する場合には、例えばブラシレスＤＣ
モータへの給電ラインを遮断する遮断回路等を設ける必
要なしに、通電の停止が可能な適宜のタイミングのみで
誘起電圧の検出を行うことができ、ブラシレスＤＣモー
タの制御装置を構築する際に要する費用を削減すること
ができる。

【００１３】また、請求項３に記載の本発明のブラシレ
スＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転子
と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数相
の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤＣ
モータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定子
巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、
後述する実施の形態でのインバータ１３）により回転駆
動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前
記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検
出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態で
の相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実効値を
検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施の形態
での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極位置か
ら誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例えば、
後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）および回
転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述する実施
の形態での回転センサ４１）と、前記ブラシレスＤＣモ
ータの温度に基づいて相抵抗値を算出する相抵抗値算出
手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１
２）と、前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧
位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電
流位相差を算出する位相差算出手段（例えば、後述する
実施の形態でのステップＳ１５およびステップＳ１６）
と、回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を
算出する鉄損失算出手段（例えば、後述する実施の形態
でのステップＳ１８〜ステップＳ２４）と、前記鉄損失
に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流
を算出する実相電流算出手段（例えば、後述する実施の
形態でのステップＳ２６）と、前記通電切換手段のスイ
ッチング動作を停止して前記ブラシレスＤＣモータへの
電力供給を一時的に停止する通電停止制御手段（例え
ば、後述する実施の形態でのステップＳ３４）と、前記
通電切換手段と前記ブラシレスＤＣモータとの間に接続
して前記複数相の固定子巻線への入力電流を全波整流す
る整流手段（例えば、後述する実施の形態での３相ブリ
ッジ整流回路５６ａ）と、前記整流手段による全波整流
電圧を検出する整流電圧検出手段（例えば、後述する実
施の形態での整流電圧検出部５６ｂ）と、前記スイッチ
ング動作の停止中に前記整流電圧検出手段により前記誘
起電圧の電圧値を検出し、前記相抵抗値と前記誘起電圧
の電圧値と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相
電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸イ
ンダクタンスを算出するインダクタンス算出手段（例え
ば、後述する実施の形態でのステップＳ２７）と、トル
ク指令値を入力するトルク指令入力手段（例えば、後述
する実施の形態でのトルク指令演算部２１）と、前記誘
起電圧の電圧値と前記界磁軸インダクタンスと前記トル
ク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、
界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する
電流指令値算出手段（例えば、後述する実施の形態での
目標電流演算部２２）と、前記界磁軸電流指令値と前記
トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパ
ルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段
（例えば、後述する実施の形態でのフィードバック制御
部２３）とを備えたことを特徴としている。

【００１４】上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装
置によれば、ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じ
て、通電停止制御手段により通電切換手段のスイッチン
グ動作を停止してブラシレスＤＣモータへの電力供給を
一時的に停止する。そして、整流手段においてブラシレ
スＤＣモータの相電圧を全波整流して全波整流電圧へと
変換する。次に、整流電圧検出手段は、例えば全波整流
電圧を平滑化した後に、誘起電圧の電圧値として検出す
る。これにより、例えば相電圧検出手段によって誘起電
圧の電圧波形を検出し、この電圧波形から一次成分を抽
出して実効値を演算するという煩雑な演算処理を省略す
ることができ、しかも、このような実効値の演算におい
て必要とされる相対的に高速なサンプリング処理も省略
することができるため、制御装置の演算負荷を低減する
ことができる。

【００１５】さらに、請求項４に記載の本発明のブラシ
レスＤＣモータの制御装置は、出力トルクを検出する出
力トルク検出手段（例えば、後述する実施の形態でのト
ルクセンサ４２）を備え、前記相電流検出手段の検出周
期を第１の周期Ｔ１とし、前記出力トルク検出手段の検
出周期を第２の周期Ｔ２とし、前記温度の検出周期を第
３の周期Ｔ３としたとき、前記第１および第２および第
３の周期を、Ｔ１≦Ｔ２≦Ｔ３の関係に設定して検出制
御することを特徴としている。

【００１６】上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装
置によれば、例えば相対的に緩慢な変動や小さな変動を
行う制御パラメータや、必要とされる演算処理に積分処
理が含まれる制御パラメータ等に対しては、検出の周期
を長く設定することで、制御装置の演算負荷を低減する
ことができる。

【００１７】さらに、請求項５に記載の本発明のブラシ
レスＤＣモータの制御装置では、前記インダクタンス算
出手段は、前記ブラシレスＤＣモータの回転駆動中に演
算データを記憶し、前記ブラシレスＤＣモータの回転停
止中に前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダ
クタンスの算出処理を行うことを特徴としている。

【００１８】上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装
置によれば、相対的に演算負荷が大きな界磁軸インダク
タンスおよびトルク軸インダクタンスの算出処理を、ブ
ラシレスＤＣモータの停止時、つまりブラシレスＤＣモ
ータに対するフィードバック制御の演算処理が不必要と
なる演算負荷の軽いときに実行することで、制御装置の
演算負荷が増大することを抑制することができる。

【００１９】また、請求項６に記載の本発明のブラシレ
スＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転子
と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数相
の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤＣ
モータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定子
巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、
後述する実施の形態でのインバータ１３）により回転駆
動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前
記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検
出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態で
の相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実効値を
検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施の形態
での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極位置か
ら誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例えば、
後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）および回
転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述する実施
の形態での回転センサ４１）と、前記ブラシレスＤＣモ
ータの温度を、前記回転数あるいは前記ブラシレスＤＣ
モータの冷却水温度（例えば、後述する実施の形態での
冷却水温度Ｔｃ）あるいは前記ブラシレスＤＣモータの
周辺温度（例えば、後述する実施の形態での雰囲気温度
Ｔａｔ）に基づき予め記憶された所定のデータから算出
する温度推定手段（例えば、後述する実施の形態では、
ステップＳ１２が兼ねる）と、前記温度推定手段で推定
した前記温度に基づいて、相抵抗値を算出する相抵抗値
算出手段（例えば、後述する実施の形態では、ステップ
Ｓ１２が兼ねる）および誘起電圧定数を導出する誘起電
圧定数導出手段（例えば、後述する実施の形態での誘起
電圧定数演算部５３）と、前記誘起電圧と相電圧の位相
の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位
相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段
（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１５およ
びステップＳ１６）と、回転駆動中の前記ブラシレスＤ
Ｃモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段（例えば、
後述する実施の形態でのステップＳ１８〜ステップＳ２
４）と、前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分
を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段（例え
ば、後述する実施の形態でのステップＳ２６）と、前記
相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電圧位
相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁
軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出す
るインダクタンス算出手段（例えば、後述する実施の形
態でのステップＳ２７）と、トルク指令値を入力するト
ルク指令入力手段（例えば、後述する実施の形態でのト
ルク指令演算部２１）と、前記誘起電圧定数と前記界磁
軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記
トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびト
ルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段（例え
ば、後述する実施の形態での目標電流演算部２２）と、
前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基
づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力する
パルス幅変調信号出力手段（例えば、後述する実施の形
態でのフィードバック制御部２３）とを備えたことを特
徴としている。

【００２０】上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装
置によれば、例えば回転駆動中のブラシレスＤＣモータ
において、固定子巻線の巻線温度の上昇に伴って増大す
る相抵抗値を適切に算出する際に、固定子巻線の巻線温
度を直接に検出する巻線温度検出器等を省略することが
できる。すなわち、例えばブラシレスＤＣモータのハウ
ジング等に設けられた雰囲気温度センサにより検出され
るブラシレスＤＣモータの雰囲気温度や、例えばブラシ
レスＤＣモータの冷却系に設けられた冷却水温度センサ
により検出される冷却水温度や、例えば鉄損失および銅
損失に対して所定の相関を有するブラシレスＤＣモータ
の回転数等と、巻線温度との関係を示す所定のデータを
予めメモリ等に記憶しておき、検出された雰囲気温度や
冷却水温度や回転数に応じて、このデータを検索して巻
線温度の推定値を取得する。これにより、ブラシレスＤ
Ｃモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減す
ることができる。

【００２１】また、請求項７に記載の本発明のブラシレ
スＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転子
と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数相
の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤＣ
モータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定子
巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、
後述する実施の形態でのインバータ１３）により回転駆
動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前
記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検
出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態で
の相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実効値を
検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施の形態
での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極位置か
ら誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例えば、
後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）および回
転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述する実施
の形態での回転センサ４１）および出力トルクを検出す
る出力トルク検出手段（例えば、後述する実施の形態で
のトルクセンサ４２）と、前記ブラシレスＤＣモータの
温度を検出する温度検出手段（例えば、後述する実施の
形態では、ステップＳ１２が兼ねる）と、検出された前
記温度に基づいて、相抵抗値を算出する相抵抗値算出手
段（例えば、後述する実施の形態では、ステップＳ１２
が兼ねる）および誘起電圧定数を導出する誘起電圧定数
導出手段（例えば、後述する実施の形態での誘起電圧定
数演算部５３）と、前記誘起電圧と相電圧の位相の差か
らなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差
からなる電流位相差を算出する位相差算出手段（例え
ば、後述する実施の形態でのステップＳ１５およびステ
ップＳ１６）と、回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモー
タの鉄損失を算出する鉄損失算出手段（例えば、後述す
る実施の形態でのステップＳ１８〜ステップＳ２４）
と、前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減
算して実相電流を算出する実相電流算出手段（例えば、
後述する実施の形態でのステップＳ２６）と、前記相抵
抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電圧位相差
と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸イ
ンダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するイ
ンダクタンス算出手段（例えば、後述する実施の形態で
のステップＳ２７）と、トルク指令値を入力するトルク
指令入力手段（例えば、後述する実施の形態でのトルク
指令演算部２１）と、前記誘起電圧定数と前記界磁軸イ
ンダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トル
ク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク
軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段（例えば、
後述する実施の形態での目標電流演算部２２）と、前記
界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づい
て前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパル
ス幅変調信号出力手段（例えば、後述する実施の形態で
のフィードバック制御部２３）とを備え、前記鉄損失算
出手段は、前記出力トルクおよび前記回転数に基づい
て、前記ブラシレスＤＣモータのモータ出力電力および
モータ入力電力を算出するモータ電力算出手段（例え
ば、後述する実施の形態でのステップＳ１８）と、前記
相抵抗値および前記相電流に基づいて銅損失を算出する
銅損失算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステ
ップＳ１９）と、前記モータ入力電力から前記モータ出
力電力を減算してモータ全損失を算出するモータ全損失
算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ
２０）と、前記ブラシレスＤＣモータの機械損失を算出
する機械損失算出手段（例えば、後述する実施の形態で
のステップＳ２１）と、前記モータ全損失から前記銅損
失および前記機械損失を減算して前記鉄損失を算出する
減算手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ
２４）と、前記相電圧の全周波数成分を含む実効値およ
び前記鉄損失に基づいて実測鉄損等価抵抗値を算出する
等価抵抗値算出手段（例えば、後述する実施の形態での
ステップＳ２５）とからなり、前記温度検出手段は、前
記ブラシレスＤＣモータの温度を、前記モータ全損失に
対する推定温度が予め記憶された所定の推定温度データ
から算出することを特徴としている。

【００２２】上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装
置によれば、例えば回転駆動中のブラシレスＤＣモータ
において、固定子巻線の巻線温度の上昇に伴って増大す
る相抵抗値を適切に算出する際に、固定子巻線の巻線温
度を検出する巻線温度検出器等を省略することができ
る。すなわち、例えば回転センサにより検出される回転
数と、トルクセンサにより検出される出力トルクとに基
づいて算出可能なモータ全損失と、巻線温度との関係を
示す所定のデータを予めメモリ等に記憶しておき、算出
されたモータ全損失に応じて、このデータを検索して巻
線温度の値を取得する。これにより、ブラシレスＤＣモ
ータの制御装置を構築する際に要する費用を削減するこ
とができる。

【００２３】さらに、請求項８に記載の本発明のブラシ
レスＤＣモータの制御装置では、前記位置検出手段は、
前記ブラシレスＤＣモータに高周波電圧を印加したとき
のインダクタンスの変化量から前記回転子の磁極位置を
算出することを特徴としている。

【００２４】上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装
置によれば、いわゆる位置センサレス制御により、回転
子の磁極位置を検出することから、ブラシレスＤＣモー
タに具備される位置センサを省略することができ、さら
に、位置センサの位相遅れ特性、すなわち回転数の上昇
に伴って、所定の基準位置を示す位置センサの信号が真
の基準位置に対してずれた値を示すことに起因する検出
誤差を補正するための補正処理を省略することができ
る。これにより、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構
築する際に要する費用を削減することができると共に、
制御装置の演算負荷を低減することができる。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明のブラシレスＤＣモ
ータの制御装置の一実施形態について添付図面を参照し
ながら説明する。図１は本発明の一実施形態に係るブラ
シレスＤＣモータの制御装置１０の構成図であり、図２
は図１に示すフィードバック制御部２３と演算部２８の
具体的構成を示す構成図であり、図３は図１に示す定数
検出装置１５の具体的構成を示す構成図である。本実施
の形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０（以
下、「モータ制御装置１０」と呼ぶ）は、例えば電気自
動車やハイブリッド車両等に搭載されるブラシレスＤＣ
モータ１１（以下、「モータ１１」と呼ぶ）を駆動制御
するものであって、このモータ１１は、界磁に利用する
永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回
転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備え
て構成されている。図１に示すように、このモータ制御
装置１０は、例えば、ＥＣＵ（Electric Control Uni
t）１２と、インバータ１３と、電源１４と、定数検出
装置１５とを備えて構成されている。

【００２６】通電切換手段であるインバータ１３は、例
えばパルス幅変調によるＰＷＭインバータをなすもので
あって、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を複数用いてブ
リッジ接続したスイッチング回路から構成されている。
そして、インバータ１３は、例えばバッテリや燃料電池
等からなる電源１４から供給される直流電力を、３相交
流電力に変換してモータ１１に供給する。すなわち、複
数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１１
の固定子巻線への通電を順次転流させるようになってい
る。ＥＣＵ１２はインバータ１３の電力変換動作を制御
しており、スイッチング指令としてＵ相交流電圧指令値
＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相交流電圧
指令値＊Ｖｗをインバータ１３に入力して、これらの各
電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じたＵ相電流Ｉ
ｕ及びＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを、インバータ１
３からモータ１１の各相へと出力させる。

【００２７】このためＥＣＵ１２は、トルク指令演算部
２１と、目標電流演算部２２と、フィードバック制御部
２３とを備えて構成されている。トルク指令演算部２１
は、例えば運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作
等に関するアクセル操作量Ａｃ及び後述する検出部２６
にて検出されるモータ１１の回転数Ｎに基づいて必要と
されるトルク値を演算して、このトルク値をモータ１１
に発生させるためのトルク指令値＊Ｔを生成して目標電
流演算部２２へ出力する。

【００２８】目標電流演算部２２は、トルク指令値＊Ｔ
に基づいて、インバータ１３からモータ１１に供給する
各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を
演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上で
のｄ軸目標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電流＊Ｉｑとして、
フィードバック制御部２３へ出力されている。この回転
直交座標をなすｄｑ座標は、例えば回転子の磁束方向を
ｄ軸（トルク軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸
（界磁軸）としており、モータ１１の回転子（図示略）
とともに同期して電気角速度ωｒｅで回転している。こ
れにより、インバータ１３からモータ１１の各相に供給
される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号
であるｄ軸目標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電流＊Ｉｑを与
えるようになっている。

【００２９】ここで、目標電流演算部２２は、ｄ軸電流
演算部２４と、ｑ軸電流演算部２５とを備えて構成され
ている。ｄ軸電流演算部２４は、下記数式（２）に示す
ように、トルク指令値＊Ｔと、後述する誘起電圧定数Ｋ
ｅとに基づいて、ｄ軸目標電流＊Ｉｄを算出する。ｑ軸
電流演算部２５は、下記数式（３）に示すように、トル
ク指令値＊Ｔと、後述する誘起電圧定数Ｋｅおよびｄ軸
インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑとに
基づいて、ｑ軸目標電流＊Ｉｑを算出する。

【００３０】

【数２】

【００３１】

【数３】

【００３２】フィードバック制御部２３は、ｄｑ座標上
で電流のフィードバック制御を行うものであり、ｄ軸目
標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電流＊Ｉｑに基づいて、各電
圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出し、インバータ
１３へパルス幅変調信号を入力すると共に、実際にイン
バータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，
Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及
びｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸目標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電
流＊Ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。こ
のため、フィードバック制御部２３には、定数検出装置
１５から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ、さ
らにｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬ
ｑ等の信号が入力されている。

【００３３】定数検出装置１５は、検出部２６と、高周
波電圧印加部２７と、演算部２８とを備えて構成されて
おり、検出部２６からは、モータ１１の回転数Ｎの検出
信号と、モータトルクＴｏｒの検出信号と、モータ１１
の雰囲気温度Ｔａｔの検出信号と、モータ温度Ｔｍａｇ
つまりモータ１１の回転子（図示略）の温度の検出信号
と、モータ１１の各相に供給される相電圧（例えば、イ
ンバータ１３の各相出力点のうちのＵ相出力点Ｕと中性
点Ｎとの間のＵ相電圧Ｖｕｎ）の検出信号と、モータ１
１の各相に供給される相電流（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ及
びＷ相電流Ｉｗ）の検出信号と、電源１４から出力され
る電源電圧Ｖｄｃの検出信号とが出力され、これらの検
出信号が演算部２８に入力されている。そして、後述す
るように、検出部２６から出力される各種の検出信号に
基づいて所定の演算処理を行って、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ
軸電流Ｉｑと、誘起電圧定数Ｋｅと、ｄ軸インダクタン
スＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑとを算出する。

【００３４】以下に、フィードバック制御部２３につい
て図２を参照しながら説明する。定数検出装置１５にて
検出され出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、
それぞれ減算器３１，３２に入力されている。そして、
減算器３１はｄ軸目標電流＊Ｉｄとｄ軸電流Ｉｄとの偏
差ΔＩｄを算出し、減算器３２はｑ軸目標電流＊Ｉｑと
ｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出する。この場合、ｄ
軸目標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電流＊Ｉｑと、ｄ軸電流
Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとは直流的な信号であるため、例
えば位相遅れや振幅誤差等は直流分として検出される。

【００３５】各減算器３１，３２から出力された偏差Δ
Ｉｄ及び偏差ΔＩｑは、それぞれ電流制御部３３，３４
に入力されている。そして、電流制御部３３は、例えば
ＰＩ（比例積分）動作により偏差ΔＩｄを制御増幅して
ｄ軸電圧指令値＊Ｖｄを算出し、電流制御部３４は、例
えばＰＩ動作により偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧
指令値＊Ｖｑを算出する。

【００３６】電流制御部３３から出力されたｄ軸電圧指
令値＊Ｖｄ及び電流制御部３４から出力されたｑ軸電圧
指令値＊Ｖｑはｄｑ・３相交流座標変換器３８に入力さ
れている。ｄｑ・３相交流座標変換器３８は、ｄｑ座標
上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑ
を、静止座標である３相交流座標上での例えばＵ相交流
電圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ
相交流電圧指令値＊Ｖｗに変換する。

【００３７】そして、ｄｑ・３相交流座標変換器３８か
ら出力されたＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電
圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗは、イン
バータ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるため
のスイッチング指令（例えば、パルス幅変調信号）とし
てインバータ１３に供給されている。

【００３８】以下に、定数検出装置１５について、図１
から図３を参照しながら説明する。図３に示すように、
検出部２６は、例えば、後述する所定の各タイミングで
検出動作を行う、回転センサ４１と、トルクセンサ４２
と、雰囲気温度センサ４３と、回転子温度センサ４４
と、相電圧検出器４６と、例えば２つの相電流検出器４
７，４７とを備えて構成されている。

【００３９】回転センサ４１は、モータ１１の回転子
（図示略）の回転数Ｎを検出する。トルクセンサ４２
は、モータ１１から出力されるモータトルクＴｏｒを検
出する。雰囲気温度センサ４３は、例えばモータ１１を
固定収容するハウジング（図示略）等に設けられ、モー
タ１１の雰囲気温度Ｔａｔを検出する。回転子温度セン
サ４４は、モータ温度Ｔｍａｇつまりモータ１１の回転
子（図示略）に備えられた永久磁石の温度を検出する。

【００４０】相電圧検出器４６は、モータ１１の各相に
供給される相電圧（例えば、インバータ１３の各相出力
点のうちのＵ相出力点Ｕと中性点Ｎとの間のＵ相電圧Ｖ
ｕｎ）を検出するものであり、検出信号に基づき相電圧
の一次成分の位相と実効値、さらには、全周波数成分を
含む実効値が演算部２８にて演算される。相電流検出器
４７，４７は、モータ１１の各相に供給される相電流Ｉ
ｍ（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ）を検出するものであり、検
出信号に基づき相電流の一次成分の位相と実効値、さら
には、全周波数成分を含む実効値が演算部２８にて演算
される。

【００４１】高周波電圧印加部２７は、トルク指令値＊
Ｔに基づいて算出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが得
られるようにインバータ１３からモータ１１の各相に供
給される相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの周波数に対して、こ
れらと弁別可能な程度に高い周波数の高周波電圧Ｖｈを
重畳して出力させる。すなわち、高周波電圧印加部２７
は、いわゆる位置センサレス制御により回転子の磁極位
置θｒｅを算出する際における検出用の高周波電圧Ｖｈ
を、モータ１１の駆動用の電圧（つまり相電圧Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗ）に重畳するものであって、後述するように演
算部２８にて、回転子の回転に伴って変化する固定子巻
線のインダクタンスを、相電流検出器４７，４７にて検
出した各相電流（例えば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流
Ｉｗ）の挙動に基づいて算出し、さらに、このインダク
タンスの値から回転子の磁極位置θｒｅを算出する。

【００４２】図２に示すように、定数検出装置１５の演
算部２８は、例えば交流・ｄｑ座標変換器５１と、ｄ軸
・ｑ軸電流演算部（Ｉｄ・Ｉｑ演算部）５２と、誘起電
圧定数演算部（Ｋｅ演算部）５３と、ｄ軸・ｑ軸インダ
クタンス推定演算部（Ｌｄ・Ｌｑ推定演算部）５４と、
磁極位置演算部５５とを備えている。交流・ｄｑ座標変
換器５１は、静止座標上における適宜の一相の電流、例
えばＵ相電流Ｉｕを、モータ１１の回転位相による回転
座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流
Ｉｑに変換する。

【００４３】ｄ軸・ｑ軸電流演算部５２は、後述するよ
うに、交流・ｄｑ座標変換器５１にて算出された鉄損成
分を含むｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに所定の補正処
理を行って鉄損成分を除去した補正後のｄ軸電流Ｉｄ及
びｑ軸電流Ｉｑを、新たなｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉ
ｑとしてフィードバック制御部２３へ出力する。誘起電
圧定数演算部５３は、後述するように、例えばトルク指
令値＊Ｔや、各目標電流＊Ｉｄ，＊Ｉｑや、各電圧指令
値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗや、各電圧指令値＊Ｖｄ，＊
Ｖｑ等に対する所定の条件下において、インバータ１３
におけるスイッチング動作を停止して、モータ１１の誘
起電圧波形を相電圧検出器４６により直接に測定する。
そして、誘起電圧の実効値Ｅを算出して、回転数Ｎで除
算することで誘起電圧定数Ｋｅを算出し、目標電流演算
部２２へ出力する。ｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算
部５４は、後述するように、モータ１１の実運転状態で
のｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑ
を算出してＥＣＵ１２へ出力する。

【００４４】磁極位置演算部５５は、モータ１１の回転
子の回転に伴って変化する固定子巻線のインダクタンス
を、相電流検出器４７，４７にて検出した各相電流（例
えば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）の変化に基づ
いて算出する。例えば、高周波電圧印加部２７にて、モ
ータ１１の駆動用の電圧（つまり相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗ）に対して、これらと弁別可能な程度に高い周波数の
高周波電圧Ｖｈを重畳する。そして、この高周波電圧Ｖ
ｈを印加した後に各相電流の過渡応答として検出される
測定データ、例えば電流値が所定の値に到達するまでの
時間や、所定時間経過後の電流値等のように、回転子の
磁極位置θｒｅに応じて変化する固定子巻線のインダク
タンスと相関する測定データを、相電流検出器４７によ
る相電流の検出値に基づいて測定する。

【００４５】ここで、メモリ２９には予め、これらの測
定データに応じた固定子巻線のインダクタンスの値、あ
るいは、これらの測定データに基づいて固定子巻線のイ
ンダクタンスを算出する所定の計算式等が記憶されてお
り、磁極位置演算部５５は、相電流検出器４７による相
電流の検出に基づいて測定した、例えば電流値が所定の
値に到達するまでの時間や、所定時間経過後の電流値等
の測定データに対応する固定子巻線のインダクタンスの
値を検索し読み込む。さらに、メモリ２９には予め、固
定子巻線のインダクタンスと、誘起電圧の位相角に相当
する回転子の磁極位置θｒｅとの関係を示すデータが記
憶されており、磁極位置演算部５５は、先に取得した固
定子巻線のインダクタンスの値に対応する回転子の磁極
位置θｒｅの値を検索し読み込む。

【００４６】本実施の形態によるモータ制御装置１０は
上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０
の動作、特に、定数検出装置１５の動作について添付図
面を参照しながら説明する。図４は定数検出装置１５の
概略動作について示すフローチャートであり、図５は定
数検出装置１５の具体的な演算動作について示すフロー
チャートであり、図６はモータ１１の雰囲気温度Ｔａｔ
に応じて変化する推定巻線温度Ｔを示すグラフ図であ
り、図７は回転数Ｎの変化に伴って変化する機械損失Ｐ
ｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａを示すグラフ図である。

【００４７】先ず、図４に示すステップＳ０１において
は、検出部２６から各検出信号（計測値）を取得する。
次に、ステップＳ０２においては、後述するように、雰
囲気温度センサ４３にて検出したモータ１１の雰囲気温
度Ｔａｔに基づいて、モータ１１の固定子巻線の巻線温
度Ｔｓを推定し、この巻線温度Ｔｓに応じて変化する巻
線抵抗Ｒｏを補正することで、温度補正後の銅損失Ｐｌ
ｏｓｓ＿ｒを算出する。次に、ステップＳ０３において
は、例えば、モータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌ
と、銅損失Ｐｌｏｓｓ＿ｒと、機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍ
ｅｃｈａとに基づいて、鉄損失Ｐｌｏｓｓ＿ｉｒｏｎを
算出する。

【００４８】次に、ステップＳ０４においては、後述す
るように、実測鉄損等価抵抗ｒｉ＿ｒｅａｌを算出す
る。次に、ステップＳ０５においては、鉄損失分離後の
実効的な相電流（以下、「実相電流」という）を算出す
る。次に、ステップＳ０６においては、鉄損失分離後の
実相電流や上記計測値を用いて導出される相抵抗値や誘
起電圧や実電流位相差に基づいて、後述する所定のタイ
ミングでｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタン
スＬｑを算出する。次に、ステップＳ０７においては各
インダクタンスＬｄ，Ｌｑに基づいて、電圧ベクトル図
を描画する。

【００４９】以下に、定数検出装置１５の演算部２８に
おける具体的な演算動作について添付図面を参照しなが
ら説明する。先ず、図５に示すステップＳ１１において
は、初期設定値として、所定の常温時（例えば、温度＃
Ｔ＝２０℃）での巻線抵抗Ｒｏおよび配線抵抗ｒを、予
めメモリ２９に記憶されたデータから読み込む。次に、
ステップＳ１２において、下記数式（４）に示すよう
に、モータ１１の駆動時における、雰囲気温度センサ４
３にて検出したモータ１１の雰囲気温度Ｔａｔに基づい
て推定したモータ１１の固定子巻線の巻線温度Ｔｓと、
巻線の素材に応じて異なる所定の温度勾配係数Ｃとに基
づいて巻線抵抗Ｒｏを補正して得た値に、配線抵抗ｒを
加算して、温度補正後の相抵抗値Ｒを算出する。ここ
で、モータ１１の固定子巻線に対する推定巻線温度Ｔ
は、図６に示すように雰囲気温度センサ４３にて検出し
たモータ１１の雰囲気温度Ｔａｔの増大に伴って増加傾
向に変化しており、メモリ２９には、雰囲気温度Ｔａｔ
に応じて変化する推定巻線温度Ｔのデータマップが記憶
されており、演算部２８は、回転駆動中に検出された雰
囲気温度Ｔａｔに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、
巻線温度Ｔｓとして読み込む。

【００５０】

【数４】

【００５１】次に、ステップＳ１３においては、相電圧
検出器４６にて検出された相電圧（例えば、Ｕ相電圧Ｖ
ｕｎ）から、例えば高速フーリエ変換器ＦＦＴ（図示
略）により相電圧の一次成分を算出して、さらに、この
一次成分に対する実効値電圧、つまり相電圧一次成分実
効値電圧Ｖを算出する。次に、ステップＳ１４において
は、磁極位置演算部５５において、相電流検出器４７，
４７にて検出した各相電流（例えば、Ｕ相電流Ｉｕおよ
びＷ相電流Ｉｗ）に基づいて、誘起電圧の位相角に相当
する回転子の磁極位置θｒｅを算出する。

【００５２】次に、ステップＳ１５においては、磁極位
置演算部５５にて算出した誘起電圧の位相角に相当する
回転子の磁極位置θｒｅと、相電圧検出器４６にて検出
された相電圧（例えば、Ｕ相電圧Ｖｕｎ）から例えば高
速フーリエ変換器ＦＦＴにより得られた相電圧の一次成
分とに基づいて、誘起電圧の位相と相電圧の一次成分の
位相との位相差を表す電圧位相差γを算出する。この電
圧位相差γは、後述する界磁軸インダクタンス（ｑ軸イ
ンダクタンスＬｑ）とトルク軸インダクタンス（ｄ軸イ
ンダクタンスＬｄ）の演算に用いられる。

【００５３】次に、ステップＳ１６においては、相電流
検出器４７にて検出された相電流Ｉｍ（例えば、Ｕ相電
流Ｉｕ）から、例えば高速フーリエ変換器ＦＦＴにより
得られた相電流の一次成分の位相と、磁極位置演算部５
５にて演算した誘起電圧の位相とに基づいて、相電流の
一次成分と誘起電圧との位相差を表す電流位相差α１を
算出する。なお、この位相差α１は、まだ鉄損成分を含
んでおり、後述する界磁軸インダクタンス（ｑ軸インダ
クタンスＬｑ）とトルク軸インダクタンス（ｄ軸インダ
クタンスＬｄ）の演算に用いられる。

【００５４】次に、ステップＳ１７においては、回転セ
ンサ４１によってモータ１１の回転子（図示略）の回転
数Ｎを取得する。次に、ステップＳ１８においては、下
記数式（５）に示すように、回転センサ４１にて検出さ
れたモータ１１の回転数Ｎと、トルクセンサ４２にて検
出されたモータトルクＴｏｒとに基づいて、モータ１１
の出力電力Ｐｏｕｔを算出する。

【００５５】

【数５】

【００５６】次に、ステップＳ１９においては、下記数
式（６）に示すように、ステップＳ１２にて算出した相
抵抗値Ｒと、相電流検出器４７にて検出した相電流の全
周波数成分を含んだ実効的な電流値である相電流Ｉｍ
（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ）とに基づいて、銅損失Ｐｌｏ
ｓｓ＿ｒを算出する。

【００５７】

【数６】

【００５８】次に、ステップＳ２０においては、下記数
式（７）に示すように、ステップＳ１８にて算出したモ
ータ１１の出力電力Ｐｏｕｔを、インバータ１３からモ
ータ１１へ供給されるモータ投入電力Ｐｉｎの検出値か
ら減算することにより、モータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ
＿ａｌｌを算出する。

【００５９】

【数７】

【００６０】次に、ステップＳ２１においては、モータ
１１の回転数Ｎに応じて変化する機械損失Ｐｌｏｓｓ＿
ｍｅｃｈａを、予めメモリ２９に記憶されたデータマッ
プから検索する。ここで、機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃ
ｈａは、図７に示すように回転数Ｎの増大に伴って増加
傾向に変化する特性があり、メモリ２９には回転数Ｎ毎
の機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａの値が記憶されてお
り、演算部２８は、回転駆動中に検出された回転数Ｎに
対応する機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａの値を検索し
読み込む。次に、ステップＳ２２においては、後述する
誘起電圧検出処理において相電圧検出器４６により直接
に検出したモータ１１の誘起電圧波形から誘起電圧の実
効値Ｅを算出して、下記数式（８）に示すように、回転
数Ｎで除算することで誘起電圧定数Ｋｅを算出する。

【００６１】

【数８】

【００６２】次に、ステップＳ２３においては、相電流
検出器４７にて検出された相電流Ｉｍ（例えば、Ｕ相電
流Ｉｕ）から、例えば高速フーリエ変換器ＦＦＴにより
得られた相電流の一次成分の実効値電流、つまり相電流
一次成分実効値電流Ｉｅを算出する。次に、ステップＳ
２４においては、下記数式（９）に示すように、ステッ
プＳ２０にて算出したモータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ＿
ａｌｌからステップＳ１９にて算出した銅損失Ｐｌｏｓ
ｓ＿ｒと、ステップＳ２１にて検索した機械損失Ｐｌｏ
ｓｓ＿ｍｅｃｈａとを減算して、鉄損失Ｐｌｏｓｓ＿ｉ
ｒｏｎを算出する。

【００６３】

【数９】

【００６４】次に、ステップＳ２５においては、下記数
式（１０）に示すように、相電圧検出器４６にて検出さ
れた相電圧（例えば、Ｕ相電圧Ｖｕｎ）から、例えば高
速フーリエ変換器ＦＦＴにより得られた相電圧の全周波
数成分を含む実効値Ｖａｌｌと、ステップＳ２４にて算
出した鉄損失Ｐｌｏｓｓ＿ｉｒｏｎとに基づいて、実測
鉄損等価抵抗ｒｉ＿ｒｅａｌを算出する。なお、下記数
式（１０）を導出する際には、例えば、後述する図１０
に示すように、並列回路パラメータによる鉄損電流の分
離方法を三相巻線に適用しており、鉄損等価抵抗ｒｉの
３倍の値を算出する。

【００６５】

【数１０】

【００６６】次に、ステップＳ２６においては、下記数
式（１１）に示すように、ステップＳ２３にて算出した
相電流一次成分実効値電流Ｉｅと、ステップＳ１６にて
算出した相電流の一次成分と磁極位置演算部５５にて演
算した誘起電圧の位相との電流位相差α１と、ステップ
Ｓ１３にて算出した相電圧一次成分実効値電圧Ｖと、ス
テップＳ１５にて算出した相電圧の一次成分と誘起電圧
との電圧位相差γと、ステップＳ２５にて算出した実測
鉄損等価抵抗ｒｉ＿ｒｅａｌとに基づいて鉄損失分離後
の界磁軸電流値Ｉｑとトルク軸電流値Ｉｄとを算出し、
算出した各電流値Ｉｄ，Ｉｑから鉄損失分離後の実電流
位相差αを算出し、さらに、算出された実電流位相差α
に基づいて鉄損失分離後の相電流一次成分Ｉを算出す
る。

【００６７】

【数１１】

【００６８】次に、ステップＳ２７においては、下記数
式（１２）に示すように、モータ１１の極対数Ｐと、角
速度ωと、電圧位相差γと、ステップＳ２６にて算出し
た鉄損失分離後の実電流位相差α及び鉄損失分離後の相
電流一次成分Ｉと、ステップＳ１２にて算出した相抵抗
値Ｒと、ステップＳ２６にて後述する誘起電圧検出処理
により算出した誘起電圧の実効値Ｅと、ステップＳ１３
にて算出した相電圧一次成分実効値電圧Ｖとに基づい
て、後述する所定のタイミングで、ｄ軸（トルク軸）イ
ンダクタンスＬｄと、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬ
ｑとを算出して、一連の処理を終了する。

【００６９】

【数１２】

【００７０】以下に、上述したステップＳ２２におけ
る、誘起電圧定数演算部５３での具体的な誘起電圧検出
処理について、図８および図９を参照しながら説明す
る。図８は誘起電圧定数演算部５３における具体的な誘
起電圧検出処理について示すフローチャートであり、図
９はインバータ１３のスイッチング動作のＯＮ／ＯＦＦ
を指示するＯＮ／ＯＦＦフラグの回転数Ｎに応じた変化
を示すグラフ図である。先ず、図８に示すステップＳ３
１においては、トルク指令値＊Ｔがゼロか否かを判定す
る。この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ
３２に進む。一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合に
は、一連の処理を終了する。ステップＳ３２において
は、インバータ１３のスイッチング動作を制御するため
の通電ゲート信号がＯＮであるか否かを判定する。この
判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３３に進
む。一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述す
るステップＳ３７に進む。

【００７１】ステップＳ３３においては、モータ１１の
回転数Ｎが、所定の第１回転数Ｎ１よりも小さいか否か
を判定する。この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ス
テップＳ３４に進む。一方、この判定結果が「ＮＯ」の
場合には、後述するステップＳ３８に進む。ステップＳ
３４においては、ゲートＯＦＦ処理として、インバータ
１３のスイッチング動作を制御するための通電ゲート信
号の出力を停止して、スイッチング動作を停止する。

【００７２】ステップＳ３５においては、相電圧検出器
４６により直接にモータ１１の誘起電圧波形を検出す
る。そして、ステップＳ３６においては、検出した誘起
電圧波形から、誘起電圧の実効値Ｅを算出する。そし
て、上記数式（８）に示すように、誘起電圧の実効値Ｅ
を回転数Ｎで除算することで誘起電圧定数Ｋｅを算出し
て、一連の処理を終了する。

【００７３】一方、ステップＳ３７においては、モータ
１１の回転数Ｎが、第１回転数Ｎ１よりも大きな所定の
第２回転数Ｎ２よりも小さいか否かを判定する。この判
定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３５に進
む。一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステッ
プＳ３８に進む。ステップＳ３８においては、ゲートＯ
Ｎ処理として、インバータ１３のスイッチング動作を制
御するための通電ゲート信号をＯＮとして、スイッチン
グ動作を開始し、一連の処理を終了する。

【００７４】ここで、図９に示すように、第１および第
２回転数Ｎ１，Ｎ２は、例えばモータ１１の温度とは無
関係に、モータ１１の誘起電圧がインバータ１３により
単相に整流されてなる整流電圧値が、電源１４の電源電
圧Ｖｄｃを超えない状態となるための閾回転数であっ
て、この閾回転数に対して設定されたヒステリシスに応
じて、第１回転数Ｎ１は通電ゲート信号をＯＦＦとする
ゲートオフ開始回転数とされ、第２回転数Ｎ２は通電ゲ
ート信号をＯＦＦからＯＮへと切り替えるゲートオフ終
了回転数とされている。そして、第１および第２回転数
Ｎ１，Ｎ２は、インバータ１３の一次側電源電圧つまり
電源１４の電源電圧Ｖｄｃに応じて可変となるように設
定されており、例えば、メモリ２９には、インバータ１
３の一次側電源電圧に応じた第１回転数Ｎ１の値を示す
マップデータと、インバータ１３の一次側電源電圧に応
じた第２回転数Ｎ２の値を示すマップデータとが記憶さ
れており、誘起電圧定数演算部５３は、これらのマップ
データからインバータ１３の一次側電源電圧に対応する
第１および第２回転数Ｎ１，Ｎ２を検索し、読み込む。

【００７５】すなわち、例えばトルク指令値＊Ｔがゼロ
に設定された状態であっても、モータ１１の誘起電圧の
インバータ１３での整流電圧値が電源電圧Ｖｄｃを超え
ないときにのみ、相電圧検出器４６により直接にモータ
１１の誘起電圧波形を検出する。これにより、モータ１
１の誘起電圧のインバータ１３での整流電圧値が電源電
圧Ｖｄｃを超えるような状態であって、例えば回転数Ｎ
に比例して増大するモータ１１の逆起電圧に応じてｑ軸
（界磁軸）目標電流＊Ｉｑを増大させて等価的に界磁の
磁束を弱める、いわゆる弱め界磁制御時等には、インバ
ータ１３のスイッチング動作を停止して誘起電圧波形を
検出することを禁止する。

【００７６】以下に、上述したステップＳ２５における
実測鉄損等価抵抗ｒｉ＿ｒｅａｌの算出方法について図
１０を参照しながら説明する。図１０は並列回路パラメ
ータによる鉄損電流の分離方法のモデルを示す図であ
る。図１０及び下記数式（１３）に示すように、鉄損を
含んだ相電流Ｉｅのｄ軸相電流Ｉｅｄ及びｑ軸相電流Ｉ
ｅｑは、鉄損を含まない相電流Ｉのｄ軸相電流Ｉｄ及び
ｑ軸相電流Ｉｑと、鉄損電流Ｉ’のｄ軸相電流Ｉｄ’及
びｑ軸相電流Ｉｑ’との和として表される。

【００７７】

【数１３】

【００７８】ここで、下記数式（１４）に示すように、
鉄損失Ｐｉｒｏｎ＿ｌｏｓｓは、鉄損等価抵抗ｒｉと、
鉄損等価抵抗ｒｉの両端における電圧Ｖｏｖｅｒａｌｌ
とにより表される。

【００７９】

【数１４】

【００８０】下記数式（１５）に示すように、鉄損相電
流を含まないｄ軸相電流Ｉｄ及びｑ軸相電流Ｉｑは、上
記数式（１３）及び数式（１４）と、ｄ軸相電圧Ｖｄ及
びｑ軸相電圧Ｖｑとにより表され、上記数式（１１）の
ｄ軸相電流Ｉｄとｑ軸相電流Ｉｑは、下記数式（１５）
に基づく鉄損分離の計算方法により算出される。

【００８１】

【数１５】

【００８２】図１１は、図１０の並列回路パラメータに
よる電圧ベクトル図を示している。ベクトル図の描画に
あたっては、上述した算出方法により導き出された鉄損
成分を除去した各相電流Ｉｄ（Ｉ・ｃｏｓα），Ｉｑ
（Ｉ・ｓｉｎα）により、ｄｑ座標上におけるＦ点（Ｉ
・ｃｏｓα，Ｉ・ｓｉｎα）を求める。次に、誘起電圧
定数演算部５３にて算出した誘起電圧の実効値Ｅ、つま
り誘起電圧定数Ｋｅと回転数Ｎとの積を示すｄ軸上のＡ
点（Ｋｅ・Ｎ，０）を求める。次に、銅損失の変動を考
慮した相抵抗値Ｒを用いて、相抵抗値Ｒによるｄ軸成分
の電圧降下をＡ点からＢ点の大きさで示されるｄ軸上の
Ｂ点（Ｋｅ・Ｎ＋Ｉ・ｃｏｓα・Ｒ，０）を求める。

【００８３】次に、相電圧一次成分実効値電圧Ｖと実電
流位相差αと電圧位相差γからＥ点（Ｖ・ｃｏｓ（α＋
β），Ｖ・ｓｉｎ（α＋β））を求める。次に、Ｂ点か
らの界磁軸（ｑ軸）の電圧降下を示すＤ点（Ｋｅ・Ｎ＋
Ｉ・ｃｏｓα・Ｒ，Ｖ・ｓｉｎ（α＋β））を求める。
ただし、β＝γ−αである。次に、Ｂ点からの界磁軸
（ｑ軸）インダクタンスＬｑの電圧降下を示すＣ点（Ｋ
ｅ・Ｎ＋Ｉ・ｃｏｓα・Ｒ，Ｖ・ｓｉｎ（α＋β）−Ｉ
・ｓｉｎα・Ｒ）を求める。

【００８４】以上のように、Ｆ点、Ａ点、Ｂ点、Ｅ点、
Ｄ点、Ｃ点の順にベクトル座標を求めることにより電圧
ベクトル図を描画できる。なお、鉄損成分を含んだ相電
流を用いた場合にはＦ’点 （Ｉｅ・ｃｏｓ１α，Ｉｅ
・ｓｉｎ１α）のように、誤差を含んだ相電流のずれが
生じるため、正確な電圧ベクトル図を描画することは困
難である。

【００８５】この実施の形態では、銅損失の変動を考慮
した相抵抗値Ｒ、相電圧検出器４６にて直接に検出した
誘起電圧波形から算出した誘起電圧定数Ｋｅ、相電圧検
出器４６にて直接に検出した誘起電圧波形に基づいて算
出した電流位相差α１、鉄損成分である実測鉄損等価抵
抗ｒｉ＿ｒｅａｌを用いて、上記数式（１１）に示すよ
うに、銅損失の変動を考慮すると共に鉄損成分を除去し
た精度の高い相電流Ｉｄ，Ｉｑを求めることが可能であ
る。また、上記数式（１１）に示すように精度の高い相
電流Ｉｄ，Ｉｑから鉄損成分を除去した実電流位相差α
を算出することができ、上記数式（１２）に示すように
ｄ軸（トルク軸）インダクタンスＬｄとｑ軸（界磁軸）
インダクタンスＬｑも精度良く算出することができるの
で、電圧ベクトル図を精度良く容易に描画することがで
きる。

【００８６】従って、定数検出装置１５に備えた表示部
３０に鉄損成分を除去した電圧ベクトル図を表示するこ
とが可能である。表示部３０には、鉄損を含んだ電流位
相差α１、電圧位相差γ、鉄損相電流を含まないｄ軸相
電流（トルク軸電流値）Ｉｄ、鉄損相電流を含まないｑ
軸相電流（界磁軸電流値）Ｉｑ、ｄ軸相電圧Ｖｄ、ｑ軸
相電圧Ｖｑ等の定数算出に使用された検出値および算出
値を表示させるようにしても良い。

【００８７】以下に、上述したステップＳ２７におけ
る、ｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑの算出処
理、特に、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑを算出す
るタイミングについて図１２および図１３を参照しなが
ら説明する。図１２はｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演
算部５４におけるｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，
Ｌｑの算出処理、特に、ｑ軸（界磁軸）インダクタンス
Ｌｑを算出する処理について示すフローチャートであ
り、図１３は、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑの算
出を指示するＬｑ計算許可フラグのフラグ値の変化をｑ
軸（界磁軸）目標電流＊Ｉｑの値に応じて示すグラフ図
である。

【００８８】先ず、図１２に示すステップＳ４１におい
ては、ｑ軸目標電流＊Ｉｑが、所定のｑ軸目標電流定数
＊Ｉｑ１よりも大きいか否かを判定する。この判定結果
が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。一方、
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ４２
に進む。ステップＳ４２においては、上記数式（１２）
により、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑを算出し
て、一連の処理を終了する。

【００８９】ここで、所定のｑ軸目標電流定数＊Ｉｑ１
は、このｑ軸目標電流定数＊Ｉｑ１に応じて、フィード
バック制御により算出されるｑ軸相電流Ｉｑ（Ｉｑ＝Ｉ
・ｓｉｎα）の除算によって算出されるｑ軸インダクタ
ンスＬｑが、所望の計算精度を有するような値に設定さ
れる。例えば回転数Ｎに比例して増大するモータ１１の
逆起電圧に応じてｑ軸目標電流＊Ｉｑを増大させて等価
的に界磁の磁束を弱める、いわゆる弱め界磁制御時等に
ｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。

【００９０】以下に、検出部２６における検出動作の実
行タイミング、および、検出部２６にて得られる各検出
値に基づく演算処理の実行タイミングについて図１４を
参照しながら説明する。図１４は、検出部２６における
各検出動作の実行タイミング、および、検出部２６にて
得られる各検出値に基づく演算処理の実行タイミングを
示すグラフ図である。

【００９１】このモータ１１のフィードバック制御にお
いて、例えば相対的に緩慢な変動や小さな変動を行う制
御パラメータや、演算処理に積分処理が含まれる制御パ
ラメータ等に対しては、検出および演算の周期を長く設
定する。例えば、相電圧検出器４６と、相電流検出器４
７とに対しては、相対的に短い周期とされる第１サンプ
リング周期Ｔ１（例えば、５０〜１００μｓ）によって
検出を行う。これに伴い、上述したステップＳ１５，ス
テップＳ１６，ステップＳ２３のように、例えば高速フ
ーリエ変換器ＦＦＴにより相電圧や相電流の一次成分を
抽出して、これらの実効値を算出するＦＦＴ演算等も第
１サンプリング周期Ｔ１にて実行する。すなわち、第１
サンプリング周期Ｔ１は、相電圧や相電流の位相角に要
求される所定の分解能以上の検出分解能を得ることがで
きる周期に設定されている。

【００９２】さらに、例えばトルクセンサ４２と、電源
電圧Ｖｄｃの検出とに対しては、第１サンプリング周期
Ｔ１以上の周期とされる第２サンプリング周期Ｔ２（例
えば、１０ｍｓ）によって検出を行う。これに伴い、上
述したステップＳ２６のように、例えば界磁軸電流値Ｉ
ｑとトルク軸電流値Ｉｄとを算出する２軸電流サーボ算
等も第２サンプリング周期Ｔ２にて実行する。この場
合、モータ１１のモータトルクＴｏｒの変動は、例えば
パルス幅変調によるＰＷＭインバータにおける搬送波の
周期以上となることはないので、この搬送波の周波数で
モータトルクＴｏｒを検出する。

【００９３】さらに、例えば雰囲気温度センサ４３と、
回転子温度センサ４４とに対しては、第２サンプリング
周期Ｔ２以上の周期とされる第３サンプリング周期Ｔ３
（例えば、１００ｍｓ）によって検出を行う。これに伴
い、上述したステップＳ１９，ステップＳ２０，ステッ
プＳ２１，ステップＳ２４のように、銅損失Ｐｌｏｓｓ
＿ｒや全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌや機械損失Ｐｌｏｓｓ
＿ｍｅｃｈａや鉄損失Ｐｌｏｓｓ＿ｉｒｏｎを演算する
処理や、上述したステップＳ２７のようにｄ軸およびｑ
軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを演算する処理も第３サン
プリング周期Ｔ３にて実行する。すなわち、温度変化に
は急激な変化は少ないので、相対的に長い周期にて検出
および演算処理を行う。

【００９４】上述したように、本実施の形態によるブラ
シレスＤＣモータの制御装置１０によれば、ブラシレス
ＤＣモータの回転駆動中の温度変化に伴って変動する巻
線抵抗値を算出する際に、予めメモリ２９に記憶した雰
囲気温度Ｔａｔに応じて変化する推定巻線温度Ｔのデー
タマップを利用して巻線温度Ｔｓを取得することから、
例えば固定子巻線の巻線温度を検出するための巻線温度
検出器等を省略することができる。これによりモータ制
御装置１０の構成を単純化することで、モータ制御装置
１０を構成する際に要する費用を削減することができ
る。さらに、誘起電圧の位相角に相当する回転子の磁極
位置θｒｅを検出する際には、モータ１１の駆動用の電
圧に重畳した高周波電圧Ｖｈに応じて検出される各相電
流の変化に基づいて固定子巻線のインダクタンスを算出
し、予めメモリ２９に記憶した固定子巻線のインダクタ
ンスと、回転子の磁極位置θｒｅとの関係を示すデータ
を検索して、算出したインダクタンスに応じた磁極位置
θｒｅの値を取得することから、回転子の磁極位置θｒ
ｅを検出するための位置センサを省略することができ
る。これに伴い、位置センサの位相遅れ特性を補正する
ための補正処理を省略することができ、モータ制御装置
１０の演算負荷を低減することができる。

【００９５】さらに、相電圧検出手段により誘起電圧の
電圧波形を直接に検出する場合には、ブラシレスＤＣモ
ータへの通電を停止しても良い場合として、トルク指令
値＊Ｔがゼロのときに、インバータ１３のスイッチング
動作を停止して、相電圧検出器４６により直接にモータ
１１の誘起電圧波形を検出することから、例えばモータ
１１への給電ラインを遮断する遮断回路等を設ける必要
なしに、誘起電圧の検出を行うことができ、モータ制御
装置１０を構成する際に要する費用を削減することがで
きる。

【００９６】さらに、ｑ軸相電流Ｉｑ（Ｉｑ＝Ｉ・ｓｉ
ｎα）の除算によって算出されるｑ軸インダクタンスＬ
ｑを、ｑ軸目標電流＊Ｉｑが所定のｑ軸目標電流定数＊
Ｉｑ１よりも大きいときにのみ演算するようにしたこと
で、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値に基づいて算出
されるｑ軸相電流Ｉｑに適宜の検出誤差が含まれる場合
であっても、ｑ軸インダクタンスＬｑの算出結果に対す
る誤差が増大することを抑制することができる。このた
め、相電流検出器４７の検出精度を過剰に増大させるこ
と無しに、ｑ軸インダクタンスＬｑを精度良く算出する
ことができ、モータ制御装置１０を構築する際に要する
費用を削減することができる。しかも、ｑ軸インダクタ
ンスＬｑの算出結果に所望の計算精度が期待できない場
合には演算処理を実行しないことから、制御装置の演算
負荷を低減することができる。さらに、例えば温度に関
するデータのように、相対的に緩慢な変動や小さな変動
を行う制御パラメータや、必要とされる演算処理に積分
処理が含まれる制御パラメータ等に対しては、検出の周
期を相対的に長く設定することで、より一層、制御装置
の演算負荷を低減することができる。

【００９７】なお、上述した本実施形態においては、ス
テップＳ１２において、メモリ２９から、回転駆動中に
検出された雰囲気温度Ｔａｔに対応する推定巻線温度Ｔ
を検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込むとしたが、例
えば水冷モータ等においては、回転駆動中に検出された
冷却水温度Ｔｃに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、
巻線温度Ｔｓとして読み込んでも良い。この場合には、
雰囲気温度センサ４３は必要とされず、この代わりに、
例えばモータ１１の冷却系（図示略）に冷却水温度セン
サ（図示略）を備える。ここで、モータ１１の固定子巻
線に対する推定巻線温度Ｔは、図１５に示すように冷却
水温度センサにて検出したモータ１１の冷却水温度Ｔｃ
の増大に伴って増大傾向に変化しており、メモリ２９に
は、冷却水温度Ｔｃに応じて変化する推定巻線温度Ｔの
データが記憶されており、演算部２８は、回転駆動中に
検出された冷却水温度Ｔｃに対応する推定巻線温度Ｔを
検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込む。

【００９８】また、例えばモータ１１の全損失Ｐｌｏｓ
ｓ＿ａｌｌに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻線
温度Ｔｓとして読み込んでも良い。この場合には、上述
した雰囲気温度センサ４３や冷却水温度センサは必要と
されず、上記数式（５）に示すように、回転センサ４１
にて検出されたモータ１１の回転数Ｎと、トルクセンサ
４２にて検出されたモータトルクＴｏｒとに基づいて、
モータ１１の出力電力Ｐｏｕｔを算出して、このモータ
１１の出力電力Ｐｏｕｔを、インバータ１３からモータ
１１へ供給されるモータ投入電力Ｐｉｎの検出値から減
算することにより、モータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａ
ｌｌを算出する。ここで、モータ１１の固定子巻線に対
する推定巻線温度Ｔは、図１６に示すようにモータ１１
の全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌの増大に伴って増大傾向に
変化しており、メモリ２９には、全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａ
ｌｌに応じて変化する推定巻線温度Ｔのデータが記憶さ
れており、演算部２８は、回転駆動中に検出された全損
失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌに対応する推定巻線温度Ｔを検索
して、巻線温度Ｔｓとして読み込む。この場合には、雰
囲気温度センサ４３や冷却水温度センサを省略すること
ができ、モータ制御装置１０の構成を単純化すること
で、モータ制御装置１０を構成する際に要する費用を削
減することができる。

【００９９】また、例えば回転センサ４１にて検出され
たモータ１１の回転数Ｎに対応する推定巻線温度Ｔを検
索して、巻線温度Ｔｓとして読み込んでも良い。この場
合、例えば図１７に示すように、回転数Ｎに比例して増
大するモータ１１の逆起電圧に応じてｑ軸目標電流＊Ｉ
ｑを増大させて等価的に界磁の磁束を弱める、いわゆる
弱め界磁制御時には、鉄損失が増大傾向に変化すると共
に、界磁弱め電流による銅損失が増大傾向に変化する。
これにより、モータ１１の固定子巻線に対する推定巻線
温度Ｔは、図１８に示すようにモータ１１の回転数Ｎの
増大に伴って増大傾向に変化しており、メモリ２９に
は、回転数Ｎに応じて変化する推定巻線温度Ｔのデータ
が記憶されており、演算部２８は、回転駆動中に検出さ
れた回転数Ｎに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻
線温度Ｔｓとして読み込む。

【０１００】なお、上述した本実施形態においては、誘
起電圧定数演算部５３は誘起電圧検出処理のステップＳ
３１において、トルク指令値＊Ｔがゼロか否かを判定し
たが、これに限定されず、例えばｄ軸目標電流＊Ｉｄお
よびｑ軸目標電流＊Ｉｑが共にゼロであるか否かを判定
しても良いし、あるいは、Ｕ相交流電圧指令値＊Ｖｕお
よびＶ相交流電圧指令値＊ＶｖおよびＷ相交流電圧指令
値＊Ｖｗの何れもがゼロであるか否かを判定しても良い
し、あるいは、ｄ軸電圧指令値＊Ｖｄおよびｑ軸電圧指
令値＊Ｖｑが共にゼロであるか否かを判定しても良い。

【０１０１】さらに、上述した本実施形態において、誘
起電圧定数演算部５３は誘起電圧検出処理において、イ
ンバータ１３の一次側電源電圧に対応する第１および第
２回転数Ｎ１，Ｎ２を、予めメモリ２９に記憶した所定
の各マップデータから検索するとしたが、例えば下記数
式（１６）に示すように、所定の定数Ａ，Ｂ（Ａ＞Ｂ）
と、インバータ１３の一次側電源電圧つまり電源１４の
電源電圧Ｖｄｃとに基づいて、第１および第２回転数Ｎ
１，Ｎ２を算出しても良いし、あるいは、例えば下記数
式（１７）に示すように、所定の定数Ａ，Ｃと、インバ
ータ１３の一次側電源電圧つまり電源１４の電源電圧Ｖ
ｄｃとに基づいて、定数Ｃをヒステリシスの幅とする第
１および第２回転数Ｎ１，Ｎ２を算出しても良い。

【０１０２】

【数１６】

【０１０３】

【数１７】

【０１０４】さらに、上述した本実施形態において、イ
ンバータ１３のスイッチング動作の停止時に相電圧検出
器４６で検出される誘起電圧のゼロクロス点の時間間隔
からモータ１１の回転数Ｎを算出するようにして、回転
センサ４１を省略しても良い。また、相電圧検出器４６
は、モータ１１から中性点の接続線が無い場合には、Ｕ
−Ｖ相間やＶ−Ｗ相間やＷ−Ｕ相間の線間電圧を検出す
れば良く、これらの線間電圧を用いても同様の作用効果
が得られる。

【０１０５】さらに、上述した本実施形態において、誘
起電圧定数演算部５３は誘起電圧検出処理のステップＳ
３５において、インバータ１３のスイッチング動作の停
止時にモータ１１の誘起電圧波形を相電圧検出器４６に
より直接に測定するとしたが、図１９に示す本実施形態
の変形例に係る定数検出装置５５のように、インバータ
１３とモータ１１との間にモータ１１へ供給される各相
電圧を平滑化する３相整流センサ５６を設けて、インバ
ータ１３のスイッチング動作の停止時に、３相整流セン
サ５６にて検出される平均電圧Ｖａにより各インダクタ
ンスＬｄ，Ｌｑの算出を行っても良い。

【０１０６】すなわち、３相整流センサ５６は、例え
ば、６個のダイオードをブリッジ接続してなる３相ブリ
ッジ整流回路５６ａと、この３相ブリッジ整流回路５６
ａにて得られる全波整流電圧を平滑化して検出する整流
電圧検出部５６ｂとを備えて構成されている。３相ブリ
ッジ整流回路５６ａは、モータ１１の固定子巻線に入力
される各相電流を全波整流する。これにより、例えば図
２０に示すように、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは３相ブ
リッジ整流回路５６ａにおいて全波整流電圧Ｖｒに変換
される。さらに、この全波整流電圧Ｖｒは整流電圧検出
部５６ｂにおいて抵抗とコンデンサを接続したＣＲフィ
ルタにより平滑化されて、平均電圧Ｖａとして検出され
る。

【０１０７】この場合は、例えば各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗに対する一回のサンプリングであっても平均電圧Ｖ
ａを算出することができるため、平均電圧Ｖａの読み取
りを行うサンプリング周期を相対的に長く設定すること
ができる。これにより、モータ１１の誘起電圧波形を相
電圧検出器４６により直接に測定する場合のように、例
えば相対的に高速なサンプリングで検出した誘起電圧の
瞬時読込値から一次成分を抽出して実効値に変換した
り、平均値に変換するという煩雑な処理を省略すること
ができ、モータ制御装置１０の演算負荷を低減すること
ができる。

【０１０８】なお、上述した本実施形態においては、ｄ
軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部５４にてｑ軸（界磁
軸）インダクタンスＬｑを算出するタイミングを、ｑ軸
目標電流＊Ｉｑに基づいて判定したが、例えば図２１に
示すように、ｑ軸相電流Ｉｑ（＝Ｉ・ｓｉｎα）に基づ
いて判定しても良い。ここで、図２１はｄ軸・ｑ軸イン
ダクタンス推定演算部５４におけるｑ軸インダクタンス
Ｌｑを算出する処理について示すフローチャートであ
り、図２２は、ｑ軸インダクタンスＬｑの算出を指示す
るＬｑ計算許可フラグのフラグ値の変化をｑ軸相電流Ｉ
ｑ（＝Ｉ・ｓｉｎα）の値に応じて示すグラフ図であ
る。

【０１０９】この場合には、先ず、図２１に示すステッ
プＳ５１において、ｑ軸相電流Ｉｑが、所定のｑ軸相電
流定数Ｉｑ１よりも大きいか否かを判定する。この判定
結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。一
方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ
５２に進む。ステップＳ５２においては、上記数式（１
２）により、ｑ軸インダクタンスＬｑを算出して、一連
の処理を終了する。

【０１１０】なお、上述した本実施形態においては、ス
テップＳ２７にてｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，
Ｌｑを演算する処理を第３サンプリング周期Ｔ３にて実
行するとしたが、例えば図２３に示す検出部２６におけ
る各種の検出信号（各センサ値）の検出タイミングと、
各インダクタンスＬｄ，Ｌｑの演算タイミングとを示す
グラフ図のように、各インダクタンスＬｄ，Ｌｑの演算
に必要とされる各種のデータはモータ１１の駆動時に検
出してリアルタイムに更新し、これらのデータに基づく
各インダクタンスＬｄ，Ｌｑの演算は、モータ１１の運
転停止時に実行しても良い。この場合は、モータ１１の
フィードバック制御に要する処理負荷が無い運転停止時
にのみ各インダクタンスＬｄ，Ｌｑを演算して、次回の
運転停止時まで制御パラメータとして利用する。そし
て、再び、モータ１１の運転停止時に各インダクタンス
Ｌｄ，Ｌｑを演算して更新する。これにより、モータ制
御装置１０の演算負荷を低減することができる。

【０１１１】なお、上述した本実施形態においては、ス
テップＳ２２にて、インバータ１３のスイッチング動作
の停止時に相電圧検出器４６により直接に検出したモー
タ１１の誘起電圧波形から誘起電圧の実効値Ｅを算出し
て、上記数式（８）に示すように、回転数Ｎで除算する
ことで誘起電圧定数Ｋｅを算出するとしたが、例えば、
メモリ２９からマップ検索により得た温度補正後の誘起
電圧定数Ｋｅに基づいて誘起電圧の実効値Ｅを算出して
も良い。すなわち、誘起電圧定数Ｋｅは、図２４に示す
ように回転子温度センサ４４にて検出したモータ駆動時
における回転子温度Ｔｍａｇの増大に伴って減少傾向に
変化しており、メモリ２９には、回転子温度Ｔｍａｇに
応じて変化する誘起電圧定数Ｋｅのデータマップが記憶
されており、ステップＳ２２において演算部２８は、回
転駆動中に検出された回転子温度Ｔｍａｇに対応する誘
起電圧定数Ｋｅを検索して読み込み、回転数Ｎを乗算す
ることで温度補正後の誘起電圧の実効値Ｅを算出する。

【０１１２】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１に記載の
本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、各
相電流を検出する相電流検出手段の検出精度を過剰に増
大させること無しに、トルク軸インダクタンスおよび界
磁軸インダクタンスを精度良く算出することができ、ブ
ラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費
用を削減することができる。しかも、トルク軸インダク
タンスおよび界磁軸インダクタンスの算出結果に所望の
計算精度が期待できない場合には演算処理を実行しない
ことから、制御装置の演算負荷を低減することができ
る。

【０１１３】また、請求項２に記載の本発明のブラシレ
スＤＣモータの制御装置によれば、相電圧検出手段によ
り誘起電圧の電圧波形を直接に検出する場合には、例え
ばブラシレスＤＣモータへの給電ラインを遮断する遮断
回路等を設ける必要なしに、ブラシレスＤＣモータに対
する通電の停止が可能な適宜のタイミングのみで誘起電
圧の検出を行うことができ、ブラシレスＤＣモータの制
御装置を構築する際に要する費用を削減することができ
る。また、請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモ
ータの制御装置によれば、整流手段および整流電圧検出
手段において、ブラシレスＤＣモータの相電圧を全波整
流電圧に変換し、平滑化した後に誘起電圧の電圧値とし
て検出するため、例えば相電圧検出手段によって誘起電
圧の電圧波形を検出し、この電圧波形から一次成分を抽
出して実効値を演算するという煩雑な演算処理を省略す
ることができ、制御装置の演算負荷を低減することがで
きる。

【０１１４】さらに、請求項４に記載の本発明のブラシ
レスＤＣモータの制御装置によれば、例えば相対的に緩
慢な変動や小さな変動を行う制御パラメータや、必要と
される演算処理に積分処理が含まれる制御パラメータ等
に対しては、検出の周期を長く設定することで、制御装
置の演算負荷を低減することができる。さらに、請求項
５に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置に
よれば、相対的に演算負荷が大きな界磁軸インダクタン
スおよびトルク軸インダクタンスの算出処理を、ブラシ
レスＤＣモータの停止時、つまりブラシレスＤＣモータ
に対するフィードバック制御の演算処理が不必要となる
演算負荷の軽いときに実行することで、制御装置の演算
負荷が増大することを抑制することができる。

【０１１５】また、請求項６に記載の本発明のブラシレ
スＤＣモータの制御装置によれば、例えば回転駆動中の
ブラシレスＤＣモータにおいて、固定子巻線の巻線温度
の上昇に伴って増大する相抵抗値を適切に算出する際
に、固定子巻線の巻線温度を検出する巻線温度検出器等
を省略することができ、ブラシレスＤＣモータの制御装
置を構築する際に要する費用を削減することができる。

【０１１６】また、請求項７に記載の本発明のブラシレ
スＤＣモータの制御装置によれば、例えば回転駆動中の
ブラシレスＤＣモータにおいて、固定子巻線の巻線温度
の上昇に伴って増大する相抵抗値を適切に算出する際
に、固定子巻線の巻線温度を検出する巻線温度検出器等
を省略することができ、ブラシレスＤＣモータの制御装
置を構築する際に要する費用を削減することができる。
さらに、請求項８に記載の本発明のブラシレスＤＣモー
タの制御装置によれば、例えば回転子の磁極位置を検出
する位置センサ、および、位置センサの位相遅れ特性を
補正するための補正処理を省略することができ、ブラシ
レスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を
削減することができると共に、制御装置の演算負荷を低
減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態に係るブラシレスＤＣモ
ータの制御装置の構成図である。

【図２】 図１に示すフィードバック制御部と演算部の
具体的構成を示す構成図である。

【図３】 図１に示す定数検出装置の具体的構成を示す
構成図である。

【図４】 図１に示すブラシレスＤＣモータの制御装置
の動作、特に、定数検出装置の概略動作について示すフ
ローチャートである。

【図５】 図１に示す定数検出装置の具体的な演算動作
について示すフローチャートである。

【図６】 モータの雰囲気温度Ｔａｔに応じて変化する
推定巻線温度Ｔを示すグラフ図である。

【図７】 回転数Ｎの変化に伴って変化する機械損失Ｐ
ｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａを示すグラフ図である。

【図８】 誘起電圧定数演算部における具体的な誘起電
圧検出処理について示すフローチャートである。

【図９】 インバータのスイッチング動作のＯＮ／ＯＦ
Ｆを指示するＯＮ／ＯＦＦフラグの回転数Ｎに応じた変
化を示すグラフ図である。

【図１０】 並列回路パラメータによる鉄損電流の分離
方法のモデルを示す図である。

【図１１】 図１０の並列回路パラメータによる電圧ベ
クトル図を示す図である。

【図１２】 ｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部にお
けるｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑの算出処
理、特に、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑを算出す
る処理について示すフローチャートである。

【図１３】 ｑ軸インダクタンスＬｑの算出を指示する
Ｌｑ計算許可フラグのフラグ値の変化をｑ軸目標電流＊
Ｉｑの値に応じて示すグラフ図である。

【図１４】 検出部における各検出動作の実行タイミン
グおよび検出部にて得られる各検出値に基づく演算処理
の実行タイミングを示すグラフ図である。

【図１５】 冷却水温度Ｔｃに応じて変化する推定巻線
温度Ｔを示すグラフ図である。

【図１６】 モータの全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌに応じ
て変化する推定巻線温度Ｔを示すグラフ図である。

【図１７】 回転数Ｎに応じて変化する鉄損失および界
磁弱め電流による銅損失を示すグラフ図である。

【図１８】 回転数Ｎに応じて変化する推定巻線温度Ｔ
を示すグラフ図である。

【図１９】 本実施形態の変形例に係るブラシレスＤＣ
モータの制御装置の定数検出装置の構成図である。

【図２０】 図１９に示す３相整流センサに入力される
各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、全波整流電圧Ｖｒと、検
出される平均電圧Ｖａとを示すグラフ図である。

【図２１】 ｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部にお
けるｑ軸インダクタンスＬｑを算出する処理について示
すフローチャートである。

【図２２】 ｑ軸インダクタンスＬｑの算出を指示する
Ｌｑ計算許可フラグのフラグ値の変化をｑ軸相電流Ｉｑ
（＝Ｉ・ｓｉｎα）の値に応じて示すグラフ図である。

【図２３】 検出部における各種の検出信号（各センサ
値）の検出タイミングと、各インダクタンスＬｄ，Ｌｑ
の演算タイミングとを示すグラフ図である。

【図２４】 回転子温度Ｔｍａｇの変化に伴って変化す
る誘起電圧定数Ｋｅを示すグラフ図である。

【符号の説明】

１０ ブラシレスＤＣモータの制御装置 １３ インバータ １５，５５ 定数検出装置 ２１ トルク指令演算部 ２２ 目標電流演算部 ２３ フィードバック制御部 ２８ 演算部 ２９ メモリ ３０ 表示部 ４１ 回転センサ ４２ トルクセンサ ４３ 雰囲気温度センサ ４４ 回転子温度センサ ４５ 巻線温度センサ ４６ 相電圧検出器 ４７ 相電流検出器 ５３ 誘起電圧定数演算部 ５５ 磁極位置演算部 ５６ａ ３相ブリッジ整流回路 ５６ｂ 整流電圧検出部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H560 AA08 BB04 BB12 DA02 DC12 DC13 EB01 RR01 TT11 UA06 XA02 XA13 5H576 AA15 BB06 CC02 DD02 DD07 EE01 EE11 GG02 GG04 HA04 HB01 JJ04 JJ08 JJ09 JJ17 JJ24 JJ25 LL14 LL22 LL24 LL25 LL28 LL38 LL39 LL40 LL41 LL45 MM12

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 永久磁石を有する回転子と、この回転子
   を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を
   有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数
   のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を
   順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるブラ
   シレスＤＣモータの制御装置であって、 前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を
   検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値
   を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置
   から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回
   転数を検出する回転数検出手段と、 前記ブラシレスＤＣモータの温度を検出する温度検出手
   段と、検出された前記温度に基づいて、相抵抗値を算出
   する相抵抗値算出手段および誘起電圧定数を導出する誘
   起電圧定数導出手段と、 前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差
   と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相
   差を算出する位相差算出手段と、 回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出
   する鉄損失算出手段と、 前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算し
   て実相電流を算出する実相電流算出手段と、 前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電
   圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて
   界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算
   出するインダクタンス算出手段と、 トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、 前記誘起電圧定数と前記界磁軸インダクタンスと前記ト
   ルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づい
   て、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出
   する電流指令値算出手段と、 前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基
   づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力する
   パルス幅変調信号出力手段とを備え、 前記インダクタンス算出手段は、前記界磁軸電流指令値
   あるいは前記トルク軸電流指令値が所定値以下のときに
   前記トルク軸インダクタンスのみを算出し、 前記界磁軸電流指令値あるいは前記トルク軸電流指令値
   が前記所定値を超えたときに、前記界磁軸インダクタン
   スと前記トルク軸インダクタンスとを算出することを特
   徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
2. 【請求項２】 永久磁石を有する回転子と、この回転子
   を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を
   有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数
   のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を
   順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるブラ
   シレスＤＣモータの制御装置であって、 前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を
   検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値
   を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置
   から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回
   転数を検出する回転数検出手段と、 前記ブラシレスＤＣモータの温度に基づいて相抵抗値を
   算出する相抵抗値算出手段と、 前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差
   と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相
   差を算出する位相差算出手段と、 回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出
   する鉄損失算出手段と、 前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算し
   て実相電流を算出する実相電流算出手段と、 前記通電切換手段のスイッチング動作を停止して前記ブ
   ラシレスＤＣモータへの電力供給を一時的に停止する通
   電停止制御手段と、 前記スイッチング動作の停止中に前記相電圧検出手段に
   より前記誘起電圧の電圧値を検出し、前記相抵抗値と前
   記誘起電圧の電圧値と前記電圧位相差と前記電流位相差
   と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及び
   トルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出
   手段と、 トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、 前記誘起電圧の電圧値と前記界磁軸インダクタンスと前
   記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づ
   いて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算
   出する電流指令値算出手段と、 前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基
   づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力する
   パルス幅変調信号出力手段とを備えたことを特徴とする
   ブラシレスＤＣモータの制御装置。
3. 【請求項３】 永久磁石を有する回転子と、この回転子
   を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を
   有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数
   のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を
   順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるブラ
   シレスＤＣモータの制御装置であって、 前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を
   検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値
   を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置
   から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回
   転数を検出する回転数検出手段と、 前記ブラシレスＤＣモータの温度に基づいて相抵抗値を
   算出する相抵抗値算出手段と、 前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差
   と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相
   差を算出する位相差算出手段と、 回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出
   する鉄損失算出手段と、 前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算し
   て実相電流を算出する実相電流算出手段と、 前記通電切換手段のスイッチング動作を停止して前記ブ
   ラシレスＤＣモータへの電力供給を一時的に停止する通
   電停止制御手段と、 前記通電切換手段と前記ブラシレスＤＣモータとの間に
   接続して前記複数相の固定子巻線への入力電流を全波整
   流する整流手段と、 前記整流手段による全波整流電圧を検出する整流電圧検
   出手段と、 前記スイッチング動作の停止中に前記整流電圧検出手段
   により前記誘起電圧の電圧値を検出し、前記相抵抗値と
   前記誘起電圧の電圧値と前記電圧位相差と前記電流位相
   差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及
   びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算
   出手段と、 トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、 前記誘起電圧の電圧値と前記界磁軸インダクタンスと前
   記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づ
   いて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算
   出する電流指令値算出手段と、 前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基
   づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力する
   パルス幅変調信号出力手段とを備えたことを特徴とする
   ブラシレスＤＣモータの制御装置。
4. 【請求項４】 出力トルクを検出する出力トルク検出手
   段を備え、 前記相電流検出手段の検出周期を第１の周期Ｔ１とし、
   前記出力トルク検出手段の検出周期を第２の周期Ｔ２と
   し、前記温度の検出周期を第３の周期Ｔ３としたとき、
   前記第１および第２および第３の周期を、Ｔ１≦Ｔ２≦
   Ｔ３の関係に設定して検出制御することを特徴とする請
   求項１または請求項２の何れかに記載のブラシレスＤＣ
   モータの制御装置。
5. 【請求項５】 前記インダクタンス算出手段は、前記ブ
   ラシレスＤＣモータの回転駆動中に演算データを記憶
   し、前記ブラシレスＤＣモータの回転停止中に前記界磁
   軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスの算出
   処理を行うことを特徴とする請求項１または請求項２の
   何れかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
6. 【請求項６】 永久磁石を有する回転子と、この回転子
   を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を
   有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数
   のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を
   順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるブラ
   シレスＤＣモータの制御装置であって、 前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を
   検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値
   を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置
   から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回
   転数を検出する回転数検出手段と、 前記ブラシレスＤＣモータの温度を、前記回転数あるい
   は前記ブラシレスＤＣモータの冷却水温度あるいは前記
   ブラシレスＤＣモータの周辺温度に基づき予め記憶され
   た所定のデータから算出する温度推定手段と、 前記温度推定手段で推定した前記温度に基づいて、相抵
   抗値を算出する相抵抗値算出手段および誘起電圧定数を
   導出する誘起電圧定数導出手段と、 前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差
   と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相
   差を算出する位相差算出手段と、 回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出
   する鉄損失算出手段と、 前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算し
   て実相電流を算出する実相電流算出手段と、 前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電
   圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて
   界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算
   出するインダクタンス算出手段と、 トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、 前記誘起電圧定数と前記界磁軸インダクタンスと前記ト
   ルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づい
   て、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出
   する電流指令値算出手段と、 前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基
   づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力する
   パルス幅変調信号出力手段とを備えたことを特徴とする
   ブラシレスＤＣモータの制御装置。
7. 【請求項７】 永久磁石を有する回転子と、この回転子
   を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を
   有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数
   のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を
   順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるブラ
   シレスＤＣモータの制御装置であって、 前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を
   検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値
   を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置
   から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回
   転数を検出する回転数検出手段および出力トルクを検出
   する出力トルク検出手段と、 前記ブラシレスＤＣモータの温度を検出する温度検出手
   段と、検出された前記温度に基づいて、相抵抗値を算出
   する相抵抗値算出手段および誘起電圧定数を導出する誘
   起電圧定数導出手段と、 前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差
   と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相
   差を算出する位相差算出手段と、 回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出
   する鉄損失算出手段と、 前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算し
   て実相電流を算出する実相電流算出手段と、 前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電
   圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて
   界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算
   出するインダクタンス算出手段と、 トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、 前記誘起電圧定数と前記界磁軸インダクタンスと前記ト
   ルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づい
   て、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出
   する電流指令値算出手段と、 前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基
   づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力する
   パルス幅変調信号出力手段とを備え、 前記鉄損失算出手段は、前記出力トルクおよび前記回転
   数に基づいて、前記ブラシレスＤＣモータのモータ出力
   電力およびモータ入力電力を算出するモータ電力算出手
   段と、前記相抵抗値および前記相電流に基づいて銅損失
   を算出する銅損失算出手段と、前記モータ入力電力から
   前記モータ出力電力を減算してモータ全損失を算出する
   モータ全損失算出手段と、前記ブラシレスＤＣモータの
   機械損失を算出する機械損失算出手段と、前記モータ全
   損失から前記銅損失および前記機械損失を減算して前記
   鉄損失を算出する減算手段と、前記相電圧の全周波数成
   分を含む実効値および前記鉄損失に基づいて実測鉄損等
   価抵抗値を算出する等価抵抗値算出手段とからなり、 前記温度検出手段は、前記ブラシレスＤＣモータの温度
   を、前記モータ全損失に対する推定温度が予め記憶され
   た所定の推定温度データから算出することを特徴とする
   ブラシレスＤＣモータの制御装置。
8. 【請求項８】 前記位置検出手段は、前記ブラシレスＤ
   Ｃモータに高周波電圧を印加したときのインダクタンス
   の変化量から前記回転子の磁極位置を算出することを特
   徴とする請求項１または請求項２または請求項６または
   請求項７の何れかに記載のブラシレスＤＣモータの制御
   装置。