JP2003258669A - 復調装置及び受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 様々な発振周波数に対応することができる復
調装置を提供する。 【解決手段】 携帯電話機１０は、ＴＣＸＯ１３によっ
て生成される発振信号Ｄ２に基づいて、入力された受信
信号の周波数Ｆ_ＲＦを所定の中間周波数Ｆ_ＩＦに変換す
るための局部発振周波数Ｆ_ＬＯを有する局部発振信号Ｄ
１０を生成する周波数シンセサイザ１９と、ＴＣＸＯ１
３によって生成される発振信号Ｄ２に基づいて、所定の
周波数を有する信号を生成するＮＣＯを設けた同期保持
部２６とを備える。周波数シンセサイザ１９は、発振周
波数Ｆ_ＯＳＣに拘泥せずに中間周波数Ｆ_ＩＦが所定の範
囲内の値となるように、任意の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに応
じて、分周比が可変的に設定されることによって局部発
振周波数Ｆ_ＬＯを可変とし、ＮＣＯは、発振周波数Ｆ
_ＯＳＣに応じて、分周比が可変的に設定されることによ
って生成する信号の周波数を可変とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、所定の高周波信号
を復調する復調装置、及びこの復調装置を適用した受信
装置であっていわゆるＧＮＳＳ（Global Navigation Sa
tellites System）における衛星からの信号を受信して
自己の位置及び速度を算出する受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、人工衛星を利用して地上における
移動体の位置を測定するＧＮＳＳシステムが普及しつつ
ある。このＧＮＳＳシステムとしては、例えば全地球測
位システム（Global Positioning System；以下、ＧＰ
Ｓという。）がある。このＧＰＳシステムにおいて、Ｇ
ＰＳ衛星からの信号を受信するＧＰＳ受信機は、少なく
とも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その
受信信号に基づいて当該ＧＰＳ受信機の位置を算出し、
ユーザに報知することが基本機能である。

【０００３】すなわち、ＧＰＳ受信機は、各ＧＰＳ衛星
からの信号を復調して各ＧＰＳ衛星の軌道情報を取得
し、各ＧＰＳ衛星の軌道及び時間情報と受信信号の遅延
時間とに基づいて、当該ＧＰＳ受信機の３次元位置を連
立方程式によって導出するものである。なお、ＧＰＳシ
ステムにおいて、受信信号を得るＧＰＳ衛星が少なくと
も４個必要となるのは、ＧＰＳ受信機が備える時計によ
る内部時間とＧＰＳ衛星が備える原子時計による時間と
の間に誤差があり、その誤差の影響を除去した３次元位
置と正確な時刻との４つの未知パラメータを算出するた
めには、少なくとも４個のＧＰＳ衛星からの擬似距離が
必要となることによる。

【０００４】ＧＰＳシステムにおいては、民生用のＧＰ
Ｓ受信機を用いる場合には、ＧＰＳ衛星（Navstar）か
らのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コード
と呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位
演算を行う。

【０００５】このＬ１帯、Ｃ／Ａコードと呼ばれる送信
信号は、送信信号速度、すなわち、チップレートが１．
０２３ＭＨｚであり、例えばいわゆるＧｏｌｄ符号等の
符号長が１０２３の擬似ランダムノイズ（Pseudo-rando
m Noise；ＰＮ）系列の拡散符号で、５０ｂｐｓのデー
タを直接拡散した信号により、周波数が１５７５．４２
ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという。）に対して２
相位相変調方式（Binary Phase Shift Keying；以下、
ＢＰＳＫ変調方式という。）に基づく変調を施した信号
である。この場合、符号長が１０２３であることから、
Ｃ／Ａコードは、図１４中１段目に示すように、拡散符
号が１０２３チップを１周期として、すなわち、１周期
＝１ミリ秒（msec）として、繰り返すものとなる。

【０００６】このＣ／Ａコードの拡散符号は、ＧＰＳ衛
星毎に異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どの拡散符
号を用いるかは、予めＧＰＳ受信機によって検知できる
ようになされている。また、ＧＰＳ受信機は、後述する
航法メッセージにより、どのＧＰＳ衛星からの信号をそ
の地点及びその時点で受信することができるかが把握で
きるようになされている。そのため、ＧＰＳ受信機は、
例えば３次元測位であれば、その地点及びその時点で取
得することができる少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星か
らの電波を受信してスペクトラム逆拡散を施し、測位演
算を行うことにより、自己の位置を算出する。

【０００７】また、ＧＰＳ衛星からの信号データの１ビ
ットは、同図中２段目に示すように、拡散符号の２０周
期分、すなわち、２０ミリ秒単位として伝送される。す
なわち、データの伝送速度は、上述したように、５０ｂ
ｐｓである。さらに、拡散符号の１周期分の１０２３チ
ップは、ビットが"１"であるときと"０"であるときとで
は、反転したものとなる。

【０００８】さらに、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中
３段目に示すように、３０ビット、すなわち、６００ミ
リ秒で１ワードを形成する。さらにまた、ＧＰＳ衛星か
らの信号は、同図中４段目に示すように、１０ワード、
すなわち、６秒で１サブフレームを形成する。そして、
ＧＰＳ衛星からの信号には、同図中５段目に示すよう
に、１サブフレームの先頭のワードに、データが更新さ
れたときであっても常に規定のビットパターンとされる
プリアンブルが挿入され、このプリアンブルに後続して
データが伝送されてくる。

【０００９】さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、５
サブフレーム、すなわち、３０秒で１フレームを形成す
る。そして、ＧＰＳ衛星からの信号においては、上述し
た航法メッセージが、この１フレームのデータ単位で伝
送されてくる。

【００１０】この１フレームのデータのうちの始めの３
個のサブフレームは、エフェメリス（Ephemeris）情報
と呼ばれるＧＰＳ衛星固有の情報である。このエフェメ
リス情報には、ＧＰＳ衛星の軌道を求めるためのパラメ
ータと、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻とが含まれ
る。

【００１１】全てのＧＰＳ衛星は、原子時計を備えるこ
とによって共通の時刻情報を用いており、エフェメリス
情報に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、原
子時計の１秒単位とされている。また、ＧＰＳ衛星の拡
散符号は、原子時計に同期したものとして生成される。

【００１２】エフェメリス情報に含まれる軌道情報は、
数時間毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同
一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、エフェメ
リス情報に含まれる軌道情報をメモリに保持しておくこ
とにより、数時間は同じ軌道情報を精度よく使用するこ
とができる。なお、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻
は、ＴＯＷ（Time Of Week）情報として６秒毎に更新さ
れる。

【００１３】一方、１フレームのデータのうちの残りの
２個のサブフレームの航法メッセージは、アルマナック
（Almanac）情報と呼ばれる全てのＧＰＳ衛星から共通
に送信される情報である。このアルマナック情報は、全
情報を取得するために２５フレーム分必要となるもので
あり、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰ
Ｓ衛星が使用可能であるのかを示す情報等から構成され
る。このアルマナック情報は、数日毎に更新されるが、
その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのた
め、ＧＰＳ受信機は、アルマナック情報をメモリに保持
しておくことにより、数日は同じ情報を精度よく使用す
ることができる。しかし、ＧＰＳ受信機は、精度は多少
落ちるものの、数か月の間、同じアルマナック情報を使
用することもできる。

【００１４】ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を
受信して上述したデータを得るために、まず、キャリア
を除去した後、受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられ
ているＣ／Ａコードと同じ拡散符号を用いて、そのＧＰ
Ｓ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期を
とることによってＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペ
クトラム逆拡散を行う。ＧＰＳ受信機は、Ｃ／Ａコード
との位相同期をとってスペクトラム逆拡散を行うと、ビ
ットが検出され、ＧＰＳ衛星からの信号に基づいて時刻
情報等を含む航法メッセージを取得することが可能とな
る。

【００１５】ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号の
捕捉をＣ／Ａコードの位相同期探索によって行うが、こ
の位相同期探索として、自己が発生する拡散符号とＧＰ
Ｓ衛星からの受信信号の拡散符号との相関を検出し、例
えば、その相関検出結果の相関値が予め定められた値よ
りも大きい場合に、両者が同期しているものと判定す
る。そして、ＧＰＳ受信機は、同期がとれていないもの
と判定した場合には、何らかの同期手法を用いて、自己
が発生する拡散符号の位相を制御し、受信信号の拡散符
号と同期させるようにしている。

【００１６】ところで、ＧＰＳ衛星からの信号は、上述
したように、データを拡散符号で拡散した信号によって
キャリアをＢＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信号で
ある。したがって、ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの
信号を受信するには、拡散符号のみならず、キャリア及
びデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリ
アの同期を独立に行うことはできない。

【００１７】また、ＧＰＳ受信機は、通常、受信信号の
キャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数（Intermed
iate Frequency；以下、ＩＦという。）に変換すること
によって受信信号をＩＦ信号に変換し、このＩＦ信号で
上述した同期検出処理を行う。このＩＦ信号におけるキ
ャリア（以下、ＩＦキャリアという。）には、主に、Ｇ
ＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラシフトによる周波
数誤差分と、受信信号をＩＦ信号に変換する際にＧＰＳ
受信機の内部で生成する局部発振器の周波数誤差分とが
含まれる。

【００１８】したがって、ＧＰＳ受信機においては、こ
れらの周波数誤差要因によってＩＦキャリア周波数が未
知であることから、その周波数のサーチが必要となる。
また、拡散符号の１周期内での同期点（同期位相）は、
ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存すること
に起因して未知であることから、ＧＰＳ受信機において
は、上述したように、何らかの同期手法が必要となる。

【００１９】従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについ
ての周波数サーチと、スライディング相関器による同期
捕捉、ＤＬＬ（Delay Locked Loop）及びコスタスルー
プによる同期保持とを組み合わせた同期手法を用いてい
る。以下、この同期手法について説明する。

【００２０】ＧＰＳ受信機の拡散符号の発生器を駆動す
るクロックは、当該ＧＰＳ受信機に用意されている基準
周波数発振器を分周したものが一般に用いられる。この
基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用い
られ、ＧＰＳ受信機は、この基準周波数発振器の出力に
基づいて、ＧＰＳ衛星からの受信信号をＩＦ信号に変換
するために用いる局部発振信号を生成する。

【００２１】ここで、周波数サーチについての処理内容
を図１５に示す。ＧＰＳ受信機は、拡散符号の発生器を
駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であ
るときの拡散符号についての位相同期探索を行う。すな
わち、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を１チップずつ
順次ずらしていくことによって各チップ位相のときのＧ
ＰＳ衛星からの受信信号と拡散符号との相関を検出し、
相関のピークを検出することにより、同期がとれる位相
を検出する。また、ＧＰＳ受信機は、クロック信号の周
波数がｆ１であるときにおいて、１０２３チップ分の位
相探索の全てで同期する位相が存在しない場合には、例
えば基準周波数発振器に対する分周比を変化させ、クロ
ック信号の周波数を他の周波数ｆ２に変更し、同様に１
０２３チップ分の位相探索を行う。ＧＰＳ受信機は、こ
のような動作を、クロック信号の周波数をステップ的に
変化させて繰り返すことによって周波数サーチを実現す
る。

【００２２】そして、ＧＰＳ受信機は、このような周波
数サーチを行うことによって同期可能とされるクロック
信号の周波数を検出すると、そのクロック信号の周波数
で最終的な拡散符号の位相同期を行う。これにより、Ｇ
ＰＳ受信機は、水晶発振器の発振周波数にずれがある場
合であっても、ＧＰＳ衛星からの信号を捕捉することが
可能となる。

【００２３】しかしながら、このような従来の同期手法
は、原理的には高速同期には不向きである。ＧＰＳ受信
機においては、拡散符号及びＩＦキャリアの同期に時間
を要すると反応が遅くなり、使用上において不便を生じ
る。そのため、実際のＧＰＳ受信機においては、この欠
点を補うため、多チャンネル化して並列処理によって同
期捕捉までの時間を短縮している。

【００２４】一方、上述したスライディング相関を用い
た手法に代わってスペクトラム拡散信号の同期捕捉を高
速に行う手法としては、マッチドフィルタの利用があ
る。マッチドフィルタは、いわゆるトランスバーサルフ
ィルタによってディジタル的に実現可能である。また、
マッチドフィルタとしては、近年のＤＳＰ（Digital Si
gnal Processor）に代表されるハードウェアの能力の向
上により、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transfor
m；以下、ＦＦＴという。）を利用したディジタルマッ
チドフィルタによって拡散符号の同期を高速に行う手法
が実現されている。後者は、古くから知られる相関計算
の高速化手法に基づくものである。

【００２５】ＧＰＳ受信機は、これらのマッチドフィル
タを用いることにより、相関がある場合には、例えば図
１６に出力波形の１周期分を示すように、相関のピーク
を検出する。このピークの位置は、拡散符号の先頭を示
すものである。ＧＰＳ受信機は、このピークを検出する
ことにより、同期を捕捉、すなわち、受信信号における
拡散符号の位相を検出することができる。また、ＧＰＳ
受信機は、例えば上述したＦＦＴを利用したディジタル
マッチドフィルタを用い、ＦＦＴの周波数領域での操作
を行うことにより、拡散符号の位相とともにＩＦキャリ
ア周波数を検出することができる。そして、ＧＰＳ受信
機は、拡散符号の位相を擬似距離に換算し、少なくとも
４個のＧＰＳ衛星が検出された場合には当該ＧＰＳ受信
機の位置を算出することができ、また、ＩＦキャリア周
波数に基づいて当該ＧＰＳ受信機の速度を算出すること
ができる。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したＣ
／Ａコードを利用したＧＰＳ受信機においては、上述し
た発振器によって生成する発振信号の周波数である源発
振周波数として、Ｃ／Ａコードのチップレートである
１．０２３ＭＨｚの倍数が用いられることが多い。例え
ば、ＧＰＳ受信機においては、チップレートの１６倍で
ある１６．３６８ＭＨｚを源発振周波数とした場合に
は、ベースバンド信号を処理するディジタル信号処理部
の動作クロックを源発振器と同じ周波数である１６．３
６８ＭＨｚとし、ＧＰＳ衛星からの受信信号をＩＦ信号
に変換するために用いる局部発振信号の周波数を１６．
３６８ＭＨｚ×９６＝１５７１．３２８ＭＨｚとし、Ｉ
Ｆ信号の周波数を４．０９２ＭＨｚとするのが典型的で
ある。この場合、ＧＰＳ受信機においては、源発振周波
数を変更すると、ＩＦ信号の周波数が大きく変化するこ
とになる。

【００２７】例えば、ＧＰＳ受信機においては、源発振
周波数を単純に１６．３６８ＭＨｚから１６ＭＨｚに変
更した場合には、ＩＦ信号の周波数は３９．４２ＭＨｚ
へと大幅に変更され、ベースバンド処理では対応しがた
いものとなる。また、ＧＰＳ受信機においては、他の例
として、源発振周波数を１６．４ＭＨｚに変更した場合
には、ＩＦ信号の周波数は１．０２ＭＨｚとなり、ベー
スバンド処理で十分対応できるものとなるが、ダウンコ
ンバートするための帯域通過フィルタ（Band Pass Filt
er；以下、ＢＰＦという。）が４．０９２ＭＨｚを中心
とする帯域固定である場合には、ＩＦ信号を大幅に減衰
させてしまうことになる。

【００２８】また、ＧＰＳ受信機においては、スペクト
ル拡散信号を復調するための上述したＤＬＬ及びコスタ
スループ、並びにＩＦ信号を蓄積して所定のサンプリン
グ周波数でサンプリングするためのサンプリングクロッ
クに用いる源発振周波数に基づくＮＣＯ（Numeric Cont
rolled Oscillator）の周波数範囲も変化することにな
る。

【００２９】このように、ＧＰＳ受信機においては、源
発振周波数を変更すると、ベースバンド処理に適応した
対応ができなかった。

【００３０】ここで、ＧＰＳ受信機の利用例としては、
携帯電話機等の携帯端末をはじめとする所定の機能を有
する電子機器に当該ＧＰＳ受信機の機能を組み込むもの
があげられる。この場合、電子機器には、クロック用に
それぞれ異なる独自の周波数を有する信号を生成する発
振器が搭載されることから、ＧＰＳ受信機の機能を実現
するための構成部分であるＧＰＳユニット用に新たに発
振器を搭載することは、コストアップ及び電子機器の大
型化につながる他、ＥＭＣ（Electro MagneticCompatib
ility）の観点からは新たな不要輻射源にもなる。

【００３１】したがって、電子機器においては、ＧＰＳ
ユニット用のクロックも当該電子機器に搭載されている
発振器から得られるようにするのが好ましい。しかしな
がら、発振器の周波数は、電子機器によって異なること
から、ＧＰＳユニットにおいては、どの発振周波数でも
対応できるように、受信信号をＩＦ信号にダウンコンバ
ートする周波数変換部及びその他のディジタル信号処理
部が設計されている必要がある。

【００３２】これらの問題は、ＧＰＳ受信機の機能に限
ったものではなく、ＧＰＳ受信機の機能以外の所定の機
能を実現する各種ユニットを所定の電子機器に組み込む
場合に共通のものである。

【００３３】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、様々な発振周波数に対応することがで
き、また、所定の機能を有する電子機器に既に搭載され
ている発振器からの発振周波数を源発振周波数として利
用することによってコストダウン及び小型化を図ること
ができる復調装置を提供することを目的とする。また、
本発明は、この復調装置を適用し、本来の所定の機能と
は異なる他の機能が組み込まれた受信装置を提供するこ
とを目的とする。

【００３４】

【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
本発明にかかる復調装置は、所定の高周波信号を復調す
る復調装置であって、高周波信号の周波数を所定の中間
周波数に変換する周波数変換手段と、この周波数変換手
段によって得られた中間周波数を有する中間周波数信号
に対する所定の信号処理を施す信号処理手段と、周波数
変換手段及び信号処理手段に対する設定を行う設定手段
とを備え、周波数変換手段は、所定の源発振器によって
生成される所定の源発振信号に基づいて、高周波信号の
周波数を所定の中間周波数に変換するための局部発振周
波数を有する局部発振信号を生成する局部発振信号生成
手段を有し、信号処理手段は、局部発振信号生成手段と
源発振器を共用し、源発振器によって生成される源発振
信号に基づいて、所定の周波数を有する信号を生成する
信号生成手段を有し、局部発振信号生成手段は、源発振
信号の源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範
囲内の値となるように、源発振器によって生成される源
発振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介
して分周比が可変的に設定されることによって局部発振
信号の局部発振周波数を可変とし、信号生成手段は、源
発振器によって生成される源発振信号の任意の源発振周
波数に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定
されることによって信号の周波数を可変とすることを特
徴としている。

【００３５】このような本発明にかかる復調装置は、少
なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との源発
振器を共用し、源発振信号の源発振周波数に拘泥せずに
中間周波数が所定の範囲内の値となるように、任意の源
発振周波数に応じて、少なくとも局部発振信号生成手段
と信号生成手段との分周比が設定手段を介して可変的に
設定される。

【００３６】また、上述した目的を達成する本発明にか
かる受信装置は、衛星からの信号を受信して自己の位置
及び速度を算出する測位ユニットが組み込まれた受信装
置であって、衛星からの信号を受信する受信手段と、こ
の受信手段によって受信した所定の高周波信号の周波数
を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この
周波数変換手段によって得られた中間周波数を有する中
間周波数信号に対する所定の信号処理を施す信号処理手
段と、周波数変換手段及び信号処理手段に対する設定を
行う設定手段と、測位ユニットとは異なる所定の機能を
実現する他のユニットの動作クロックを生成するために
設けられ、所定の源発振信号を有する源発振信号を生成
する源発振器とを備え、周波数変換手段は、源発振器に
よって生成される源発振信号に基づいて、高周波信号の
周波数を中間周波数に変換するための局部発振周波数を
有する局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段を
有し、信号処理手段は、局部発振信号生成手段と源発振
器を共用し、源発振器によって生成される源発振信号に
基づいて、所定の周波数を有する信号を生成する信号生
成手段を有し、局部発振信号生成手段は、源発振信号の
源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の
値となるように、源発振器によって生成される源発振信
号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分
周比が可変的に設定されることによって局部発振信号の
局部発振周波数を可変とし、信号生成手段は、源発振器
によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に
応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定される
ことによって信号の周波数を可変とすることを特徴とし
ている。

【００３７】このような本発明にかかる受信装置は、測
位ユニットにおける少なくとも局部発振信号生成手段と
信号生成手段との源発振器を共用するとともに、この源
発振器として、測位ユニットとは異なる所定の機能を実
現する他のユニットの動作クロックを生成するために設
けられた源発振器を共用し、源発振信号の源発振周波数
に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるよう
に、任意の源発振周波数に応じて、少なくとも局部発振
信号生成手段と信号生成手段との分周比が設定手段を介
して可変的に設定される。

【００３８】

【発明の実施の形態】以下、本発明を適用した具体的な
実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明す
る。

【００３９】この実施の形態は、人工衛星を利用して地
上における移動体の位置を測定するいわゆるＧＮＳＳ
（Global Navigation Satellites System）システムの
一種である全地球測位システム（Global Positioning S
ystem；以下、ＧＰＳという。）を適用したものであ
り、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信
して、その受信信号に基づいて自己の位置を算出するＧ
ＰＳ受信機の機能が組み込まれた携帯電話機である。こ
の携帯電話機は、ＧＰＳ受信機の機能を実現するための
構成部分であるＧＰＳユニットによってＬ１帯、Ｃ／Ａ
（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペクト
ラム拡散信号電波を受信信号として受信するものであっ
て、ＧＰＳユニット用のクロックを生成するための発振
器を通常の電話機能に必要となるクロックを生成するた
めの発振器と共用し、この発振器の任意の発振周波数に
応じて、ＧＰＳユニットにおける各部の設定を可変とす
ることにより、様々な発振周波数に対応することを可能
とするとともに、コストダウン及び小型化を図ることが
できるものである。

【００４０】なお、この携帯電話機におけるＧＰＳユニ
ットは、図１に示すように、受信した受信信号を復調す
る際に、自己が発生する擬似ランダムノイズ（Pseudo-r
andom Noise；ＰＮ）系列の拡散符号と受信信号におけ
る拡散符号との同期を捕捉する機能と、拡散符号と搬送
波（以下、キャリアという。）との同期を保持する機能
とを分離することにより、小さい回路規模のもとに、同
期捕捉を高速化することができるものである。

【００４１】携帯電話機１０は、同図に示すように、通
常の電話機能を実現するユニットである電話ユニット１
１と、所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成す
る水晶発振器（X'tal Oscillator；以下、ＸＯとい
う。）１２と、このＸＯ１２とは異なる所定の発振周波
数Ｆ_ＯＳＣを有する発振信号Ｄ２を生成する温度補償型
水晶発振器（Temperature Compensated X'tal Oscillat
or；以下、ＴＣＸＯという。）１３と、このＴＣＸＯ１
３から供給される発振信号Ｄ２を逓倍（multiply）及び
／又は分周（divide）する逓倍／分周器１４とを備え
る。

【００４２】電話ユニット１１は、例えば、受信した信
号に対するベースバンド処理や音声変換処理といった通
常の電話機能を実現する各部を総称したユニットであ
る。この電話ユニット１１は、ＴＣＸＯ１３から供給さ
れる発振信号Ｄ２の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに基づくクロッ
クを動作クロックとして用いて動作する。

【００４３】ＸＯ１２は、例えば３２．７６８ｋＨｚ程
度の所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成す
る。ＸＯ１２は、生成した発振信号Ｄ１を後述するＲＴ
Ｃ（Real Time Clock）２８に供給する。

【００４４】ＴＣＸＯ１３は、本来、電話ユニット１１
の動作クロックに用いるために設けられるものであっ
て、ＸＯ１２とは異なる例えば１６．３８４ＭＨｚ程度
の所定の発振周波数Ｆ_ＯＳＣを有する発振信号Ｄ２を生
成する。ＴＣＸＯ１３は、生成した発振信号Ｄ２を電話
ユニット１１、逓倍／分周器１４、及び後述する周波数
シンセサイザ１９等に供給する。

【００４５】逓倍／分周器１４は、後述するＣＰＵ（Ce
ntral Processing Unit）２７から供給される制御信号
Ｄ３に基づいて、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号
Ｄ２を、所定の逓倍率で逓倍し、及び／又は所定の分周
比で分周する。逓倍／分周器１４は、逓倍及び／又は分
周した発振信号Ｄ４を後述する同期捕捉部２５、後述す
る同期保持部２６、ＣＰＵ２７、後述するタイマ２９、
及び後述するメモリ３０に供給する。

【００４６】また、携帯電話機１０は、ＧＰＳ衛星から
送信されてきたＲＦ（Radio Frequency）信号を受信す
るアンテナ１５と、このアンテナ１５によって受信され
た受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅するローノイズ・アンプ（Lo
w Noise Amplifier；以下、ＬＮＡという。）１６と、
このＬＮＡ１６によって増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ６の
うち所定の周波数帯域成分を通過させる帯域通過フィル
タ（Band Pass Filter；以下、ＢＰＦという。）１７
と、このＢＰＦ１７によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ
７をさらに増幅する増幅器１８と、ＴＣＸＯ１３から供
給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数Ｆ_ＬＯを
有する局部発振信号Ｄ１０を生成する周波数シンセサイ
ザ１９と、増幅器１８によって増幅された所定の周波数
Ｆ_ＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対して周波数シンセ
サイザ１９から供給された局部発振信号Ｄ１０を乗算す
るミキサ２０と、このミキサ２０によって乗算されるこ
とによってダウンコンバートされた所定の周波数Ｆ_ＩＦ
を有する中間周波数（Intermediate Frequency；以下、
ＩＦという。）信号Ｄ１１を増幅する増幅器２１と、こ
の増幅器２１によって増幅された増幅ＩＦ信号Ｄ１２の
うち所定の周波数帯域成分を通過させる低域通過フィル
タ（Low Pass Filter；以下、ＬＰＦという。）２２
と、このＬＰＦ２２によって通過されたアナログ形式の
増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形式の増幅ＩＦ信号Ｄ
１４に変換するアナログ／ディジタル変換器（Analog/D
igital Converter；以下、Ａ／Ｄという。）２３とを備
える。

【００４７】アンテナ１５は、ＧＰＳ衛星から送信され
てきた周波数が１５７５．４２ＭＨｚのキャリアが拡散
されたＲＦ信号を受信する。このアンテナ１５によって
受信された受信ＲＦ信号Ｄ５は、ＬＮＡ１６に供給され
る。

【００４８】ＬＮＡ１６は、アンテナ１５によって受信
された受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅する。ＬＮＡ１６は、増
幅した増幅ＲＦ信号Ｄ６をＢＰＦ１７に供給する。

【００４９】ＢＰＦ１７は、いわゆるＳＡＷ（Surface
Acoustic Wave）フィルタからなり、ＬＮＡ１６によっ
て増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ６のうち所定の周波数帯域
成分を通過させる。このＢＰＦ１７によって通過された
増幅ＲＦ信号Ｄ７は、増幅器１８に供給される。

【００５０】増幅器１８は、ＢＰＦ１７によって通過さ
れた増幅ＲＦ信号Ｄ７をさらに増幅する。増幅器１８
は、増幅した所定の周波数Ｆ_ＲＦ、すなわち、１５７
５．４２ＭＨｚの増幅ＲＦ信号Ｄ８をミキサ２０に供給
する。

【００５１】周波数シンセサイザ１９は、ＣＰＵ２７か
ら供給される制御信号Ｄ９による制御のもとに、ＴＣＸ
Ｏ１３から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周
波数Ｆ_ＬＯを有する局部発振信号Ｄ１０を生成する。こ
のとき、周波数シンセサイザ１９は、詳細は後述する
が、ＴＣＸＯ１３によって生成される発振信号Ｄ２の発
振周波数Ｆ_ＯＳＣに応じて設定を可変とする。周波数シ
ンセサイザ１９は、生成した局部発振信号Ｄ１０をミキ
サ２０に供給する。

【００５２】ミキサ２０は、増幅器１８によって増幅さ
れた所定の周波数Ｆ_ＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対
して周波数シンセサイザ１９から供給された局部発振信
号Ｄ１０を乗算することによって増幅ＲＦ信号Ｄ８をダ
ウンコンバートし、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の所定
の周波数Ｆ_ＩＦを有するＩＦ信号Ｄ１１を生成する。こ
のミキサ２０によって生成されたＩＦ信号Ｄ１１は、増
幅器２１に供給される。

【００５３】増幅器２１は、ミキサ２０によってダウン
コンバートされたＩＦ信号Ｄ１１を増幅する。増幅器２
１は、増幅した増幅ＩＦ信号Ｄ１２をＬＰＦ２２に供給
する。

【００５４】ＬＰＦ２２は、増幅器２１によって増幅さ
れた増幅ＩＦ信号Ｄ１２のうち所定の周波数よりも低域
成分を通過させる。なお、ＬＰＦ２２は、詳細は後述す
るが、必要に応じて、ＴＣＸＯ１３によって生成される
発振信号Ｄ２の発振周波数Ｆ _ＯＳＣに応じて通過周波数
帯域等の特性を可変とする。このＬＰＦ２２によって通
過された増幅ＩＦ信号Ｄ１３は、Ａ／Ｄ２３に供給され
る。

【００５５】Ａ／Ｄ２３は、ＬＰＦ２２によって通過さ
れたアナログ形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形
式の増幅ＩＦ信号Ｄ１４に変換する。このＡ／Ｄ２３に
よって変換された増幅ＩＦ信号Ｄ１４は、同期捕捉部２
５及び同期保持部２６に供給される。

【００５６】なお、携帯電話機１０においては、これら
の各部のうち、ＬＮＡ１６、ＢＰＦ１７、増幅器１８，
２１、周波数シンセサイザ１９、ミキサ２０、ＬＰＦ２
２、及びＡ／Ｄ２３は、アンテナ１５によって受信され
た１５７５．４２ＭＨｚの高い周波数を有する受信ＲＦ
信号Ｄ５を、ディジタル信号処理が施しやすいように、
例えば１．０２３ＭＨｚ程度の低い周波数Ｆ_ＩＦを有す
る増幅ＩＦ信号Ｄ１４にダウンコンバートする周波数変
換部２４として構成される。

【００５７】さらに、携帯電話機１０は、自己が発生す
る拡散符号とＡ／Ｄ２３から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ
１４における拡散符号との同期捕捉及び増幅ＩＦ信号Ｄ
１４におけるキャリア周波数の検出を行う同期捕捉部２
５と、Ａ／Ｄ２３から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４に
おける拡散符号とキャリアとの同期保持及びメッセージ
の復調を行う同期保持部２６と、各部を統括的に制御し
て各種演算処理を行うＣＰＵ２７と、ＸＯ１２から供給
される発振信号Ｄ１に基づいて時間を計測するＲＴＣ２
８と、ＣＰＵ２７の内部時計としてのタイマ２９と、Ｒ
ＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Me
mory）等からなるメモリ３０とを備える。

【００５８】同期捕捉部２５は、ＣＰＵ２７の制御のも
とに、逓倍／分周器１４から供給される逓倍及び／又は
分周された発振信号Ｄ４に基づいて、Ａ／Ｄ２３から供
給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号の同期捕
捉を粗い精度で行うとともに、増幅ＩＦ信号Ｄ１４にお
けるキャリア周波数の検出を行う。このとき、同期捕捉
部２５は、詳細は後述するが、ＴＣＸＯ１３によって生
成される発振信号Ｄ２の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに応じて設
定を可変とする。同期捕捉部２５は、検出したＧＰＳ衛
星を識別するための衛星番号、拡散符号の位相、及びキ
ャリア周波数を同期保持部２６及びＣＰＵ２７に供給す
る。

【００５９】同期保持部２６は、ＣＰＵ２７の制御のも
とに、逓倍／分周器１４から供給される逓倍及び／又は
分周された発振信号Ｄ４に基づいて、Ａ／Ｄ２３から供
給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号とキャリ
アとの同期保持を行うとともに、増幅ＩＦ信号Ｄ１４に
含まれる航法メッセージの復調を行う。このとき、同期
保持部２６は、詳細は後述するが、ＴＣＸＯ１３によっ
て生成される発振信号Ｄ２の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに応じ
て設定を可変とする。また、同期保持部２６は、同期捕
捉部２５から供給される衛星番号、拡散符号の位相、及
びキャリア周波数を初期値として動作を開始する。同期
保持部２６は、複数のＧＰＳ衛星からの増幅ＩＦ信号Ｄ
１４についての同期保持を並列的に行い、検出した拡散
符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージをＣ
ＰＵ２７に供給する。

【００６０】ＣＰＵ２７は、同期保持部２６から供給さ
れる拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセ
ージを取得し、これらの各種情報に基づいて、当該携帯
電話機１０の位置及び速度を算出するとともに、航法メ
ッセージから得られるＧＰＳ衛星の正確な時間情報に基
づいて、当該携帯電話機１０の時間情報を補正するとい
ったＧＰＳに関する各種演算処理を行う。また、ＣＰＵ
２７は、当該携帯電話機１０の各部及び各種ペリフェラ
ル、並びに外部との入出力（Input/Output）に関する制
御を統括的に行う。

【００６１】ＲＴＣ２８は、ＸＯ１２から供給される発
振信号Ｄ１に基づいて、時間を計測する。このＲＴＣ２
８によって計測される時間情報は、ＧＰＳ衛星の正確な
時間情報が得られるまでの間に代用されるものであっ
て、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報を得たＣＰＵ２７がＸ
Ｏ１２を制御することによって適宜補正される。

【００６２】タイマ２９は、ＣＰＵ２７の内部時計とし
て機能するものであり、各部の動作に必要となる各種タ
イミング信号の生成及び時間参照に用いられる。例え
ば、携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５が同期
捕捉した拡散符号の位相に合わせて同期保持部２６が後
述する拡散符号発生器の動作を開始させるタイミング
を、このタイマ２９によって参照する。

【００６３】メモリ３０は、ＲＡＭやＲＯＭ等からな
る。メモリ３０においては、ＣＰＵ２７等による各種処
理を行う際のワークエリアとしてＲＡＭが用いられると
ともに、入力した各種データをバッファリングする際
や、演算過程で生成される中間データ及び演算結果デー
タを保持する際にもＲＡＭが用いられる。また、メモリ
３０においては、各種プログラムや固定データ等を記憶
する手段としてＲＯＭが用いられる。

【００６４】なお、携帯電話機１０においては、これら
の同期捕捉部２５、同期保持部２６、ＣＰＵ２７、ＲＴ
Ｃ２８、タイマ２９、メモリ３０は、ベースバンド処理
部として構成される。

【００６５】このような各部を備える携帯電話機１０に
おいては、少なくとも、ＸＯ１２、ＴＣＸＯ１３、アン
テナ１５、ＬＮＡ１６、及びＢＰＦ１７を除く各部を、
集積回路化した１チップからなる復調回路３１として構
成することができる。

【００６６】携帯電話機１０は、通常の電話機能を実現
するのは勿論のこと、ＧＰＳユニットを用いたＧＰＳ受
信機として機能する場合には、少なくとも４個以上のＧ
ＰＳ衛星からのＲＦ信号を受信して、このＲＦ信号を周
波数変換部２４によってＩＦ信号に変換した後、同期捕
捉部２５によって拡散符号の同期捕捉及びキャリア周波
数の検出を行い、同期保持部２６によって拡散符号とキ
ャリアとの同期保持及び航法メッセージの復調を行う。
そして、携帯電話機１０は、拡散符号の位相、キャリア
周波数、及び航法メッセージに基づいて、ＣＰＵ２７に
よって当該携帯電話機１０の位置及び速度を算出する。

【００６７】つぎに、携帯電話機１０における同期捕捉
部２５及び同期保持部２６について説明する。なお、携
帯電話機１０は、上述したように、同期捕捉の機能と同
期保持の機能とを、同期捕捉部２５及び同期保持部２６
に分離したものである。ここでは、このように機能を分
離した理由についても併せて説明する。

【００６８】同期捕捉部２５は、上述したように、ＩＦ
信号における拡散符号の同期捕捉及びキャリア周波数の
検出を高速に行う。同期捕捉部２５は、拡散符号の同期
捕捉を高速に行うためにマッチドフィルタを利用する。
具体的には、同期捕捉部２５は、マッチドフィルタとし
て、例えば図２に示すように、高速フーリエ変換（Fast
Fourier Transform；以下、ＦＦＴという。）を利用し
たディジタルマッチドフィルタ５０を用いることができ
る。

【００６９】具体的には、ディジタルマッチドフィルタ
５０は、同図に示すように、上述したアンテナ１５及び
周波数変換部２４によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４
に対応するＩＦ信号を、ＴＣＸＯ１３によって生成され
る発振信号Ｄ２に基づく所定のサンプリング周波数で入
力信号をサンプリングするサンプラ５１によってサンプ
リングした上で入力する。ディジタルマッチドフィルタ
５０は、サンプラ５１によってサンプリングされたＩＦ
信号をバッファリングするメモリ５２と、このメモリ５
２によってバッファリングされたＩＦ信号を読み出して
ＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部５３と、このＦＦＴ処理
部５３によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領
域信号をバッファリングするメモリ５４と、ＧＰＳ衛星
からのＲＦ信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生
する拡散符号発生器５５と、この拡散符号発生器５５に
よって発生された拡散符号に対してＦＦＴ処理を施すＦ
ＦＴ処理部５６と、このＦＦＴ処理部５６によってＦＦ
Ｔ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリ
ングするメモリ５７と、メモリ５４にバッファリングさ
れている周波数領域信号とメモリ５７にバッファリング
されている周波数領域信号とのうちいずれか一方の複素
共役と他方とを乗算する乗算器５８と、この乗算器５８
によって乗算された周波数領域信号に対して逆ＦＦＴ
（Inversed Fast Fourier Transform；以下、ＩＦＦＴ
という。）処理を施すＩＦＦＴ処理部５９と、このＩＦ
ＦＴ処理部５９によってＩＦＦＴ処理が施されて得られ
た相関関数に基づいてＧＰＳ衛星からのＲＦ信号におけ
る拡散符号と拡散符号発生器５５によって発生された拡
散符号との相関のピークを検出するピーク検出器６０と
を有する。

【００７０】このようなディジタルマッチドフィルタ５
０は、実際には、ＦＦＴ処理部５３，５６、拡散符号発
生器５５、乗算器５８、ＩＦＦＴ処理部５９、及びピー
ク検出器６０の各部をＤＳＰ（Digital Signal Process
or）によって実行されるソフトウェアとして実装され
る。すなわち、ディジタルマッチドフィルタ５０を適用
した同期捕捉部２５は、例えば図３に示すように、上述
したサンプラ５１に相当するサンプラ７１と、上述した
メモリ５２に相当するＲＡＭ７２と、上述したメモリ５
４，５７とＤＳＰのプログラムエリア及びワークエリア
とを含むＲＡＭ／ＲＯＭ７３と、上述したＦＦＴ処理部
５３，５６、拡散符号発生器５５、乗算器５８、ＩＦＦ
Ｔ処理部５９、及びピーク検出器６０の処理を実行する
ＤＳＰ７４とから構成される。

【００７１】同期捕捉部２５は、例えば、１．０２３Ｍ
ＨｚのＩＦ信号をサンプラ７１によって４．０９６ＭＨ
ｚでサンプリングし、ＤＳＰ７４によってディジタルマ
ッチドフィルタ５０と等価な演算を行うことにより、拡
散符号の同期捕捉、すなわち、ＩＦ信号における拡散符
号の位相検出を１／４チップの精度で行うことができ
る。また、この同期捕捉部２５は、ＲＡＭ７２の容量が
１６ミリ秒分であるものとすると、ＤＳＰ７４によって
ＦＦＴの周波数領域での操作を行うことにより、１／１
６ｋＨｚ（±１／３２ｋＨｚ）の精度で、ＩＦ信号にお
けるキャリア（以下、ＩＦキャリアという。）周波数を
検出することができる。同期捕捉部２５は、ＲＡＭ７２
に記憶したＩＦ信号には複数のＧＰＳ衛星からの信号が
含まれていることから、各ＧＰＳ衛星の拡散符号との相
関を算出することにより、複数のＧＰＳ衛星を検出する
ことができる。

【００７２】携帯電話機１０は、この同期捕捉部２５に
よって検出した少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星に対す
る拡散符号の位相とキャリア周波数とに基づいて、当該
携帯電話機１０の位置と速度とを算出することができ
る。

【００７３】ただし、携帯電話機１０においては、拡散
符号の位相検出精度としての上述した１／４チップ、及
びキャリア周波数の検出精度としての１／１６ｋＨｚの
もとに得られる当該携帯電話機１０の位置及び速度の算
出結果は十分な精度とは言い難いものである。携帯電話
機１０においては、精度を向上させるためには、サンプ
ラ７１によるサンプリング周波数を高くする、ＩＦ信号
を記憶する時間長を長くする、といった処理が必要とな
るが、これにともない、ＲＡＭ７２等のメモリの容量が
増大し、且つ、拡散符号の位相及びキャリア周波数を検
出するまでの処理時間が長くなる事態が想定される。ま
た、携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５が外部
から航法メッセージを受け取らないものとすると、少な
くとも４個以上のＧＰＳ衛星からの航法メッセージを２
０ミリ秒毎に復調する必要があることから、ＤＳＰ７４
は、常に、同期の検出と航法メッセージの復調とを極め
て高速に行う必要がある。これらの問題は、ハードウェ
アのサイズの膨大化によるコストアップと消費電力の増
大化を招来する。

【００７４】そこで、携帯電話機１０においては、粗い
精度での同期捕捉を同期捕捉部２５によって行い、複数
のＧＰＳ衛星の同期保持及び航法メッセージの復調を同
期保持部２６によって行う。

【００７５】同期捕捉部２５は、検出したＧＰＳ衛星の
衛星番号、その拡散符号の位相、及びキャリア周波数を
同期保持部２６に供給する。一方、同期保持部２６は、
同期捕捉部２５から供給されるこれらの各種情報を初期
値として動作を開始する。同期保持部２６は、拡散符号
の位相に基づいて、後述するＤＬＬ（Delay Locked Loo
p）の回路で生成する拡散符号の開始タイミングを合わ
せる。なお、携帯電話機１０は、生成する拡散符号とし
て、検出したＧＰＳ衛星の衛星番号に対応するものを設
定する。このとき、携帯電話機１０においては、ドップ
ラシフト、及びＴＣＸＯ１３等の発振器によって生成さ
れる発振信号の発振周波数の誤差の影響を受けるが、基
本的に拡散符号は１ミリ秒の周期で繰り返されるもので
あることから、ＤＬＬの回路で生成する拡散符号の開始
タイミングは、１ミリ秒の整数倍ずらしても構わない。

【００７６】なお、ＩＦキャリア周波数は、ＩＦ信号を
上述したＲＡＭ７２等のメモリに取り込むためのサンプ
リングクロックを生成しているＴＣＸＯ１３の誤差を含
むことから、上述した分解能の問題を除去したとして
も、正確な値、すなわち、キャリア周波数とドップラシ
フト量との和ではない。しかしながら、携帯電話機１０
においては、同期捕捉部２５と同期保持部２６とが同じ
発振器、すなわち、ＴＣＸＯ１３を発振源とするクロッ
クで動作している場合には、両者で全く同じ周波数誤差
を有することから、同期保持部２６が同期捕捉部２５に
よって検出されたＩＦキャリア周波数を初期値として動
作を開始することには何らの問題がない。

【００７７】同期保持部２６は、複数のＧＰＳ衛星の同
期保持を並列的に行うことから、例えば図４に示すよう
に、複数個の独立したチャンネル回路８１_１，８１_２，
・・・，８１_Ｎを有する。チャンネル回路８１_１，８１
_２，・・・，８１_Ｎは、それぞれ、コントロール・レジ
スタ８２の設定によって同期捕捉部２５による個々の検
出結果に対して割り当てられる。

【００７８】チャンネル回路８１_１，８１_２，・・・，
８１_Ｎは、それぞれ、図５に示すように、従来のＧＰＳ
受信機における同期捕捉及び同期保持の双方を実現する
ＩＦキャリア同期用のコスタスループ１０１と拡散符号
同期用のＤＬＬ１０２とを組み合わせた回路と基本的に
は同様に構成される。

【００７９】すなわち、チャンネル回路８１_１，８
１_２，・・・，８１_Ｎにおいては、それぞれ、同図に示
すように、コスタスループ１０１には、上述したアンテ
ナ１５及び周波数変換部２４によって得られる増幅ＩＦ
信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号に対して、後述する拡散
符号発生器（PN Generator；以下、ＰＮＧという。）１
２８によって発生された位相がＰ（Prompt）とされる拡
散符号が乗算器１０３によって乗算された信号が入力さ
れる。一方、チャンネル回路８１_１，８１_２，・・・，
８１_Ｎにおいては、それぞれ、ＤＬＬ１０２には、上述
したアンテナ１５及び周波数変換部２４によって得られ
る増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号が入力され
る。

【００８０】コスタスループ１０１においては、入力さ
れた信号に対して、ＮＣＯ（Numeric Controlled Oscil
lator）１０４によって生成された再生キャリアのうち
のサイン成分（同相成分）が乗算器１０５によって乗算
される一方、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャ
リアのうちのコサイン成分（直交成分）が乗算器１０６
によって乗算される。コスタスループ１０１において
は、乗算器１０５によって得られた同相成分の信号のう
ち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１０７によって通過さ
れ、この信号が位相検出器１１０、２値化回路１１１及
び２乗和算出回路１１２に供給される。一方、コスタス
ループ１０１においては、乗算器１０６によって得られ
た直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ
１０８によって通過され、この信号が位相検出器１１０
及び２乗和算出回路１１２に供給される。コスタスルー
プ１０１においては、ＬＰＦ１０７，１０８のそれぞれ
から出力された信号に基づいて位相検出器１１０によっ
て検出された位相情報がループフィルタ１０９を介して
ＮＣＯ１０４に供給される。また、コスタスループ１０
１においては、ＬＰＦ１０７，１０８のそれぞれから出
力された信号が２乗和算出回路１１２に供給され、この
２乗和算出回路１１２によって算出された２乗和（Ｉ^２
＋Ｑ^２）が、位相がＰとされる拡散符号についての相関
値（Ｐ）として出力される。さらに、コスタスループ１
０１においては、ＬＰＦ１０７から出力された信号が２
値化回路１１１に供給され、２値化されて得られた情報
が航法メッセージとして出力される。

【００８１】一方、ＤＬＬ１０２においては、入力され
たＩＦ信号に対して、ＰＮＧ１２８によって発生された
位相がＰよりも進んだＥ（Early）とされる拡散符号が
乗算器１１３によって乗算されるとともに、ＰＮＧ１２
８によって発生された位相がＰよりも遅れたＬ（Late）
とされる拡散符号が乗算器１１４によって乗算される。
ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１３によって得られ
た信号に対して、コスタスループ１０１におけるＮＣＯ
１０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン
成分が乗算器１１５によって乗算されるとともに、ＮＣ
Ｏ１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサ
イン成分が乗算器１１６によって乗算される。そして、
ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１５によって得られ
た同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ
１１７によって通過され、この信号が２乗和算出回路１
１９に供給される。一方、ＤＬＬ１０２においては、乗
算器１１６によって得られた直交成分の信号のうち所定
の周波数帯域成分がＬＰＦ１１８によって通過され、こ
の信号が２乗和算出回路１１９に供給される。また、Ｄ
ＬＬ１０２においては、乗算器１１４によって得られた
信号に対して、コスタスループ１０１におけるＮＣＯ１
０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成
分が乗算器１２０によって乗算されるとともに、ＮＣＯ
１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイ
ン成分が乗算器１２１によって乗算される。そして、Ｄ
ＬＬ１０２においては、乗算器１２０によって得られた
同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１
２２によって通過され、この信号が２乗和算出回路１２
４に供給される。一方、ＤＬＬ１０２においては、乗算
器１２１によって得られた直交成分の信号のうち所定の
周波数帯域成分がＬＰＦ１２３によって通過され、この
信号が２乗和算出回路１２４に供給される。

【００８２】ＤＬＬ１０２においては、２乗和算出回路
１１９，１２４のそれぞれから出力された信号が位相検
出器１２５に供給され、これらの信号に基づいて位相検
出器１２５によって検出された位相情報がループフィル
タ１２６を介してＮＣＯ１２７に供給され、さらに、Ｎ
ＣＯ１２７によって生成された所定の周波数を有する信
号に基づいて、ＰＮＧ１２８によって各位相Ｅ，Ｐ，Ｌ
の拡散符号が発生される。さらに、ＤＬＬ１０２におい
ては、２乗和算出回路１１９によって算出された２乗和
（Ｉ^２＋Ｑ^２）が、位相がＥとされる拡散符号について
の相関値（Ｅ）として出力される一方、２乗和算出回路
１２４によって算出された２乗和（Ｉ^２＋Ｑ^２）が、位
相がＬとされる拡散符号についての相関値（Ｌ）として
出力される。

【００８３】このように、ＩＦキャリア同期用のコスタ
スループ１０１と拡散符号同期用のＤＬＬ１０２とを組
み合わせた回路と同様に構成されるチャンネル回路８１
_１，８１_２，・・・，８１_Ｎを有する同期保持部２６に
おいては、動作開始前に、ＧＰＳ衛星の衛星番号、拡散
符号の位相、及びキャリア周波数が初期値として設定さ
れる。この初期値の設定は、同期捕捉部２５との間で直
接的に通信を行うか、又は、同期捕捉部２５及び当該同
期保持部２６を制御するＣＰＵ２７を介して行うことに
よってなされる。

【００８４】このような同期保持部２６は、以下のよう
にして拡散符号と同期を合わせる。すなわち、図６に示
すように、同期捕捉部２５がＩＦ信号をＲＡＭ７２等の
メモリに取り込むタイミングでタイマを開始させ、同期
捕捉部２５がメモリに記憶しているＩＦ信号に対して拡
散符号の位相ｈを検出すると、同期保持部２６は、この
位相ｈの値を受け取った後、同じタイマによって１ミリ
秒の整数倍からｈだけずらした時点においてＤＬＬ１０
２によって発生する拡散符号を開始させることにより、
受信信号の拡散符号に位相を合わせる。なお、同図にお
ける"ＰＮ"は、ＰＮ系列の符号、すなわち、拡散符号を
示している。

【００８５】ここで、従来のコスタスループとＤＬＬと
を組み合わせた回路においては、受信信号における拡散
符号の位相が未知であることから、ＤＬＬによって発生
するＩＦキャリア周波数と拡散符号の周期とを少しずら
し、ＩＦ信号の拡散符号に対して位相をスライドしてい
く過程で、有意な強度の相関がある位相を検出してい
た。そのため、従来の回路においては、位相を検出する
のに、最悪の場合、数ｋＨｚの範囲のキャリア周波数と
符号長が１０２３の拡散符号における全ての位相とに対
して検出を行うことから、同期を確立するまでにかなり
の時間を要していた。

【００８６】これに対して、携帯電話機１０において
は、同期保持部２６が従来の回路と基本的には同様の構
成でありながら、同期保持部２６が受け取った拡散符号
の位相とＩＦキャリア周波数との初期値は真値から僅か
にしかずれていないことから、有意な強度の相関がある
位相は、誤差を含めても初期値の近辺に必ず存在する。
したがって、同期保持部２６は、従来の回路と同様に、
まずコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２におけるル
ープフィルタ１０９，１２６の制御を止めた状態にし
て、ＮＣＯ１０４，１２７のそれぞれによって生成する
信号を初期値の近辺で変化させながら有意な強度の相関
を探索し、相関を検出した後には、ループフィルタ１０
９，１２６のそれぞれからの制御に切り替える。これに
より、同期保持部２６は、ＤＬＬ１０２による拡散符号
の位相の同期確立、及びコスタスループ１０１によるキ
ャリアの位相の同期確立を極めて短時間に行うことがで
き、以降、同期を保持し続けることができる。同期保持
部２６においては、ＩＦキャリア周波数に対して、ＮＣ
Ｏ１０４によって生成する再生キャリアの周波数を数十
Ｈｚの誤差範囲で初期値を設定できることから、ＬＰＦ
１０７，１０８，１１７，１１８，１２２，１２３、及
びループフィルタ１０９，１２６の帯域幅を当初から狭
くすることができ、Ｓ／Ｎ（Signal to Noise ratio）
が高い状態で同期を確立することができる。

【００８７】携帯電話機１０においては、同期保持部２
６を例えば１．０２３ＭＨｚ×１６＝１６．３６８ＭＨ
ｚのクロックで動作させ、ＤＬＬ１０２において拡散符
号の位相を１／１６．３６８ＭＨｚの時間分解能で検出
すれば、１／１６チップの精度で拡散符号の位相からＧ
ＰＳ衛星までの擬似距離を算出することができ、また、
コスタスループ１０１におけるＮＣＯ１０４を１Ｈｚ単
位で制御できる構成にすれば、ＩＦキャリア周波数の分
解能は１Ｈｚとなり、ＤＬＬ１０２とコスタスループ１
０１とによってこれらの精度で同期を保持することがで
きる。

【００８８】以上のように、携帯電話機１０において
は、同期保持部２６によって同期保持が行われると、Ｄ
ＬＬ１０２によって発生する拡散符号の位相に基づい
て、当該携帯電話機１０の位置を連続的に算出して出力
することができるとともに、コスタスループ１０１によ
って得られるＩＦキャリア周波数に基づいて、当該携帯
電話機１０の速度を連続的に算出して出力することがで
きる。

【００８９】同期保持部２６は、上述したように、同期
捕捉部２５から受け渡された拡散符号の位相及びＩＦキ
ャリア周波数を初期値とすることにより、これらの初期
値の近辺で有意な強度の相関が得られる位相を探索す
る。これは、携帯電話機１０に搭載されているクロック
源の発振器、すなわち、ＴＣＸＯ１３が公称周波数に対
して誤差を有することが１つの理由である。携帯電話機
１０においては、先に図２に示したＦＦＴを利用したデ
ィジタルマッチドフィルタ５０を用いて同期捕捉部２５
を構成した場合には、ＩＦ信号をメモリに記憶した後、
ＤＳＰの処理時間分遅れて同期保持部２６に検出結果が
供給されることから、発振器の公称周波数Ｆ_ＯＳＣとの
誤差をΔＦ_ＯＳＣとし、ＤＳＰの処理時間をＴ秒とする
と、同期保持部２６に検出結果が供給される時点では、
Ｔ×ΔＦ_ＯＳＣ／Ｆ_ＯＳＣの誤差が生じる。例えば、携
帯電話機１０においては、Ｔ＝３秒とし、ΔＦ_ＯＳＣ／
Ｆ_{Ｏ ＳＣ}が±３ｐｐｍの範囲内とすると、±９マイクロ
秒＝約±９チップ以内の誤差が生じる。このように、携
帯電話機１０においては、ＤＳＰの処理時間が長くなる
と、その分誤差が大きくなる。

【００９０】また、携帯電話機１０においては、ＧＰＳ
衛星と当該携帯電話機１０との移動によって生じるキャ
リア周波数のドップラシフトも誤差を生じる要因とな
る。携帯電話機１０においては、キャリアの周波数、す
なわち、１５７５．４２ＭＨｚをＦ_ＲＦとし、受信信号
のドップラシフトをΔＦ_Ｄとすると、ドップラシフトに
よって拡散符号の周期、すなわち、１ミリ秒は、ほぼ
（１−ΔＦ_Ｄ／Ｆ_ＲＦ）倍となり、例えば、＋５〜−５
ｋＨｚの範囲のドップラシフトが生じている場合には、
３秒間で約−９．５〜９．５マイクロ秒＝約−９．５〜
９．５チップの誤差が生じる。

【００９１】これらの２つの例は、比較的現実に近い値
であり、携帯電話機１０においては、発振器の誤差とド
ップラシフトとの両者の要因を併せると、±２０チップ
程度の範囲内で誤差が生じることから、この範囲だけを
探索して相関を検出すればよい。例えば、同期保持部２
６は、同期捕捉部２５から供給される拡散符号の位相よ
りも２０チップ分だけ早くＤＬＬ１０２によって発生す
る拡散符号を開始させ、そのときの拡散符号の周期とし
て、ＮＣＯ１０４，１２７の周波数設定を（１＋５／１
５７５．４２０）ミリ秒よりも長めに設定しておけば、
ＩＦ信号に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の拡散符号に
対するスライドが＋２０チップだけずれた時点から開始
され、適当な時間の間、拡散符号同士の位相がスライド
している状態で相関の有無を探索することができる。

【００９２】このように、従来においては、ＤＬＬとコ
スタスループとを用いて１０２３チップの範囲で、且
つ、ＩＦキャリア周波数についても発振器の誤差とドッ
プラシフト量との範囲で変化させながら、相関検出を行
っていたのに比較して、携帯電話機１０においては、初
期値のキャリア周波数が僅かな誤差しか有さず、相関を
検出する範囲も数十分の１程度で済むことから、同期保
持部２６による同期確立に要する時間を極めて短時間と
することができる。

【００９３】以上のように、携帯電話機１０は、同期捕
捉の機能と同期保持の機能とを分離して構成することに
より、同期捕捉部２５によってＩＦ信号に含まれるＧＰ
Ｓ衛星からの信号の拡散符号の位相及びＩＦキャリア周
波数を高速に検出することができ、この検出結果に基づ
いて同期保持部２６が速やかに同期保持動作に移行する
ことができる。しかしながら、携帯電話機１０において
は、ＩＦ信号に含まれる微弱なＧＰＳ衛星の信号を検出
するために処理シーケンスが増える場合、また、電力消
費を抑制するために同期捕捉部２５を低速のクロックで
動作させている場合等には、同期捕捉部２５での処理時
間が長くなり、これにともない、同期保持部２６による
同期確立までに探索する範囲が広くなり、好ましくな
い。

【００９４】一般に、ＧＰＳ受信機においては、周波数
変換部における局部発振器とベースバンド処理部におけ
る信号処理のクロックを生成する源発振器として、共通
の水晶発振器を用いるが、携帯電話機１０においては、
これと同様に、先に図１に示したように、周波数変換部
２４における局部発振器の源発振器と同期捕捉部２５及
び同期保持部２６の動作クロックの源発振器とを、ＴＣ
ＸＯ１３に共通化する。そして、同期保持部２６は、同
期捕捉部２５によって検出したＩＦキャリア周波数とＴ
ＣＸＯ１３の公称値に基づく例えば１．０２３ＭＨｚの
中間周波数Ｆ_{Ｉ Ｆ}との差分をΔＦ_ＩＦとし、１５７５．
４２ＭＨｚであるＧＰＳ衛星からの信号のキャリア周波
数をＦ_ＲＦとし、同期捕捉部２５がＩＦ信号をメモリに
取り込んでから同期捕捉処理に要した時間をＴ秒とし、
拡散符号の位相をｈとすると、図７に示すように、拡散
符号の位相ｈをｈ＋Δｈ（Δｈ＝−Ｔ×ΔＦ_ＩＦ／Ｆ
_ＲＦ）のように補正する。例えば、ΔＦ_ＩＦ＝＋３ｋＨ
ｚ、Ｔ＝１０秒の場合には、Δｈ＝−１９マイクロ秒＝
約−１９チップとなる。同期保持部２６は、このような
補正を行うことにより、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_ＯＳＣの誤差とドップラシフトとによって生じる拡散符
号の位相のずれを極めて正確に補正することができ、同
期捕捉部２５による同期捕捉処理に時間を数十秒要した
場合であっても、ほぼ１チップ程度の範囲での探索で同
期を確立することができる。

【００９５】このような補正が可能な理由は、以下のと
おりである。

【００９６】携帯電話機１０においては、周波数変換部
２４によってＧＰＳ衛星からの信号の既知であるキャリ
ア周波数Ｆ_ＲＦを既知である中間周波数Ｆ_ＩＦに変換す
るために、公称発振周波数Ｆ_ＯＳＣのＴＣＸＯ１３に基
づいて周波数シンセサイザ１９によって局部発振周波数
Ｆ_ＬＯ＝Ｎ×Ｆ_ＯＳＣ（Ｎは定数数、Ｎ＞＞１）を生成
し、Ｆ_ＩＦ＝Ｆ_ＲＦ−Ｆ_ＬＯとなるようにする。ここ
で、実際に受信するＧＰＳ衛星からの信号には、中間周
波数Ｆ_ＩＦに対してＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ _ＯＳＣ
の誤差とドップラシフトとによって生じる誤差ΔＦ_ＩＦ
が加わったものである。すなわち、携帯電話機１０にお
いては、ドップラシフト量をΔＦ_Ｄとし、ＴＣＸＯ１３
による公称発振周波数との誤差をΔＦ_ＯＳＣとすると、
Ｆ_ＩＦ＋ΔＦ_ＩＦ＝Ｆ_ＲＦ＋ΔＦ_Ｄ−Ｆ_ＬＯ＝Ｆ_ＲＦ＋
ΔＦ_Ｄ−Ｎ×（Ｆ_{ＯＳ Ｃ}＋ΔＦ_ＯＳＣ）となる。したが
って、携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５が検
出するＩＦキャリア周波数は、Ｆ_ＩＦ＋ΔＦ_ＩＦ、ΔＦ
_ＩＦ＝ΔＦ_Ｄ−Ｎ×ΔＦ_ＯＳＣ となる。ここで重要なこ
とは、同期捕捉部２５が検出することができるものはΔ
Ｆ_ＩＦのみであり、ΔＦ_Ｄ，ΔＦ_ＯＳＣは最初の同期捕
捉の段階では未知であるということである。

【００９７】ここで、ＴＣＸＯ１３によって拡散符号の
１周期長である１ミリ秒を公称発振周波数でタイマがカ
ウントした場合には、誤差ΔＦ_ＯＳＣがあるために、実
際には、１ミリ秒×Ｆ_ＯＳＣ／（Ｆ_ＯＳＣ＋Δ
Ｆ_ＯＳＣ）≒（１−ΔＦ_ＯＳＣ／Ｆ_{Ｏ ＳＣ}）ミリ秒とな
る。一方、受信信号における拡散符号の１周期長さは、
ドップラシフト量ΔＦ_Ｄにより、１ミリ秒×Ｆ_ＲＦ／
（Ｆ_ＲＦ＋ΔＦ_Ｄ）≒（１−ΔＦ _Ｄ／Ｆ_ＲＦ）ミリ秒と
なる。したがって、受信信号における拡散符号の１周期
長とＴＣＸＯ１３による公称発振周波数でカウントした
１ミリ秒との比は、（１−ΔＦ_Ｄ／Ｆ_ＲＦ）／（１−Δ
Ｆ_ＯＳＣ／Ｆ_ＯＳＣ）≒１−ΔＦ_Ｄ／Ｆ_{Ｒ Ｆ}＋ΔＦ
_ＯＳＣ／Ｆ_ＯＳＣ となる。さらに、この式における右辺
は、変形すると、１−ΔＦ_ＩＦ／Ｆ_ＲＦ＋（ΔＦ_ＯＳＣ
／Ｆ_ＯＳＣ）×（Ｆ_ＩＦ／（Ｎ×Ｆ_{ＯＳ Ｃ}））≒１−Δ
Ｆ_ＩＦ／Ｆ_ＲＦ となる。このように、携帯電話機１０に
おいては、同期捕捉部２５にとって未知のパラメータで
あるΔＦ_Ｄ，ΔＦ_ＯＳＣを含まない形でかなり良好な近
似をすることができる。

【００９８】この結果により、携帯電話機１０において
は、同期捕捉部２５がＩＦ信号をメモリに取り込んだ時
点から同期捕捉処理を行い、検出した拡散符号の位相ｈ
が同期保持部２６に供給されるまでの時間にＴ秒要した
場合には、このＴ秒の間に同期捕捉部２５が検出した拡
散符号の位相から−Ｔ×ΔＦ_ＩＦ／Ｆ_ＲＦだけずれるこ
とになる。したがって、同期保持部２６は、図７に示し
たように、同期捕捉部２５から供給された拡散符号の位
相ｈに補正値Δｈ＝−Ｔ×ΔＦ_ＩＦ／Ｆ_ＲＦを加えたｈ
＋ΔｈによってＤＬＬ１０２によって発生する拡散符号
の開始タイミングを合わせることにより、同期捕捉処理
時間に生じた拡散符号の位相のずれを補正することがで
き、これによってほぼ１チップ程度の範囲内において相
関を検出することができ、極めて短時間に同期を確立す
ることができる。携帯電話機１０においては、補正値を
例えばＣＰＵ２７によって算出し、その算出結果を同期
保持部２６に供給し、同期保持部２６によって位相を補
正した後に、同期捕捉部２５による同期捕捉処理を開始
すればよい。

【００９９】このような拡散符号の位相を補正する手法
において必要となる情報は、同期捕捉部２５が検出した
ＩＦキャリア周波数のみであり、携帯電話機１０におい
ては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣの誤差もドッ
プラシフト量も、情報として不要である。また、携帯電
話機１０においては、ＩＦキャリア周波数に依存せず、
Ｆ_ＩＦ＝Ｆ_ＲＯ−Ｆ_ＬＯとなるように局部発振周波数Ｆ
_ＬＯを設定する場合であっても、ΔＦ_ＩＦの符号を変更
するのみで済む。

【０１００】さて、このような携帯電話機１０は、上述
したように、本来であれば電話ユニット１１の動作クロ
ックを生成するために設けられたＴＣＸＯ１３をＧＰＳ
ユニットが共用するものである。このＴＣＸＯ１３は、
携帯電話機１０の機種等によって発振周波数Ｆ_ＯＳＣが
多岐にわたるものである。そこで、携帯電話機１０は、
様々な発振周波数Ｆ_ＯＳＣに対応するために、周波数変
換部２４及びベースバンド処理部における各部の設定を
可変とする。

【０１０１】具体的には、携帯電話機１０は、周波数変
換部２４によって生成される増幅ＩＦ信号Ｄ１４の周波
数、すなわち、中間周波数Ｆ_ＩＦが、ＴＣＸＯ１３によ
って生成する発振信号Ｄ２の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに拘泥
せずに所定の範囲内の値となるように、少なくとも、周
波数変換部２３における周波数シンセサイザ１９によっ
て生成される局部発振信号Ｄ１０の周波数である局部発
振周波数Ｆ_ＬＯを可変とする。また、携帯電話機１０
は、ベースバンド処理部における同期保持部２６として
設けられるスペクトル拡散信号を復調するための上述し
たコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２のＮＣＯ１０
４，１２７の周波数設定を可変とする。

【０１０２】さらに、携帯電話機１０においては、必要
に応じて、周波数変換部２４におけるＬＰＦ２２の通過
周波数帯域等の特性を可変とする。さらにまた、携帯電
話機１０は、同期捕捉部２５における増幅ＩＦ信号Ｄ１
４を所定のサンプリング周波数でサンプリングするため
の上述したサンプラ７１のサンプリングクロックに用い
る後述するＮＣＯの周波数範囲や、同期捕捉部２５及び
同期保持部２６におけるコスタスループ１０１及びＤＬ
Ｌ１０２の上述したＬＰＦ１０７，１０８，１１７，１
１８，１２２，１２３の通過周波数帯域等の特性、及び
／又は上述したループフィルタ１０９，１２６の特性も
可変とする。以下では、これらの各部について詳述す
る。

【０１０３】まず、周波数変換部２４における設定を可
変とする基本的な手法について説明する。

【０１０４】携帯電話機１０においては、周波数Ｆ_ＲＦ
を有する増幅ＲＦ信号Ｄ８をダウンコンバートして周波
数Ｆ_ＩＦを有するＩＦ信号Ｄ１１を生成するために、周
波数シンセサイザ１９における分周器の分周比を可変と
することにより、局部発振信号Ｄ１０の周波数である局
部発振周波数Ｆ_ＬＯを可変とする。

【０１０５】具体的には、周波数シンセサイザ１９は、
例えば図８に示すように、ＣＰＵ２７によって可変的に
設定される４つの設定値Ｋ_１，Ｋ_２，Ｋ_３，Ｋ_４によっ
て分周比が可変とされるＰＬＬ（Phase Locked Loop）
シンセサイザとして構成される。すなわち、この周波数
シンセサイザ１９は、ＴＣＸＯ１３から供給される発振
信号Ｄ２を所定の分周比で分周する分周器１３１と、こ
の分周器１３１から供給される分周された発振信号と後
述するダウンカウンタ１３６から供給される信号との位
相を比較する位相比較器１３２と、この位相比較器１３
２による比較結果信号のうち所定の周波数帯域成分を通
過させるＬＰＦ１３３と、このＬＰＦ１３３によって通
過された比較結果信号に基づいて所定の周波数を有する
発振信号を生成する発振器である電圧制御発振器（Volt
age Controlled Oscillator；以下、ＶＣＯという。）
１３４と、このＶＣＯ１３４から供給される発振信号を
外部からの制御によって"１"だけ異なる所定の２つの分
周比で分周するパルススワロカウンタ１３５と、このパ
ルススワロカウンタ１３５から供給される分周された信
号に基づいて信号をダウンカウントするダウンカウンタ
１３６と、後述するＡＮＤゲート１４０から供給される
信号に基づいて信号をダウンカウントするダウンカウン
タ１３７と、ＣＰＵ２７によって設定された設定値
Ｋ_１，Ｋ_２，Ｋ_３，Ｋ_４を保持するレジスタやメモリ等
の記憶素子１３８とを有する。この周波数シンセサイザ
１９の構成は、一般的によく用いられるものである。

【０１０６】分周器１３１は、ＴＣＸＯ１３から供給さ
れる発振信号Ｄ２を、ＣＰＵ２７によって記憶素子１３
８に設定された設定値Ｋ_１を用いて表される分周比１／
Ｋ_１で分周する。分周器１３１は、分周した発振信号を
位相比較器１３２に供給する。この分周した発振信号
は、ＰＬＬのリファレンスクロック周波数となる。

【０１０７】位相比較器１３２は、分周器１３１から供
給される分周された発振信号とダウンカウンタ１３６か
ら供給される信号との位相を比較する。位相比較器１３
２は、比較結果を示す比較結果信号をＬＰＦ１３３に供
給する。

【０１０８】ＬＰＦ１３３は、ＰＬＬのループフィルタ
として動作するものであり、位相比較器１３２から供給
された比較結果信号のうち所定の周波数よりも低域成分
を通過させる。このＬＰＦ１３３によって通過された比
較結果信号は、ＶＣＯ１３４に供給される。

【０１０９】ＶＣＯ１３４は、ＬＰＦ１３３から供給さ
れた比較結果信号に基づいて所定の周波数を有する発振
信号を生成する。このとき、ＶＣＯ１３４の発振周波数
は、比較結果信号の電圧に基づいて変化する。ＶＣＯ１
３４は、生成した発振信号をパルススワロカウンタ１３
５に供給するとともに、上述した局部発振周波数Ｆ_{Ｌ Ｏ}
を有する局部発振信号Ｄ１０として出力する。

【０１１０】パルススワロカウンタ１３５は、ダウンカ
ウンタ１３７から供給される２値信号に応じて、ＶＣＯ
１３４から供給される発振信号を、ＣＰＵ２７によって
記憶素子１３８に設定された設定値Ｋ_２を用いて表され
る分周比１／Ｋ_２又は分周比１／（Ｋ_２＋１）で分周す
る。パルススワロカウンタ１３５の分周比は、ダウンカ
ウンタ１３７から供給される２値信号が"１"であるとき
には１／Ｋ_２とし、２値信号が"０"であるときには１／
（Ｋ_２＋１）とする。パルススワロカウンタ１３５は、
分周した信号をダウンカウンタ１３６に供給する。ま
た、パルススワロカウンタ１３５は、分周した信号をＡ
ＮＤゲート１４０を介してダウンカウンタ１３７に供給
する。

【０１１１】ダウンカウンタ１３６，１３７は、それぞ
れ、内部にカウンタを有する。ダウンカウンタ１３６，
１３７は、それぞれ、カウンタによるカウント値を１つ
ずつ減らし、カウント値が"０"のときには出力が"１"と
なり、それ以外のカウント値のときには出力が"０"とな
るものとし、プリセットイネーブル入力が"１"のとき、
カウント値をＣＰＵ２７によって記憶素子１３８に設定
された設定値Ｋ_３，Ｋ _４に設定するものとする。ダウン
カウンタ１３６からの出力とされる２値信号は、位相比
較器１３２に供給されるとともに、自身及びダウンカウ
ンタ１３７のプリセットイネーブル入力として用いられ
る。一方、ダウンカウンタ１３７からの出力とされる２
値信号は、パルススワロカウンタ１３５に供給されると
もに、インバータ１３９によって反転され、さらに、Ａ
ＮＤゲート１４０によってこの反転信号とパルススワロ
カウンタ１３５から出力される信号との論理積がとられ
て得られた演算結果が自身に供給される。

【０１１２】ダウンカウンタ１３６は、内部のカウンタ
をＫ_３，Ｋ_３−１，・・・，０とダウンカウントし、カ
ウント値が"０"となったときに、当該ダウンカウンタ１
３６及びダウンカウンタ１３７のプリセットイネーブル
入力に"１"を供給し、当該ダウンカウンタ１３６及びダ
ウンカウンタ１３７のカウント値を、それぞれ、Ｋ_３，
Ｋ_４に戻す。一方、ダウンカウンタ１３７は、内部のカ
ウンタをＫ_４，Ｋ_４−１，・・・，０とダウンカウント
し、カウント値が"０"となる前までは"０"を出力し続け
る。ダウンカウンタ１３７においては、カウント値が"
０"となったときに、ＡＮＤゲート１４０の出力が"０"
となり、次にダウンカウンタ１３６のカウント値が"０"
となる。したがって、ダウンカウンタ１３７は、カウン
ト値がＫ_４に戻されるまで、カウント値を"０"、出力
を"１"として停止する。ダウンカウンタ１３７からの出
力とされる２値信号は、パルススワロカウンタ１３５の
分周比を１／Ｋ_２又は１／（Ｋ_２＋１）に切り替える役
割を果たす。この一連のダウンカウンタ１３６，１３７
及びパルススワロカウンタ１３５の動作により、ダウン
カウンタ１３６からの出力は、ＶＣＯ１３４からの出力
を１／（Ｋ_２×Ｋ_３＋Ｋ _４）に分周したものとなる。

【０１１３】記憶素子１３８は、ＣＰＵ２７によって設
定された少なくとも４つの設定値Ｋ _１，Ｋ_２，Ｋ_３，Ｋ
_４を保持する。この記憶素子１３８に保持された設定値
Ｋ_１は、上述したように、分周器１３１における分周比
を決定するのに用いられ、設定値Ｋ_２は、パルススワロ
カウンタ１３５における分周比を決定するのに用いら
れ、設定値Ｋ_３は、ダウンカウンタ１３６における分周
比を決定するのに用いられ、設定値Ｋ_４は、ダウンカウ
ンタ１３７における分周比を決定するのに用いられる。

【０１１４】このような周波数シンセサイザ１９は、４
つの設定値Ｋ_１，Ｋ_２，Ｋ_３，Ｋ_４を固定値とするので
はなく、ＣＰＵ２７によって可変的に設定されるものと
する。この周波数シンセサイザ１９においては、局部発
振信号Ｄ１０の局部発振周波数Ｆ_ＬＯ、すなわち、ＶＣ
Ｏ１３４によって生成される発振信号の周波数は、リフ
ァレンスクロック周波数の（Ｋ_２×Ｋ_３＋Ｋ_４）倍とな
る。

【０１１５】これにより、周波数シンセサイザ１９は、
上述した増幅ＲＦ信号Ｄ８が有する特定の周波数
Ｆ_ＲＦ、すなわち、１５７５．４２ＭＨｚに対する中間
周波数Ｆ_{Ｉ Ｆ}として、例えば、４．０６９ＭＨｚ±５０
０ｋＨｚ又は１．０２３ＭＨｚ±５００ｋＨｚといった
周波数が可変とされた局部発振信号Ｄ１０を生成するこ
とができる。なお、周波数シンセサイザ１９は、増幅Ｒ
Ｆ信号Ｄ８に対してダウンコンバートせずに直接ベース
バンド処理を施す場合には、０ＭＨｚ＋５００ｋＨｚと
いった中間周波数Ｆ_ＩＦを有する局部発振信号Ｄ１０を
生成することもできる。また、携帯電話機１０は、中間
周波数Ｆ_ＩＦにダウンコンバートする周波数Ｆ _ＲＦをＶ
ＣＯ１３４の可変範囲において可変とすることにより、
複数の無線に対応することも可能となる。

【０１１６】なお、周波数シンセサイザ１９は、設定値
Ｋ_１，Ｋ_２，Ｋ_３，Ｋ_４をＣＰＵ２７によって記憶素子
１３８に設定するのではなく、集積回路端子の設定や外
部インターフェースを通じて設定可能とする構成でもよ
い。

【０１１７】ところで、携帯電話機１０においては、こ
のような周波数シンセサイザ１９の設定に応じて生成さ
れた局部発振信号Ｄ１０に基づいて、中間周波数Ｆ_ＩＦ
が決定される。したがって、携帯電話機１０において
は、上述した周波数変換部２４におけるＬＰＦ２２の特
性を中間周波数Ｆ_ＩＦに応じたものとするように、必要
に応じて、ＣＰＵ２７の制御のもとに、通過周波数帯域
等の特性を可変とする。

【０１１８】ＬＰＦ２２は、アナログフィルタ又はディ
ジタルフィルタのいずれであってもよい。携帯電話機１
０においては、ＬＰＦ２２としてディジタルフィルタを
用いた場合には、例えばＡ／Ｄ及びＤＳＰによって構成
することにより、周波数帯域等の特性をプログラマブル
にすることが容易となる。また、携帯電話機１０におい
ては、ＬＰＦ２２としてアナログフィルタを用いた場合
であっても、複数種類のコンデンサ及び抵抗をアナログ
スイッチによって選択的に切り替える構成とすることに
より、容易に特性を可変とすることができる。なお、携
帯電話機１０においては、ＬＰＦ２２の代わりにＢＰＦ
を設けてもよく、この場合であっても同様に可変とする
ことができる。

【０１１９】つぎに、ベースバンド処理部における設定
を可変とする基本的な手法について説明する。

【０１２０】携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３
によって発振する発振周波数Ｆ_{ＯＳ Ｃ}として特定の値を
指定せず、例えば１０〜２０ＭＨｚ程度のある周波数範
囲内を許容し、周波数変換部２４の動作クロックとベー
スバンド処理部におけるコスタスループ１０１及びＤＬ
Ｌ１０２に設けられるＮＣＯ１０４，１２７及び同期捕
捉部２５におけるサンプラ７１のサンプリングクロック
に用いる後述するＮＣＯの動作クロックとを、ＴＣＸＯ
１３を共用することによって共通化する。

【０１２１】ここで、携帯電話機１０においては、ベー
スバンド処理部における同期保持部２６として、コスタ
スループ１０１及びＤＬＬ１０２にＮＣＯ１０４，１２
７が設けられたものを用いている。したがって、コスタ
スループ１０１は、ＮＣＯ１０４の動作クロックを中間
周波数Ｆ_ＩＦ付近に合わせ込む必要があり、ＤＬＬ１０
２は、ＮＣＯ１２７の動作クロックをほぼＣ／Ａコード
のチップレートである１．０２３ＭＨｚ付近に合わせ込
む必要がある。

【０１２２】そこで、携帯電話機１０においては、ＮＣ
Ｏ１０４，１２７の分周比を可変とする。このとき、携
帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_{ＯＳ Ｃ}と必要な周波数帯域とを考慮して、集積回路端
子、ＣＰＵ２７又は外部インターフェースを通じてＮＣ
Ｏ１０４，１２７の分周比を設定可能とする。

【０１２３】また、携帯電話機１０においては、必要に
応じて、コスタスループ１０１におけるＬＰＦ１０７，
１０８の通過周波数帯域等の特性も可変とする。

【０１２４】携帯電話機１０においては、これらのＬＰ
Ｆ１０７，１０８の帯域幅を可変とするために、例えば
図９に示すようにＬＰＦを構成する。なお、同図におい
ては、入力信号を１ビットであるものとしている。携帯
電話機１０においては、ＧＰＳ衛星からの受信信号は熱
雑音よりもかなり低いレベルであることから、アナログ
／ディジタル変換を２値化で行ったとしても、Ｓ／Ｎの
劣化は僅かである。

【０１２５】同図（Ａ）に示すＬＰＦは、同図（Ｂ）に
示すＲＣフィルタの伝達関数を差分近似した無限インパ
ルス応答（Infinite Impulse Response；ＩＩＲ）フィ
ルタである。このＬＰＦは、入力信号Ｘ［ｎ］に対して
２のべき乗ｋを乗算する乗算器１４１と、後述するレジ
スタ１４５から供給される信号Ｙ［ｎ−１］と２のべき
乗ｋとを乗算する乗算器１４２と、レジスタ１４５から
供給される信号Ｙ［ｎ−１］と乗算器１４２によって得
られた信号ｋＹ［ｎ−１］との差分をとる差分器１４３
と、乗算器１４１によって得られた信号ｋＸ［ｎ］と差
分器１４３によって得られた信号（１−ｋ）Ｙ［ｎ−
１］とを加算する加算器１４４と、この加算器１４４に
よって得られたＲＣフィルタの差分近似式で表される信
号を所定ビット長だけ保持するレジスタ１４５とからな
る。なお、入力信号Ｘ［ｎ］及び出力信号Ｙ［ｎ］にお
ける"ｎ"は、離散的な時間を表すものである。

【０１２６】このようなＬＰＦにおいて、入力信号Ｘ
［ｎ］と出力信号Ｙ［ｎ］との関係は、 Ｙ［ｎ］＝（１−ｋ）Ｙ［ｎ−１］＋ｋＸ［ｎ］ となり、加算器１４４から出力される信号がこの関係を
満たすものとなる。このＬＰＦにおいては、サンプリン
グ周波数をｆ_ｓとすると、時定数ｔ_ｃ、カットオフ周波
数ｆ_ｃは、それぞれ、 ｔ_ｃ＝ＲＣ＝１／（ｋｆ_ｓ）、 ｆ_ｃ＝１／（２πＲＣ）＝ｋｆ_ｓ／（２π）、 ｋ＝１／（ＲＣｆ_ｓ） となる。したがって、ＬＰＦにおいては、ｋ＝２^−１６
とし、サンプリング周波数をｆ_ｓ＝１８．４１４ＭＨｚ
とすると、時定数ｔ_ｃは３．５６ミリ秒、カットオフ周
波数ｆ_ｃは４４．７Ｈｚとなる。

【０１２７】このようなＬＰＦにおいては、入力信号Ｘ
［ｎ］は１ビットであり、値が"１"又は"−１"とされる
が、入力信号Ｘ［ｎ］及び出力信号Ｙ［ｎ］において、
レジスタ１４５をＭビット長とし、"１"を"１００・・
・０"、"−１"を"０００・・・０"とみなし、ｋを２
^−Ｌ（Ｌは整数）とすれば、ｋＸ［ｎ］の演算を行う乗
算器１４１は、（Ｍ−Ｌ）ビットの左シフトを行うバレ
ルシフタによって実現することができ、ｋＹ［ｎ］の演
算を行う乗算器１４２は、Ｌビットの右シフトを行うバ
レルシフタによって実現することができる。例えば、レ
ジスタ１４５を２２ビット長とし、ｋ＝２^−１６とする
と、乗算器１４１は、６ビットの左シフトを行うバレル
シフタによって実現することができ、乗算器１４２は、
１６ビットの右シフトを行うバレルシフタによって実現
することができる。したがって、ＬＰＦにおいては、Ｌ
を外部から設定可能とした場合には、カットオフ周波数
ｆ_ｃをオクターブ単位で可変とすることができる。ま
た、ＬＰＦにおいては、"０"を"０１０・・・０"とみな
し、この値との大小比較によって出力信号Ｙ［ｎ］の符
号判定を行うことができる。さらに、ＬＰＦにおいて
は、レジスタ１４５に保持されたビット列の最上位ビッ
トを除いた残りのビット列の最上位ビットを反転して出
力することにより、出力信号Ｙ［ｎ］の値は、２の補数
となる。

【０１２８】携帯電話機１０においては、ＬＰＦ１０
７，１０８をこのように構成することにより、上述した
ｋの値をＣＰＵ２７による設定又は外部インターフェー
スを通じた設定を可能とした場合には、ＴＣＸＯ１３の
発振周波数Ｆ_ＯＳＣを考慮した帯域幅の設定を容易に行
うことができる。なお、携帯電話機１０においては、Ｄ
ＬＬ１０２におけるＬＰＦ１１７，１１８，１２２，１
２３の帯域幅も可変とするのが好ましく、これらのＬＰ
Ｆ１１７，１１８，１２２，１２３も同図に示すように
構成することができる。

【０１２９】さらに、携帯電話機１０においては、必要
に応じて、コスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２にお
けるＮＣＯ１０４，１２７の位相を制御するループフィ
ルタ１０９，１２６の特性も可変とする。

【０１３０】携帯電話機１０においては、これらのルー
プフィルタ１０９，１２６として、図９に示したＬＰＦ
と同様に構成することもできるが、周波数オフセット、
ランダム位相オフセットがある場合に最適フィルタとな
る完全積分型のループフィルタとして構成することもで
きる。

【０１３１】図１０（Ａ）に示す完全積分型のループフ
ィルタの等価回路を同図（Ｂ）に示す。このループフィ
ルタにおける伝達関数Ｆ（ｓ）は、 Ｆ（ｓ）＝（１−ｓτ_２）／（ｓτ_１）、τ_１＝Ｒ
_１Ｃ、τ_２＝Ｒ_２Ｃ である。これを差分近似すると、入力信号Ｘ［ｎ］と出
力信号Ｙ［ｎ］との関係は、 Ｙ［ｎ］＝Ｙ［ｎ−１］＋ａ（Ｘ［ｎ］−Ｘ［ｎ−
１］）＋ｂＸ［ｎ］、 ａ＝τ_２／τ_１、ｂ＝Ｔ／τ_１ となる。ここで、Ｔはサンプリング周期であり、サンプ
リング周波数は、ＬＰＦのカットオフ周波数よりも十分
高くする。上式より、ループフィルタで設定するパラメ
ータは、ａ，ｂの２個となる。これらのパラメータａ，
ｂを、それぞれ、ａ＝２^Ａ、ｂ＝２^Ｂ（Ａ，Ｂは整数）
とすると、上式におけるａＸ［ｎ］、ａＸ［ｎ−１］、
ｂＸ［ｎ］は、それぞれ、Ａビット又はＢビットだけ左
シフトすることによって演算することができ、上式に示
す演算は、図１１に示すループフィルタによって実現す
ることができる。

【０１３２】したがって、ループフィルタにおいては、
Ａ，Ｂの値に対してＣＰＵ２７による設定又は外部イン
ターフェースを通じた設定を可能とした場合には、受信
状況に応じて、当該ループフィルタの帯域幅及び応答速
度を可変とすることができる。

【０１３３】さらにまた、携帯電話機１０においては、
必要に応じて、同期捕捉部２５におけるサンプラ７１の
サンプリングクロックを生成する手段としてＮＣＯを用
い、このＮＣＯの周波数範囲も可変とする。

【０１３４】すなわち、同期捕捉部２５は、ＩＦ信号を
サンプラ７１によってＣ／Ａコードの１周期である１ミ
リ秒の間に２０４６点以上の整数でサンプリングする必
要がある。そのため、同期捕捉部２５は、本件出願人が
先に出願している特願２００１−１９０６５８号及び特
願２００１−２０３１９３号に記載したように、２のべ
き乗個のサンプリング数でもってＦＦＴ処理を行うのが
都合がよい。そこで、同期捕捉部２５は、ＩＦ信号をサ
ンプリングするためのサンプラ７１をＴＣＸＯ１３から
供給される発振信号Ｄ２に基づいて動作するＮＣＯを用
いて構成し、コスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２と
同様に、ＮＣＯに与えられる分周比を、集積回路端子の
設定、ＣＰＵ２７による設定又は外部インターフェース
を通じた設定を可変的に行うことによって任意のサンプ
リングクロックを実現することができる。

【０１３５】以上のように、携帯電話機１０において
は、少なくとも周波数変換部２４における周波数シンセ
サイザ１９並びにコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０
２におけるＮＣＯ１０４，１２７の動作クロックを共用
し、これらの周波数シンセサイザ１９及びＮＣＯ１０
４，１２７を、集積回路端子、ＣＰＵ２７又は外部イン
ターフェースを通じて可変的に設定を行うことができる
ように構成するとともに、必要に応じて、周波数変換部
２４におけるＬＰＦ２２、コスタスループ１０１及びＤ
ＬＬ１０２におけるＬＰＦ１０７，１０８，１１７，１
１８，１２２，１２３、及びコスタスループ１０１及び
ＤＬＬ１０２におけるループフィルタ１０９，１２６と
いった各種ディジタルフィルタ又はアナログフィルタ
や、同期捕捉部２５におけるサンプラ７１に設けられる
ＮＣＯを、集積回路端子、ＣＰＵ２７又は外部インター
フェースを通じて可変的に設定を行うことができるよう
に構成することにより、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_ＯＳＣに左右されないＧＰＳ受信機の機能を組み込むこ
とが可能となる。また、携帯電話機１０においては、電
話ユニット１１とＴＣＸＯ１３を共用することにより、
必要な発振器の個数を削減することができる。

【０１３６】以下では、設定を可変とする上述した各部
及びこれら以外の各部における具体的説明を行う。

【０１３７】まず、周波数変換部２４について説明す
る。

【０１３８】周波数変換部２４におけるＬＰＦ２２（Ｂ
ＰＦでも可）は、アナログ的な構成をとることが殆どで
あることから、その特性は固定である場合が多い。携帯
電話機１０においては、中間周波数Ｆ_ＩＦに合わせてＬ
ＰＦ２２の通過周波数帯域等の特性を決定することか
ら、復調回路３１、すなわち、ＧＰＳユニットを先に図
１に示した構成とし、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_ＯＳＣによらず中間周波数Ｆ _ＩＦがほぼ同じ周波数とな
るように、周波数変換部２４における周波数シンセサイ
ザ１９の分周比を設定すれば問題はない。なお、携帯電
話機１０においては、特性が固定である場合のＬＰＦ２
２の観点からすると、中間周波数Ｆ_ＩＦの範囲は帯域外
とならない程度に幅があってもよい。携帯電話機１０に
おいては、中間周波数Ｆ_ＩＦの範囲がＴＣＸＯ１３の発
振周波数Ｆ_ＯＳＣによらず目的の周波数に近い値に設定
できるようにするには、上述した設定値Ｋ_１の値を大き
くし、位相比較器１３２による位相比較を行うリファレ
ンスクロックの周波数を下げればよい。

【０１３９】先に図８に示した周波数シンセサイザ１９
においては、リファレンスクロックをＴＣＸＯ１３の出
力とし、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣが１８．４
１４ＭＨｚである場合であって、例えば、上述した設定
値Ｋ_１，Ｋ_２，Ｋ_３，Ｋ_４の値が、それぞれ、Ｋ_１＝１
８，Ｋ_２＝１００，Ｋ_３＝１５，Ｋ_４＝３９の場合に
は、中間周波数Ｆ_ＩＦは１．０２３ＭＨｚとなり、設定
値Ｋ_１，Ｋ_２，Ｋ_３，Ｋ _４の値が、それぞれ、Ｋ_１＝２
０，Ｋ_２＝１００，Ｋ_３＝３１，Ｋ_４＝４９の場合に
は、中間周波数Ｆ_ＩＦは０．９２ＭＨｚとなる。この例
では、両者の間で中間周波数Ｆ_ＩＦの差が１００ｋＨｚ
程度であることから、携帯電話機１０においては、ＬＰ
Ｆ２２として通常のＬＰＦを用いれば、両者の間で特性
に差が生じることは特にない。

【０１４０】また、周波数シンセサイザ１９は、ベース
バンド処理部やＣＰＵ等を含むディジタル信号処理を行
う部分ではなく、アナログ信号処理を行うものとして設
けられるのが通常であるが、分周器自体はディジタル信
号処理を行うものである。そのため、携帯電話機１０
は、周波数シンセサイザ１９における各分周器を上述し
たレジスタ１３８に設定された設定値に応じて分周する
ものとすることにより、集積回路端子、ＣＰＵ２７又は
外部インターフェースを通じて分周比を可変的に設定す
ることが可能となる。

【０１４１】なお、携帯電話機１０においては、上述し
たように、レジスタ１３８に対する設定値の設定を、集
積回路端子、ＣＰＵ２７又は外部インターフェースを通
じて行うが、レジスタ１３８に対する設定値の設定用の
ビット数が多い場合には、周波数シンセサイザ１９を含
む周波数変換部２４とＣＰＵ２７を含むベースバンド処
理部とを接続するために必要なピン数が増加し、集積回
路化する際には好ましくない。そこで、携帯電話機１０
においては、ＣＰＵ２７によってレジスタ１３８に対す
る設定値の読み出し及び書き込みを行う際に、所定の通
信プロトコルに基づいたシリアル伝送を行うことによ
り、周波数シンセサイザ１９を含む周波数変換部２４と
ＣＰＵ２７を含むベースバンド処理部とを接続するため
に必要なピン数を削減することができる。

【０１４２】つぎに、ベースバンド処理部におけるＤＬ
Ｌ１０２に設けられるＮＣＯ１２７について説明する。

【０１４３】携帯電話機１０においては、ＲＦ信号がス
ペクトラム拡散信号であるため、拡散符号の同期を行う
ためのＤＬＬ１０２は、ＮＣＯ１２７が拡散符号である
Ｃ／Ａコードのチップレートである１．０２３ＭＨｚ付
近をカバーするように、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_ＯＳＣに応じて分周比を設定する。ここで、ＮＣＯ１２
７は、例えば図１２に示すように構成することができ
る。

【０１４４】すなわち、ＮＣＯ１２７は、同図に示すよ
うに、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２を所定
の分周比で分周する分周器１５１，１５２と、後述する
レジスタ１５５に保持される値の分解能を表すＫビット
のレジスタ値が設定されるレジスタ値設定部１５３と、
このレジスタ値設定部１５３に設定されたレジスタ値と
レジスタ１５５から読み出された値とを累積加算する加
算器１５４と、この加算器１５４から供給される累積加
算値を保持する有限長のレジスタ１５５と、分周器１５
２から供給される分周された発振信号を所定の分周比で
分周する分周器１５６と、ＣＰＵ２７によって設定され
た設定値Ｎ，Ｍ_１，Ｍ_２，Ｍ_３を保持するレジスタやメ
モリ等の記憶素子１５７とを有する。

【０１４５】分周器１５１は、ＴＣＸＯ１３から供給さ
れる発振信号Ｄ２を、ＣＰＵ２７によって記憶素子１５
７に設定された設定値Ｍ_１を用いて表される分周比１／
Ｍ_１で分周する。分周器１５１は、分周した信号をレジ
スタ１５５に供給する。

【０１４６】分周器１５２は、レジスタ１５５から読み
出された値に応じて、ＴＣＸＯ１３から供給される発振
信号Ｄ２を、ＣＰＵ２７によって記憶素子１５７に設定
された設定値Ｍ_２を用いて表される分周比１／（Ｍ_２−
１）又は分周比１／Ｍ_２又は分周比１／（Ｍ_２＋１）で
分周する。分周器１５２は、分周した信号を分周器１５
６に供給する。

【０１４７】レジスタ値設定部１５３には、ＣＰＵ２７
によって記憶素子１５７に設定された設定値Ｎが、レジ
スタ１５５に保持される値の分解能を表すＫビットのレ
ジスタ値として設定される。このレジスタ値Ｎは、２の
補数で表され、正負の値をとるものである。レジスタ値
設定部１５３に設定されたレジスタ値Ｎは、加算器１５
４に供給される。

【０１４８】加算器１５４は、レジスタ値設定部１５３
に設定されたレジスタ値Ｎとレジスタ１５５から読み出
された値とを加算する。加算器１５４は、加算して得ら
れた累積加算値をレジスタ１５５に供給する。その結
果、レジスタ１５５に保持される値は、レジスタ値Ｎの
累積加算値となる。

【０１４９】レジスタ１５５は、Ｋビットの有限長から
なり、分周器１５１から供給される分周された発振信号
をゲート信号としたタイミングに基づいて、加算器１５
４から供給された累積加算値を保持する。このレジスタ
１５５に保持された累積加算値は、分周器１５２におけ
る分周比を決定するのに用いられる。

【０１５０】分周器１５６は、分周器１５２から供給さ
れる発振信号を、ＣＰＵ２７によって記憶素子１５７に
設定された設定値Ｍ_３を用いて表される分周比１／Ｍ_３
で分周する。分周器１５６は、分周した信号を再生キャ
リアとして出力する。

【０１５１】記憶素子１５７は、ＣＰＵ２７によって設
定された少なくとも４つの設定値Ｎ，Ｍ_１，Ｍ_２，Ｍ_３
を保持する。この記憶素子１５７に保持された設定値Ｎ
は、上述したように、レジスタ値設定部１５３に設定さ
れるレジスタ値として用いられ、設定値Ｍ_１は、分周器
１５１における分周比を決定するのに用いられ、設定値
Ｍ_２は、分周器１５２における分周比を決定するのに用
いられ、設定値Ｍ_３は、分周器１５３における分周比を
決定するのに用いられる。

【０１５２】このようなＮＣＯ１２７は、４つの設定値
Ｎ，Ｍ_１，Ｍ_２，Ｍ_３を固定値とするのではなく、ＣＰ
Ｕ２７によって可変的に設定されるものとする。これに
より、ＮＣＯ１２７においては、周波数及び可変幅を設
定することができる。ここで、ＮＣＯ１２７において
は、レジスタ１５５が有限長であることから、桁あふれ
が生じる場合がある。そこで、ＮＣＯ１２７において
は、レジスタ値設定部１５３に設定されたレジスタ値Ｎ
を加算器１５４によって累積加算していく際に、レジス
タ１５５に保持される値の桁あふれがない場合には、分
周器１５２によって分周比１／Ｍ_２で分周するが、正の
桁あふれが生じた場合には、分周器１５２の図示しない
カウンタを"１"だけ多くカウントアップすることによっ
て分周比１／（Ｍ_２＋１）で分周し、負の桁あふれが生
じた場合には、分周器１５２のカウントアップを"１"だ
け少なくすることによって分周比１／（Ｍ_２−１）で分
周する。したがって、ＮＣＯ１２７は、レジスタ値設定
部１５３に設定されるレジスタ値がＮ＝０とされた場合
には、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２の発振
周波数Ｆ_ＯＳＣを１／（Ｍ_２×Ｍ_３）倍した周波数を有
する再生キャリアを出力し、レジスタ値がＮ＞０とされ
た場合には、レジスタ値がＮ＝０とされた場合よりも高
い周波数を有する再生キャリアを出力し、レジスタ値が
Ｎ＜０とされた場合には、レジスタ値がＮ＝０とされた
場合よりも低い周波数を有する再生キャリアを出力す
る。

【０１５３】また、ＮＣＯ１２７の周波数範囲は、拡散
符号のチップレートにＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_ＯＳＣの誤差と、送信側であるＧＰＳ衛星と受信側との
相対速度の変化によって生じるドップラシフト量とを加
えた範囲をカバーするように設定する。例えば、携帯電
話機１０においては、ＴＣＸＯ１３を用いるものとする
と、その発振周波数誤差が±約３ｐｐｍ以内であれば、
ドップラシフト量が±約３ｐｐｍ以内であることから、
全体としてＮＣＯ１２７の可変範囲が少なくとも１．０
２３ＭＨｚ±６ｐｐｍ程度を含むものであればよい。

【０１５４】つぎに、ベースバンド処理部におけるコス
タスループ１０１に設けられるＮＣＯ１０４について説
明する。

【０１５５】ＲＦ信号は、例えば２相位相変調方式（Bi
nary Phase Shift Keying；以下、ＢＰＳＫ変調方式と
いう。）といったＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信
号又はＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信号をスペク
トラム拡散した信号であるが、ＩＦ信号におけるＰＳＫ
信号のキャリアの同期を行うためのコスタスループ１０
１は、ＮＣＯ１０４が例えば周波数変換部２４の設定に
よって１．０２３ＭＨｚとされる中間周波数Ｆ_ＩＦ付近
をカバーするように、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_ＯＳＣに応じて分周比を設定する。ここで、ＮＣＯ１０
４は、先に図１２に示したＮＣＯ１２７と同様に構成す
ることができる。

【０１５６】ＮＣＯ１０４の周波数範囲は、ＮＣＯ１２
７と同様に、中間周波数Ｆ_ＩＦにＴＣＸＯ１３の発振周
波数Ｆ_ＯＳＣの誤差と、送信側であるＧＰＳ衛星と受信
側との相対速度の変化によって生じるドップラシフト量
とを加えた範囲をカバーするように設定する。例えば、
携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３を用いるもの
とすると、上述したように、その発振周波数誤差が±約
３ｐｐｍ以内であれば、ドップラシフト量が±約３ｐｐ
ｍ以内である。そのため、携帯電話機１０においては、
周波数変換部２４によって１回でＲＦ信号のキャリア周
波数Ｆ_ＲＦを中間周波数Ｆ_ＩＦに変換する場合には、局
部発振周波数Ｆ_ＬＯが周波数シンセサイザ１９のリファ
レンスクロック周波数のＬ倍（Ｌは整数）とすれば、Ｔ
ＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣの誤差による中間周波
数Ｆ_ＩＦの誤差がＬ倍となることから、ＮＣＯ１０４の
可変範囲が少なくとも１．０２３ＭＨｚ±３Ｌｐｐｍ±
３ｐｐｍ程度を含むものであればよい。

【０１５７】つぎに、ベースバンド処理部における同期
捕捉部２５に設けられるサンプラ７１について説明す
る。

【０１５８】携帯電話機１０においては、同期捕捉部２
５を先に図３に示したように構成し、この同期捕捉部２
５によってスペクトラム拡散信号の拡散符号と同期をと
るためのディジタルマッチドフィルタ処理を行う場合に
は、上述したように、ＩＦ信号をサンプラ７１によって
Ｃ／Ａコードの１周期である１ミリ秒の間に２０４６点
以上の整数でサンプリングする必要がある。ここで、携
帯電話機１０においては、ＩＦ信号をサンプリングする
ためのサンプリングクロックをＴＣＸＯ１３の発振周波
数Ｆ_ＯＳＣに基づいて生成するが、発振周波数Ｆ_ＯＳＣ
によってサンプリング数が異なると、ディジタルマッチ
ドフィルタ処理を行いにくくなる。

【０１５９】しかしながら、携帯電話機１０において
は、先に図１２に示したＮＣＯ１２７と同様の構成から
なるＮＣＯを用いてサンプラ７１を構成してサンプリン
グクロックを生成させ、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_ＯＳＣに応じて、１ミリ秒あたりのサンプリング数が一
定の整数値となるように、すなわち、一定のサンプリン
グレートとなるようにＮＣＯを設定する。これにより、
携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数
Ｆ_ＯＳＣに拘泥せずに、例えばソフトウェアで処理する
場合にはディジタルマッチドフィルタ処理を同じ手順で
行うことができる。

【０１６０】ところで、単純にサンプリングクロックを
ＮＣＯによってのみ生成した場合には、ＴＣＸＯ１３の
発振周波数Ｆ_ＯＳＣとＮＣＯの周波数分解能との関係に
より、例えば図１３中２段目に示すように、サンプリン
グする時間長によっては拡散符号の１周期あたりのサン
プリング数に端数を生じ、タイミングが時間の経過とと
もにずれていく事態を生じ得る。この現象は、拡散符号
の多周期にわたって信号処理を行う場合には好ましくな
いものである。この現象を回避するためには、ＮＣＯの
周波数分解能を極めて高いものとする必要がある。

【０１６１】そこで、携帯電話機１０においては、例え
ば、同図中１段目に示すように、所定のタイミング信号
生成手段によって拡散符号の１周期にほぼ一致するパル
ス状の周期的なタイミングリセット信号を生成し、同図
中３段目に示すように、サンプリングクロックを生成さ
せるサンプラ７１におけるＮＣＯを構成する先に図１２
に示した各分周器１５１，１５２，１５６とレジスタ１
５５とをタイミングリセット信号に応じて１周期毎にリ
セットするといった動作を行うことにより、サンプリン
グするタイミングを初期化する。これにより、携帯電話
機１０においては、拡散符号の１周期におけるサンプリ
ング数を常に同じものとし、且つ、サンプリングが行わ
れるタイミングを各周期毎にほぼ同じものとすることが
できる。この場合、携帯電話機１０においては、拡散符
号の１周期内で生じた端数に起因して当該１周期の最後
の部分でサンプリング間隔がずれるが、１周期毎にサン
プリングのタイミングが補正されることから、ＮＣＯの
周波数分解能を極めて高いものとする必要がない。

【０１６２】ここで、携帯電話機１０においては、拡散
符号であるＣ／Ａコードの周期に応じて、ＴＣＸＯ１３
の発振周波数Ｆ_ＯＳＣの最小桁が決定される。すなわ
ち、携帯電話機１０においては、拡散符号であるＣ／Ａ
コードの周期が１ミリ秒であることから、ＴＣＸＯ１３
の発振周波数Ｆ_ＯＳＣの最小桁が１ｋＨｚであれば、Ｎ
ＣＯによって１周期にほぼ一致する周期的なタイミング
リセット信号を容易に生成することができる。また、携
帯電話機１０においては、拡散符号の１周期である１ミ
リ秒間隔で、すなわち、１ｋＨｚのタイミングリセット
信号を生成することにより、これらの処理を容易に行う
ことができる。したがって、携帯電話機１０において
は、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣをある範囲内で
自由度を持たせながらも最小桁を１ｋＨｚと指定するこ
とにより、例えばＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣが
１８．４１４ＭＨｚである場合には分周比を１／１８４
１４とする分周器を有するＮＣＯによって容易に１ミリ
秒間隔のタイミングリセット信号を生成することができ
る。

【０１６３】なお、ここでは、発振周波数Ｆ_ＯＳＣの最
小桁を１ｋＨｚとするものとして説明したが、携帯電話
機１０においては、発振周波数Ｆ_ＯＳＣの最小桁を１ｋ
Ｈｚの整数分の１としてもよい。この場合、携帯電話機
１０においては、１ミリ秒の整数倍間隔のタイミングリ
セット信号を生成することができ、例えばＴＣＸＯ１３
の発振周波数Ｆ_ＯＳＣが１８．４１４５ＭＨｚである場
合には分周比を１／３３６８２９とした分周器を有する
ＮＣＯによって２ミリ秒間隔で、すなわち、Ｃ／Ａコー
ドの２周期長のタイミングリセット信号を生成すること
ができる。このとき、携帯電話機１０においては、拡散
符号の１周期あたりのサンプリング数を一定の整数値と
する上述した処理を、１周期長から２周期長に置き換
え、ＦＦＴ等の処理を２周期長のデータ単位で行うか、
或いはデータを半分長ずつに分けて１周期長での処理を
行うといったようにする。これにより、携帯電話機１０
においては、処理内容が若干増加するものの、Ｃ／Ａコ
ードの周期を単位とすることで処理がしやすくなる。

【０１６４】また、携帯電話機１０においては、ディジ
タルマッチドフィルタ処理が先に図２に示したＦＦＴを
利用したものである場合には、サンプリング数が２のべ
き乗個であることがＦＦＴ処理には都合がよいことか
ら、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣによって拡散符
号の１周期あたりのサンプリング数が２のべき乗個とな
るようにサンプラ７１を設定することにより、処理が極
めて容易となる。

【０１６５】さらに、携帯電話機１０においては、拡散
符号がいわゆるＭ系列又はＭ系列から生成されるいわゆ
るＧｏｌｄ符号である場合には、符号長が２のべき乗−
１であることから、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣ
によってはサンプリング数を拡散符号の１周期あたり
（２のべき乗−１）個とする方が容易な場合がある。こ
こで、ディジタルマッチドフィルタ処理が先に図２に示
したＦＦＴを利用したものである場合には、上述したよ
うに、サンプリング数が２のべき乗個であることが好ま
しいことから、携帯電話機１０においては、符号長が２
のべき乗−１である拡散符号を処理する場合には、拡散
符号の１周期の中でダミーのビットを等間隔で挿入し、
ＦＦＴ処理を行うデータ数を２のべき乗個に合わせ込む
ようにしてもよい。

【０１６６】例えば、携帯電話機１０においては、Ｃ／
Ａコードの１周期である１ミリ秒で４０９２個のサンプ
リングを行った場合には、１／４周期、すなわち、１０
２３個のサンプリングを行う毎に、１個のダミーデータ
を挿入すればよい。このとき、挿入するダミーデータ
は、当該ダミーデータの直前のビットと同じ値とするの
が自然であるが、固定値としてもよい。

【０１６７】なお、携帯電話機１０においては、ディジ
タルマッチドフィルタ処理をソフトウェアとして実装す
る場合であって処理能力に余裕がある場合には、ＦＦＴ
処理を行う場合であっても、拡散符号の１周期あたりの
サンプリング数を必ずしも２のべき乗個にする必要はな
く、サンプリング数がある程度多めになるようにサンプ
ラ７１におけるＮＣＯを設定し、ソフトウェアで処理す
る際に２のべき乗個となるように間引きしてから、間引
きしたデータに対してＦＦＴ処理を行うようにしてもよ
い。

【０１６８】つぎに、ベースバンド処理部又は周波数変
換部２４におけるＬＰＦを含む各フィルタについて説明
する。

【０１６９】ＬＰＦを例えば先に図９（Ａ）に示したよ
うなディジタルフィルタとして構成した場合には、当該
ＬＰＦの帯域は、多段階に設定することができる。同図
に示すＬＰＦにおいては、上述したように、サンプリン
グ周波数をｆ_ｓとすると、時定数ｔ_ｃ、カットオフ周波
数ｆ_ｃは、それぞれ、 ｔ_ｃ＝ＲＣ＝１／（ｋｆ_ｓ）、 ｆ_ｃ＝１／（２πＲＣ）＝ｋｆ_ｓ／（２π）、 ｋ＝１／（ＲＣｆ_ｓ） となる。ここで、サンプリング周波数ｆ_ｓとＴＣＸＯ１
３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣとが等しいものとすると、カッ
トオフ周波数ｆ_ｃは、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_ＯＳＣに比例して変化するものとなる。

【０１７０】したがって、このようなＬＰＦを先に図５
に示したコスタスループ１０１に適用した場合には、サ
ンプリング周波数をｆ_ｓ＝２０ＭＨｚとすると、カット
オフ周波数ｆ_ｃは、４８．６Ｈｚとなり、サンプリング
周波数をｆ_ｓ＝１０ＭＨｚとすると、カットオフ周波数
ｆ_ｃは、２４．３Ｈｚとなる。ここで、データの伝送速
度が５０ｂｐｓであり、且つ、ＮＲＺ（Non Return to
Zero）信号であるＧＰＳ衛星からの信号に含まれるメッ
セージの主帯域幅が２５Ｈｚであるものとし、これを考
慮すると、サンプリング周波数をｆ_ｓ＝１０ＭＨｚとし
た場合のカットオフ周波数ｆ_ｃである２４．３Ｈｚは、
若干狭い。そこで、携帯電話機１０においては、サンプ
リング周波数をｆ_ｓ＝１０ＭＨｚとした場合には、カッ
トオフ周波数ｆ_ｃを１つ上げるようにする。

【０１７１】また、携帯電話機１０においては、ＬＰＦ
として、先に図９（Ａ）に示したもの以外にも、有限イ
ンパルス応答（Finite Impulse Response；ＦＩＲ）フ
ィルタや、他の構成のＩＩＲフィルタを用いることも可
能である。また、携帯電話機１０においては、コスタス
ループ１０１以外の各部であっても、先に図１に示した
周波数変換部２４におけるＡ／Ｄ２３の後段にＬＰＦを
配置することによって当該ＬＰＦをディジタルフィルタ
として構成することもできる。さらに、携帯電話機１０
においては、ＬＰＦの代わりに中間周波数Ｆ_ＩＦ付近を
帯域の中心としたＢＰＦを適用することもできる。携帯
電話機１０においては、ＬＰＦ又はＢＰＦを適用した場
合であっても、中間周波数Ｆ_ＩＦがほぼ一定範囲に収ま
るように周波数シンセサイザ１９を構成すると、ＴＣＸ
Ｏ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣによってフィルタの帯域が
変化することから、フィルタの帯域を可変としておくこ
とはこのような場合にも有効である。

【０１７２】このように、携帯電話機１０においては、
フィルタの帯域を可変可能とし、ＴＣＸＯ１３の発振周
波数Ｆ_ＯＳＣに応じて、フィルタの設定を変化させるこ
とにより、フィルタの帯域を最適とした動作を行うこと
ができる。

【０１７３】ところで、携帯電話機１０は、上述したよ
うに、ＧＰＳ衛星からのスペクトラム拡散信号における
拡散符号である１ミリ秒周期のＣ／Ａコードの同期タイ
ミングを計測することによって測位演算を行い、自己の
位置を取得するものである。ここで、拡散符号の同期タ
イミングを計測するにあたっての計測の時間分解能は、
上述した同期捕捉部２５といった同期回路の動作クロッ
ク周波数に依存する。したがって、携帯電話機１０にお
いては、同期回路の動作クロックをＴＣＸＯ１３によっ
て生成する場合には、計測の時間分解能はＴＣＸＯ１３
の発振周波数Ｆ _ＯＳＣに依存することになる。

【０１７４】通常、ＧＰＳ受信機においては、内部に設
けられる時計に同期した基準タイミングを起点として、
そこからＣ／Ａコードの先頭がどれだけ遅延した位置に
現れるかをカウンタによって計測し、当該ＧＰＳ受信機
の時計を基準にしたＧＰＳ衛星から当該ＧＰＳ受信機ま
での電波の到達距離である擬似距離を算出する。ここ
で、ＧＰＳ受信機においては、電波の到達時間が同一で
あっても、ＴＣＸＯ等の源発振器の発振周波数が異なれ
ばカウント値も異なることになる。

【０１７５】そこで、携帯電話機１０は、例えば先に図
１に示したＣＰＵ２７によってＴＣＸＯ１３の発振周波
数Ｆ_ＯＳＣに応じてカウント値を時間に換算する。これ
により、携帯電話機１０は、ＴＣＸＯ１３の発振周波数
Ｆ_ＯＳＣが変化した場合であっても、正確な擬似距離の
算出に容易に対応することができる。

【０１７６】さて、これまでは、ＧＰＳ衛星からの信号
を含むスペクトラム拡散信号の復調回路及びＧＰＳ受信
機の復調に関する部分についての対応について説明して
きたが、携帯電話機１０は、これら以外の各部について
も、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに対する対応を
施す。

【０１７７】ＧＰＳ受信機は、一般に、外部との通信等
を行うために、例えば、所定のシリアルポートやＵＳＢ
（Universal Serial Bus）ポート等の各種入出力インタ
ーフェース、上述したタイマ２９のような制御用のタイ
マ、Ａ／Ｄ、及びディジタル／アナログ変換器（Digita
l/Analog Converter；以下、Ｄ／Ａという。）等の各種
ペリフェラルを内蔵する。ＧＰＳ受信機においては、こ
れら各部の動作クロックも、周波数変換や同期を行う各
部と同じ源発振器から生成するのが通常である。

【０１７８】そこで、携帯電話機１０においては、ＴＣ
ＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣにより、通信速度、時間
及びサンプリング周波数等に影響が及ぶことから、発振
周波数Ｆ_ＯＳＣに応じて、各種入出力インターフェース
の通信速度、タイマ２９、並びにＡ／Ｄ及び／又はＤ／
Ａのサンプリング周波数の設定を変えるようにする。こ
れにより、携帯電話機１０は、各種ペリフェラルについ
ても、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに拘泥せずに
動作させることができる。

【０１７９】以上のように、携帯電話機１０は、ＧＰＳ
ユニットに必要となる発振器を、本来であれば電話ユニ
ット１１のために設けられたＴＣＸＯ１３と共用し、Ｔ
ＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに応じて各部の設定を
変更することにより、発振周波数Ｆ_ＯＳＣの変化に依存
しない動作を行うことができ、ＧＰＳユニットのための
専用の発振器を設ける必要がないことから、発振器の個
数を削減することができる。すなわち、携帯電話機１０
は、特定の周波数を発振しない源発振器を用いた場合で
あっても、源発振器の発振周波数に応じて各部の設定を
可変とすることにより、発振周波数の変化に依存しない
動作を行うことができ、発振器の個数を削減することが
できる。

【０１８０】なお、携帯電話機１１においては、電話ユ
ニット１１の他、例えばいわゆるブルートゥース（Blue
tooth（登録商標））や無線ＬＡＮ（Local Area Networ
k）等の所定の無線システムに対応する無線ユニットが
同じモジュール又は機器に搭載されている場合には、無
線ユニット用又は信号処理用に当該無線ユニットが対応
する無線の種別に応じた周波数を発振する発振器が存在
することになる。この場合、携帯電話機１０において
は、無線ユニット用又は信号処理用に設けられる発振器
をＧＰＳユニットの源発振器とするようにしてもよい。
勿論、携帯電話機１０は、無線ユニット以外の他の機能
を実現するユニットが搭載されている場合には、このユ
ニット用に設けられる発振器をＧＰＳユニットの源発振
器とするようにしてもよい。

【０１８１】ところで、携帯電話機１０においては、Ｔ
ＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに応じた設定変更の対
象として、上述したように、少なくとも周波数変換部２
４における周波数シンセサイザ１９の分周比並びにコス
タスループ１０１及びＤＬＬ１０２におけるＮＣＯ１０
４，１２７の周波数範囲の他、必要に応じて、ＬＰＦ等
の各フィルタの特性、同期捕捉部２５におけるサンプラ
７１のサンプリングクロック、及びその他の各種ペリフ
ェラルがある。このように、携帯電話機１０において
は、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに応じて設定を
可変とすべき箇所が多い。そのため、携帯電話機１０に
おいては、各部の最適な設定値を算出し、得られた各設
定値を所定の外部インターフェース等を介して設定する
のは煩雑である。

【０１８２】そこで、携帯電話機１０においては、ＴＣ
ＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣに応じた各設定値を算出
するルーチンをＣＰＵ２７が実行可能なプログラムとし
て内蔵しておき、外部インターフェースからはＴＣＸＯ
１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣのみを入力するとともに、入
力した発振周波数Ｆ_ＯＳＣに基づいてＣＰＵ２７によっ
て各設定値を算出し、ＣＰＵ２７によって各設定値を各
部に対して自動的に設定することにより、設定の煩雑さ
を解消することができる。

【０１８３】また、携帯電話機１０においては、例えば
上述したＲＴＣ２８に対する動作クロックを供給するた
めの３２．７６８ｋＨｚ程度の所定の発振周波数を有す
る発振信号を生成する上述したＸＯ１２といった他の既
知周波数の発振器を備えている場合には、この発振器に
よって生成される発振信号をゲート信号として、ある一
定期間で源発振器たるＴＣＸＯ１３からの出力パルスを
簡易的にカウントする機能を持たせることにより、この
カウント値に基づいて、おおよその発振周波数Ｆ_ＯＳＣ
を当該携帯電話機１０が把握することが可能となる。具
体的には、携帯電話機１０においては、ＸＯ１２の精度
を仮に±１００ｐｐｍとすると、例えば１０〜２０ＭＨ
ｚ程度の周波数範囲を許容するＴＣＸＯ１３に対しては
約±１００ｐｐｍの精度、すなわち、約±１〜２ｋＨｚ
の誤差範囲で、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣを推
定することができる。また、携帯電話機１０において
は、ＸＯ１２の精度がさらによい場合には、１ｋＨｚ単
位でのＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣの特定を行う
ことも十分可能となる。

【０１８４】一般に利用される源発振器の発振周波数
は、実際にはそれほど種類が多くはないことから、精度
は高くなくともおおよその値を把握することができるな
らば、例えば、利用可能なＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ
_ＯＳＣのテーブルを予めメモリ３０に記憶させておくこ
とにより、どの発振周波数の発振器かを確実に判別する
ことができる。したがって、携帯電話機１０において
は、このような機能を当該携帯電話機１０の電源がオン
状態となると同時に作動するようにＣＰＵ２７の初期ル
ーチンとして内蔵しておき、ＣＰＵ２７によってＴＣＸ
Ｏ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣを特定できるならば、ＣＰ
Ｕ２７による上述した各部に対する各設定値の設定動作
と組み合わせることにより、完全に自動的に周波数変換
部２４における周波数シンセサイザ１９、コスタスルー
プ１０１及びＤＬＬ１０２におけるＮＣＯ１０４，１２
７、ＬＰＦ等の各フィルタ、同期捕捉部２５におけるサ
ンプラ７１、及びその他の各種ペリフェラルに対する設
定を行うことが可能となる。なお、携帯電話機１０にお
いては、ペリフェラルに関しては、通信速度が設定され
ない状態では外部からの制御が困難であることから、外
部との入出力インターフェースの通信速度を自動設定す
ることにより、外部との通信が可能となることは重要で
ある。

【０１８５】以上説明したように、携帯電話機１０に組
み込まれるＧＰＳユニットにおいては、必要となるクロ
ックの発振周波数が特定の周波数である必要がなくなる
ことから、ＴＣＸＯ１３等の大量に市販されている標準
的な発振器を利用することができる。

【０１８６】また、ＧＰＳユニットにおいては、必要な
源発振器として、携帯電話機１０等の電子機器に組み込
む際に、本来であれば電話ユニット１１といった他の機
能を実現するユニットのために設けられたＴＣＸＯ１３
等の発振器と共用することができ、当該ＧＰＳユニット
のための専用の発振器を設ける必要がないことから、電
子機器に搭載される発振器の個数を削減してコストダウ
ン及び小型化を図ることができる。

【０１８７】さらに、ＧＰＳユニットは、モジュール化
又は上述した復調回路３１のように集積回路化して構成
する場合には、様々な源発振器が設けられた場合、すな
わち、ＴＣＸＯ１３の発振周波数Ｆ_ＯＳＣが多様であっ
ても、１種類のモジュール又は集積回路で対応すること
ができる。したがって、ＧＰＳユニットは、様々な発振
周波数の電子機器に搭載することができる汎用品として
流通させることが可能となる。

【０１８８】さらにまた、ＧＰＳユニットは、ＲＦ信号
の周波数Ｆ_ＲＦ及びＩＦ信号の周波数Ｆ_ＩＦを可変とす
ることができることから、複数の無線周波数に対応する
ことが可能となる。

【０１８９】なお、本発明は、上述した実施の形態に限
定されるものではない。例えば、上述した実施の形態で
は、ＧＰＳ受信機の機能を実現するＧＰＳユニットが組
み込まれた携帯電話機１０を用いて説明したが、本発明
は、携帯電話機以外の電子機器にも容易に適用すること
ができ、また、ＧＰＳユニット以外の他の機能を実現す
るユニットが組み込まれた電子機器であっても容易に適
用することができる。

【０１９０】また、上述した実施の形態では、スペクト
ラム拡散信号を復調するものとして説明したが、本発明
は、スペクトラム拡散信号以外であっても、所定の高周
波の信号を復調するものであれば、いかなるものでも適
用することができる。

【０１９１】さらに、上述した実施の形態では、ＧＰＳ
受信機の機能を実現するＧＰＳユニットが組み込まれた
携帯電話機１０を用いて説明したが、本発明は、衛星を
利用した測位システム、すなわち、ＧＮＳＳシステムを
適用した受信機の機能が組み込まれた電子機器であれ
ば、いかなるものであっても適用することができる。Ｇ
ＮＳＳシステムとしては、米国における上述したＧＰＳ
システムの他、旧ソ連邦におけるＧＬＯＮＡＳＳ（Glob
al Navigation Satellites System）や、欧州を中心と
して開発が進められているＧＡＬＩＬＥＯ等があるが、
本発明は、これら全てのＧＮＳＳシステムを適用するこ
とができるものである。

【０１９２】このように、本発明は、その趣旨を逸脱し
ない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもな
い。

【０１９３】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明にか
かる復調装置は、所定の高周波信号を復調する復調装置
であって、高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変
換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって
得られた中間周波数を有する中間周波数信号に対する所
定の信号処理を施す信号処理手段と、周波数変換手段及
び信号処理手段に対する設定を行う設定手段とを備え、
周波数変換手段は、所定の源発振器によって生成される
所定の源発振信号に基づいて、高周波信号の周波数を所
定の中間周波数に変換するための局部発振周波数を有す
る局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段を有
し、信号処理手段は、局部発振信号生成手段と源発振器
を共用し、源発振器によって生成される源発振信号に基
づいて、所定の周波数を有する信号を生成する信号生成
手段を有し、局部発振信号生成手段は、源発振信号の源
発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値
となるように、源発振器によって生成される源発振信号
の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分周
比が可変的に設定されることによって局部発振信号の局
部発振周波数を可変とし、信号生成手段は、源発振器に
よって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に応
じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定されるこ
とによって信号の周波数を可変とする。

【０１９４】したがって、本発明にかかる復調装置は、
少なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との源
発振器を共用し、源発振信号の源発振周波数に拘泥せず
に中間周波数が所定の範囲内の値となるように、任意の
源発振周波数に応じて、少なくとも局部発振信号生成手
段と信号生成手段との分周比が設定手段を介して可変的
に設定されることにより、様々な発振周波数に対応する
ことができ、必要となる源発振周波数が特定の周波数で
ある必要がなくなることから、源発振器として標準的な
発振器を利用することができる。

【０１９５】また、本発明にかかる受信装置は、衛星か
らの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する測位
ユニットが組み込まれた受信装置であって、衛星からの
信号を受信する受信手段と、この受信手段によって受信
した所定の高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変
換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって
得られた中間周波数を有する中間周波数信号に対する所
定の信号処理を施す信号処理手段と、周波数変換手段及
び信号処理手段に対する設定を行う設定手段と、測位ユ
ニットとは異なる所定の機能を実現する他のユニットの
動作クロックを生成するために設けられ、所定の源発振
信号を有する源発振信号を生成する源発振器とを備え、
周波数変換手段は、源発振器によって生成される源発振
信号に基づいて、高周波信号の周波数を中間周波数に変
換するための局部発振周波数を有する局部発振信号を生
成する局部発振信号生成手段を有し、信号処理手段は、
局部発振信号生成手段と源発振器を共用し、源発振器に
よって生成される源発振信号に基づいて、所定の周波数
を有する信号を生成する信号生成手段を有し、局部発振
信号生成手段は、源発振信号の源発振周波数に拘泥せず
に中間周波数が所定の範囲内の値となるように、源発振
器によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数
に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定され
ることによって局部発振信号の局部発振周波数を可変と
し、信号生成手段は、源発振器によって生成される源発
振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介し
て分周比が可変的に設定されることによって信号の周波
数を可変とする。

【０１９６】したがって、本発明にかかる受信装置は、
測位ユニットにおける少なくとも局部発振信号生成手段
と信号生成手段との源発振器を共用するとともに、この
源発振器として、測位ユニットとは異なる所定の機能を
実現する他のユニットの動作クロックを生成するために
設けられた源発振器を共用し、源発振信号の源発振周波
数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるよ
うに、任意の源発振周波数に応じて、少なくとも局部発
振信号生成手段と信号生成手段との分周比が設定手段を
介して可変的に設定されることにより、様々な発振周波
数に対応することができ、必要となる源発振周波数が特
定の周波数である必要がなくなることから、源発振器と
して標準的な発振器を利用することができる、また、所
定の機能を有する電子機器に既に搭載されている発振器
からの発振周波数を源発振周波数として利用することに
よってコストダウン及び小型化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態として示す携帯電話機の構
成を説明するブロック図である。

【図２】同携帯電話機が備える同期捕捉部として適用す
ることができるＦＦＴを利用したディジタルマッチドフ
ィルタの構成を説明するブロック図である。

【図３】同携帯電話機が備える同期捕捉部として図２に
示すディジタルマッチドフィルタを適用した場合におけ
る実際の実装例を説明するブロック図である。

【図４】同携帯電話機が備える同期保持部の構成を説明
するブロック図である。

【図５】同携帯電話機が備える同期保持部が有するチャ
ンネル回路の構成を説明するブロック図である。

【図６】同携帯電話機が備える同期保持部における拡散
符号の位相合わせについて説明するための図である。

【図７】同携帯電話機が備える同期保持部における拡散
符号の位相補正について説明するための図である。

【図８】同携帯電話機が備える周波数変換部が有する周
波数シンセサイザの構成を説明するブロック図である。

【図９】ＬＰＦの構成を説明する図であって、（Ａ）
は、ＩＩＲフィルタの構成を示し、（Ｂ）は、ＲＣフィ
ルタの構成を示す図である。

【図１０】完全積分型のループフィルタの等価回路の構
成を説明する図であって、（Ａ）は、ループフィルタの
構成を示し、（Ｂ）は、（Ａ）に示すループフィルタの
等価回路の構成を示す図である。

【図１１】完全積分型のループフィルタの構成を説明す
る図である。

【図１２】同携帯電話機が備える同期保持部が有するＮ
ＣＯの構成を説明するブロック図である。

【図１３】同携帯電話機が備える同期捕捉部が有するサ
ンプラにおけるサンプリングタイミングの補正について
説明するための図である。

【図１４】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を説明する図で
ある。

【図１５】従来の拡散符号及びキャリアの同期処理を説
明するための図であって、周波数サーチを説明するため
の図である。

【図１６】ディジタルマッチドフィルタを用いて検出し
た相関値の時間変化を示す出力波形の例を説明する図で
ある。

【符号の説明】

１０ 携帯電話機、 １１ 電話ユニット、 １２ Ｘ
Ｏ、 １３ ＴＣＸＯ、 １４ 逓倍／分周器、 １５
アンテナ、 １６ ＬＮＡ、 １７ ＢＰＦ、 １
８，２１ 増幅器、 １９ 周波数シンセサイザ、 ２
０ ミキサ、 ２２，１０７，１０８，１１７，１１
８，１２２，１２３，１３３ ＬＰＦ、 ２３ Ａ／
Ｄ、 ２４ 周波数変換部、 ２５ 同期捕捉部、 ２
６ 同期保持部、 ２７ ＣＰＵ、 ２８ ＲＴＣ、
２９ タイマ、 ３０，５２，５４，５７ メモリ、
３１ 復調回路、 ５０ ディジタルマッチドフィル
タ、 ５１，７１ サンプラ、 ５３，５６ ＦＦＴ処
理部、 ５５，１２８ 拡散符号発生器、 ５８，１０
３，１０５，１０６，１１３，１１４，１１５，１１
６，１２０，１２１，１４１，１４２ 乗算器、 ５９
ＩＦＦＴ処理部、 ６０ ピーク検出器、 ７２ Ｒ
ＡＭ、 ７３ ＲＡＭ／ＲＯＭ、 ７４ ＤＳＰ、 ８
１，８１_１，８１_２，・・・，８１_Ｎ チャンネル回
路、 ８２ コントロール・レジスタ、 １０１ コス
タスループ、 １０２ ＤＬＬ、 １０４，１２７ＮＣ
Ｏ、 １０９，１２６ ループフィルタ、 １１０，１
２５ 位相検出器、 １１１ ２値化回路、 １１２，
１１９，１２４ ２乗和算出回路、 １３１，１５１，
１５２，１５６ 分周器、 １３２ 位相比較器、 １
３４ ＶＣＯ、 １３５ パルススワロカウンタ、 １
３６，１３７ ダウンカウンタ、１３８，１５７ 記憶
素子、 １４３ 差分器、 １４４，１５４ 加算器、
１４５，１５５ レジスタ、 １５３ レジスタ値設定
部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高橋 英樹 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 (72)発明者 寺西 孝一郎 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 Ｆターム(参考） 5J062 AA01 AA08 BB05 CC07 DD05 DD12 5K020 AA05 AA07 AA08 BB06 DD22 EE04 EE05 FF00 GG01 GG11 GG16 GG21 GG25 HH11 NN10

Claims (31)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の高周波信号を復調する復調装置で
   あって、 上記高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換する
   周波数変換手段と、 上記周波数変換手段によって得られた上記中間周波数を
   有する中間周波数信号に対する所定の信号処理を施す信
   号処理手段と、 上記周波数変換手段及び上記信号処理手段に対する設定
   を行う設定手段とを備え、 上記周波数変換手段は、所定の源発振器によって生成さ
   れる所定の源発振信号に基づいて、上記高周波信号の周
   波数を所定の中間周波数に変換するための局部発振周波
   数を有する局部発振信号を生成する局部発振信号生成手
   段を有し、 上記信号処理手段は、上記局部発振信号生成手段と上記
   源発振器を共用し、上記源発振器によって生成される上
   記源発振信号に基づいて、所定の周波数を有する信号を
   生成する信号生成手段を有し、 上記局部発振信号生成手段は、上記源発振信号の源発振
   周波数に拘泥せずに上記中間周波数が所定の範囲内の値
   となるように、上記源発振器によって生成される上記源
   発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段
   を介して分周比が可変的に設定されることによって上記
   局部発振信号の局部発振周波数を可変とし、 上記信号生成手段は、上記源発振器によって生成される
   上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設
   定手段を介して分周比が可変的に設定されることによっ
   て上記信号の周波数を可変とすることを特徴とする復調
   装置。
2. 【請求項２】 上記設定手段は、局部発振信号生成手段
   及び上記信号生成手段における上記分周比をそれぞれ設
   定するための設定値を設定することを特徴とする請求項
   １記載の復調装置。
3. 【請求項３】 上記信号処理手段は、上記設定手段を有
   することを特徴とする請求項２記載の復調装置。
4. 【請求項４】 上記局部発振信号生成手段及び上記信号
   生成手段は、それぞれ、上記設定手段を介して設定され
   る上記設定値を保持する記憶手段を有することを特徴と
   する請求項２記載の復調装置。
5. 【請求項５】 上記設定手段は、所定の通信プロトコル
   に基づいたシリアル伝送を行うことにより、上記記憶手
   段に対する上記設定値の設定を行うことを特徴とする請
   求項４記載の復調装置。
6. 【請求項６】 上記高周波信号は、スペクトラム拡散信
   号であることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
7. 【請求項７】 上記信号処理手段は、 再生キャリアと入力された上記スペクトラム拡散信号に
   含まれるキャリアとの同期を確立する第１のループ回路
   と、再生符号と入力された上記スペクトラム拡散信号に
   含まれる拡散符号との同期を確立する第２のループ回路
   とを有することを特徴とする請求項６記載の復調装置。
8. 【請求項８】 上記信号生成手段は、上記第２のループ
   回路にて上記再生符号を発生させる際に必要となる信号
   を生成するものであり、可変周波数範囲が、拡散符号の
   速度に、上記源発振器の上記源発振周波数の誤差と、送
   信側と受信側との相対速度の変化によって生じるドップ
   ラシフト量とを加えた範囲をカバーするように、上記源
   発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段
   を介して分周比が可変的に設定されることを特徴とする
   請求項７記載の復調装置。
9. 【請求項９】 上記信号生成手段は、上記第１のループ
   回路にて上記再生キャリアを生成するものであり、可変
   周波数範囲が、上記中間周波数に、上記源発振器の上記
   源発振周波数の誤差と、送信側と受信側との相対速度の
   変化によって生じるドップラシフト量とを加えた範囲を
   カバーするように、上記源発振信号の任意の源発振周波
   数に応じて、上記設定手段を介して分周比が可変的に設
   定されることを特徴とする請求項７記載の復調装置。
10. 【請求項１０】 上記第１のループ回路は、コスタスル
    ープ回路であり、上記第２のループ回路は、ディレイロ
    ックループ回路であることを特徴とする請求項７記載の
    復調装置。
11. 【請求項１１】 上記信号処理手段は、上記源発振器に
    よって生成される上記源発振信号に基づく所定のサンプ
    リング周波数で上記中間周波数信号をサンプリングする
    サンプリング手段を有し、 上記サンプリング手段は、上記源発振信号の任意の源発
    振周波数に応じて、上記設定手段を介して分周比が可変
    的に設定されることによって上記サンプリング周波数を
    可変とすることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
12. 【請求項１２】 上記高周波信号は、スペクトラム拡散
    信号であり、 上記サンプリング手段は、拡散符号の１周期あたりのサ
    ンプリング数が一定の整数値となるように、上記源発振
    信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段を介
    して分周比が可変的に設定されることを特徴とする請求
    項１１記載の復調装置。
13. 【請求項１３】 上記サンプリング手段は、上記源発振
    信号に基づいて、上記拡散符号の１周期にほぼ一致する
    周期的なタイミングリセット信号を生成し、上記タイミ
    ングリセット信号に基づいて、サンプリングするタイミ
    ングを初期化することを特徴とする請求項１２記載の復
    調装置。
14. 【請求項１４】 上記高周波信号の周期に応じて、上記
    源発振器の上記源発振周波数の最小桁が決定されること
    を特徴とする請求項１３記載の復調装置。
15. 【請求項１５】 上記高周波信号の拡散符号の１周期
    は、１ミリ秒であり、 上記源発振周波数の最小桁は、１ｋＨｚであることを特
    徴とする請求項１４記載の復調装置。
16. 【請求項１６】 上記高周波信号の拡散符号の１周期
    は、１ミリ秒であり、 上記源発振周波数の最小桁は、１ｋＨｚの整数分の１で
    あり、 上記サンプリング手段は、上記拡散符号の１周期ではな
    く、上記拡散符号の１周期の整数倍あたりのサンプリン
    グ数が一定の整数値となるように、上記源発振信号の任
    意の源発振周波数に応じて、上記設定手段を介して分周
    比が可変的に設定されることを特徴とする請求項１４記
    載の復調装置。
17. 【請求項１７】 上記サンプリング手段は、上記拡散符
    号の１周期あたりのサンプリング数が２のべき乗個とな
    るように設定されることを特徴とする請求項１２記載の
    復調装置。
18. 【請求項１８】 上記スペクトラム拡散信号は、符号長
    が２のべき乗−１であり、 上記サンプリング手段は、上記拡散符号の１周期あたり
    のサンプリング数が（２のべき乗−１）個となるように
    設定され、上記拡散符号の１周期の中でダミーのビット
    を等間隔で挿入し、上記拡散符号の１周期内のデータ数
    を２のべき乗個とすることを特徴とする請求項１２記載
    の復調装置。
19. 【請求項１９】 上記ダミーのビットは、当該ビットの
    直前のビットと同じ値、又は固定値とされることを特徴
    とする請求項１８記載の復調装置。
20. 【請求項２０】 上記信号処理手段は、上記サンプリン
    グ手段によってサンプリングされたデータを、上記拡散
    符号の１周期あたりのサンプリング数が２のべき乗個と
    なるように間引きし、間引きしたデータに対して信号処
    理を施すことを特徴とする請求項１２記載の復調装置。
21. 【請求項２１】 上記周波数変換手段によって得られた
    上記中間周波数信号における拡散符号の位相を検出する
    同期捕捉と上記中間周波数信号におけるキャリア周波数
    の検出とを行う同期捕捉手段を備え、 上記同期捕捉手段は、上記サンプリング手段を有するこ
    とを特徴とする請求項１２記載の復調装置。
22. 【請求項２２】 上記周波数変換手段及び上記信号処理
    手段は、それぞれ、入力された信号のうち所定の周波数
    帯域成分を通過させるフィルタ手段を有し、 上記フィルタ手段は、上記源発振信号の任意の源発振周
    波数に応じて、上記設定手段を介して通過周波数帯域を
    含む特性が可変的に設定されることを特徴とする請求項
    １記載の復調装置。
23. 【請求項２３】 上記フィルタ手段は、通過周波数帯域
    が多段階に設定可能であることを特徴とする請求項２２
    記載の復調装置。
24. 【請求項２４】 上記高周波信号は、自己の位置を算出
    するために衛星から受信したスペクトラム拡散信号であ
    り、 上記周波数変換手段によって得られた上記中間周波数信
    号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉と上記中
    間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同
    期捕捉手段を備え、 上記同期捕捉手段は、上記源発振信号の任意の源発振周
    波数に応じて、位置算出のための情報となる拡散符号の
    同期タイミングを計測するにあたっての計測の時間分解
    能が上記設定手段を介して設定されることを特徴とする
    請求項１記載の復調装置。
25. 【請求項２５】 上記源発振信号を動作クロックとし
    て、外部との通信を行う入出力インターフェース手段
    と、 上記源発振信号を動作クロックとして動作する内部時計
    手段と、 上記源発振信号を動作クロックとして動作する所定のペ
    リフェラルとを備え、上記入出力インターフェースの通
    信速度、上記内部時計手段、及び／又は上記ペリフェラ
    ルは、それぞれ、上記源発振信号の任意の源発振周波数
    に応じて、上記設定手段を介して可変的に設定されるこ
    とを特徴とする請求項１記載の復調装置。
26. 【請求項２６】 上記源発振器は、所定の機能を実現す
    る他のユニットの動作クロックを生成するために設けら
    れるものであり、 少なくとも上記局部発振信号生成手段及び上記信号生成
    手段は、上記源発振器を共用することを特徴とする請求
    項１記載の復調装置。
27. 【請求項２７】 上記源発振信号を動作クロックとし
    て、外部との通信を行う入出力インターフェース手段を
    備え、 上記設定手段は、外部から上記源発振器の上記源発振周
    波数のみを入力し、上記源発振周波数に基づいて、少な
    くとも上記局部発振信号生成手段及び上記信号生成手段
    における上記分周比並びに上記入出力インターフェース
    手段の通信速度をそれぞれ設定するための設定値を算出
    して設定することを特徴とする請求項１記載の復調装
    置。
28. 【請求項２８】 上記設定手段は、上記源発振器とは異
    なる他の既知周波数の発振器によって生成される発振信
    号をゲート信号として、上記源発振器によって生成され
    る上記源発振信号をカウントし、このカウント値に基づ
    いて、上記源発振器の上記源発振周波数を判別すること
    を特徴とする請求項１記載の復調装置。
29. 【請求項２９】 上記他の既知周波数の発振器は、リア
    ルタイムクロック用の発振器であることを特徴とする請
    求項２８記載の復調装置。
30. 【請求項３０】 上記源発振信号を動作クロックとし
    て、外部との通信を行う入出力インターフェース手段を
    備え、 上記設定手段は、電源がオン状態となると同時に上記源
    発振器によって生成される上記源発振信号をカウントし
    て上記源発振器の上記源発振周波数を判別し、判別した
    上記源発振周波数に基づいて、少なくとも上記局部発振
    信号生成手段及び上記信号生成手段における上記分周比
    並びに上記入出力インターフェース手段の通信速度をそ
    れぞれ設定することを特徴とする請求項２８記載の復調
    装置。
31. 【請求項３１】 衛星からの信号を受信して自己の位置
    及び速度を算出する測位ユニットが組み込まれた受信装
    置であって、 上記衛星からの信号を受信する受信手段と、 上記受信手段によって受信した所定の高周波信号の周波
    数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、 上記周波数変換手段によって得られた上記中間周波数を
    有する中間周波数信号に対する所定の信号処理を施す信
    号処理手段と、 上記周波数変換手段及び上記信号処理手段に対する設定
    を行う設定手段と、 上記測位ユニットとは異なる所定の機能を実現する他の
    ユニットの動作クロックを生成するために設けられ、所
    定の源発振信号を有する源発振信号を生成する源発振器
    とを備え、 上記周波数変換手段は、上記源発振器によって生成され
    る上記源発振信号に基づいて、上記高周波信号の周波数
    を上記中間周波数に変換するための局部発振周波数を有
    する局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段を有
    し、 上記信号処理手段は、上記局部発振信号生成手段と上記
    源発振器を共用し、上記源発振器によって生成される上
    記源発振信号に基づいて、所定の周波数を有する信号を
    生成する信号生成手段を有し、 上記局部発振信号生成手段は、上記源発振信号の源発振
    周波数に拘泥せずに上記中間周波数が所定の範囲内の値
    となるように、上記源発振器によって生成される上記源
    発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段
    を介して分周比が可変的に設定されることによって上記
    局部発振信号の局部発振周波数を可変とし、 上記信号生成手段は、上記源発振器によって生成される
    上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設
    定手段を介して分周比が可変的に設定されることによっ
    て上記信号の周波数を可変とすることを特徴とする受信
    装置。