JP2012185032A - 変位センサ - Google Patents

Abstract

【課題】検出コイルを金属製の外殻で覆っても、渦電流損失を小さく抑え、必要十分な位置検出感度を得ることができる変位センサを提供する。
【解決手段】二つのコイルに矩形波電圧を印加して、各々のコイルに流れる電流を独立して検出してから差動回路等で差を演算するのではなく、直接電流の差の値を検出することにより、Ｓ／Ｎ比が良好であり高感度な変位センサを実現できる。また、各々のコイルは同じ磁気特性と電気特性を備えるため、温度変化でこれらの特性が変化したとしても夫々同じように変化するので、温度変化に起因するばらつきが生じ難い。
【選択図】図３

Description

本発明は、変位センサに関する。
より詳細には、高感度且つ安定した検出性能を実現する変位センサに関する。

出願人は、抵抗スライダと違い、電気機械的接触部品を伴わずに、直線変位量をリニアなアナログ電圧で出力できる、アクティブ型変位センサを製造販売している。以下、このアクティブ型変位センサの動作原理について説明する。

特許文献１は、出願人による変位センサの先行技術文献である。特許文献１に開示されている技術内容は、コイルのインダクタンスの変化を利用して変位を検出するための技術である。
図１６は特許文献１に開示されている、変位センサの検出回路の回路図である。
コイルＡ及びコイルＢには、トランス１６０２を介して矩形波発生器の矩形波が印加される。
コイルＡに流れる電流は、ダイオードＤ１６０３を通じてコンデンサＣ１６０４に流れ、コンデンサＣ１６０４には電荷が蓄積される。コイルＡとコンデンサＣ１６０４との間のダイオードＤ１６０３は、コイルからコンデンサに流れる電流を片方向に制限する。ダイオードＤ１６０３に電流が流れない期間では、コンデンサＣ１６０４に蓄積された電荷は、コンデンサＣ１６０４に並列接続されている抵抗Ｒ１６０５によって放電される。したがって、コンデンサＣ１６０４の両端（端子１６１０Ｂと端子１６１０Ｃとの間）には鋸歯状波が得られる。

コイルＢに流れる電流は、ダイオードＤ１６０６を通じてコンデンサＣ１６０７に流れ、コンデンサＣ１６０７には電荷が蓄積される。コイルＢとコンデンサＣ１６０７との間のダイオードＤ１６０６は、コイルからコンデンサに流れる電流を片方向に制限する。ダイオードＤ１６０６に電流が流れない期間では、コンデンサＣ１６０７に蓄積された電荷は、コンデンサＣ１６０７に並列接続されている抵抗Ｒ１６０８によって放電される。したがって、コンデンサＣ１６０７の両端（端子１６１０Ａと端子１６１０Ｃとの間）には、コンデンサＣ１６０４の両端には鋸歯状波が得られる。
端子１６１０Ａと端子１６１０Ｂから得られる信号を図示しない差動増幅回路で差動増幅すると、直流電圧が得られる。この直流電圧は、コイルＡ及びコイルＢのインダクタンスに応じて変化する。

コイルＡ及びコイルＢは、それぞれ合成樹脂の筒（プローブ）に収納され、変位センサの検出コイルとして用いられる。このプローブに真鍮製の筒（スリーブ）が被さり、プローブを移動すると、変位センサはその位置に応じた直流電圧を出力する。
コイルＡ及びコイルＢのそれぞれに同じ検出回路が接続され、同相の鋸歯状波が検出され、筒が被さった方の検出出力が小さくなる。両方の検出出力信号を差動増幅器で差動増幅すると、検出コイルのインダクタンスの変化に基づいて、出力電圧が変化する。

特開昭６３−２７３００１号公報

例えば、自動車や自動二輪車のサスペンションに変位センサを装着して、サスペンションの変位を計測する場合、サスペンションには強い力が加わるので、変位センサを構成する合成樹脂のプローブは機械衝撃に耐えられず、破損することがあった。
そこで、出願人および発明者は、プローブの機械強度を上げるため、プローブの外殻を金属製に代える検討を始めた。
しかし、変位センサがコイルのインダクタンスの変化を検出する仕組みであるが故に、プローブの外殻を金属製にすると、外殻に渦電流に起因する損失が発生し、位置検出感度が著しく低下する。
更に、図１６に開示する、従来技術の変位センサの回路構成では、検出感度を上昇させるためにコイルに流す電流を大きくしても、渦電流損失ばかり大きくなり、感度の向上に殆ど寄与しないことが判った。

また、図１６に開示する変位センサは、コンパレータで二値化すると、金属物の存在を検出する近接センサとしても利用できる。しかし、これも機械強度を確保するために金属製の筐体に収納すると、前述の変位センサと同様の問題を生じることとなる。

本発明はかかる課題を解決し、検出コイルを金属製の外殻で覆っても、渦電流損失を小さく抑え、必要十分な位置検出感度を得ることができる変位センサを提供することを目的とする。

更に、本発明はかかる課題を解決し、検出コイルを金属製の外殻で覆っても、渦電流損失を小さく抑え、必要十分な位置検出感度を得ることができる近接センサを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の変位センサは、第一センサコイルと、第二センサコイルと、第一センサコイル及び／又は第二センサコイルのインダクタンスを変化させる金属製のスリーブと、第一センサコイル及び第二センサコイルに矩形波電圧を供給する矩形波電圧源と、第一センサコイルに流れる第一の電流と、第二センサコイルに流れる第二の電流との差を検出して電圧信号を出力する電流差検出部と、電流差検出部から得られる電流差信号の電位を反転する反転増幅回路と、電流差信号と反転増幅回路の出力信号を基に第一センサコイル及び第二センサコイルの相対的インダクタンスの差に応じて変化する信号を出力する電圧検出部とを具備する。

また、上記課題を解決するために、本発明の近接センサは、非磁性体金属及び／又は磁性体が近接するとインダクタンスが変化する検出コイルと、検出コイルと電気的特性が等しい参照コイルと、検出コイル及び参照コイルに矩形波電圧を供給する矩形波電圧源と、検出コイルに流れる第一の電流と、参照コイルに流れる第二の電流との差を検出して電圧信号を出力する電流差検出部と、電流差検出部から得られる電流差信号の電位を反転する反転増幅回路と、電流差信号と反転増幅回路の出力信号を基に検出コイル及び参照コイルの相対的インダクタンスの差に応じて変化する信号を出力する電圧検出部と、電圧検出部が出力する信号を二値化するコンパレータとを具備する。

二つのコイルに矩形波電圧を印加して、各々のコイルに流れる電流を独立して検出してから差動回路等で差を演算するのではなく、直接電流の差の値を検出することにより、Ｓ／Ｎ比が良好であり高感度な変位センサを実現できる。
また、各々のコイルは同じ磁気特性と電気特性を備えるため、温度変化でこれらの特性が変化したとしても夫々同じように変化するので、温度変化に起因するばらつきが生じ難い。

本発明により、検出コイルを金属製の外殻で覆っても、渦電流損失を小さく抑え、必要十分な位置検出感度を得ることができる変位センサを提供できる。

また、本発明により、検出コイルを金属製の外殻で覆っても、渦電流損失を小さく抑え、必要十分な位置検出感度を得ることができる近接センサを提供できる。

本発明の第一の実施形態に係る変位センサの外観斜視図である。 本発明の第一の実施形態に係る変位センサの一部断面図とセンサコイルの回路図である。 本発明の第一の実施形態に係る変位センサのブロック図である。 本発明の第一の実施形態に係る変位センサの回路図である。 本発明の第一の実施形態に係る変位センサの、各部の信号波形図である。 スリーブの位置に対応する、コイルの電流と電流差信号とアナログスイッチの出力信号の信号波形図である。 本発明の第一の実施形態に係る変位センサの応用例を示す、矩形波電圧源と第一センサコイル及び第二センサコイルの回路図と、サンプルホールド回路の回路図である。 本発明の第二の実施形態に係る変位センサの回路図である。 本発明の第二の実施形態に係る変位センサの、各部の信号波形図である。 本発明の第三の実施形態に係る近接センサの外観斜視図と断面図である。 本発明の第三の実施形態に係る近接センサに用いる、コイルとコアの概略図である。 本発明の第三の実施形態に係る近接センサのブロック図である。 本発明の第三の実施形態である近接センサの回路図である。 本発明の第四の実施形態である近接センサの回路図である。 本発明の第五の実施形態である近接センサの回路図である。 従来技術の変位センサにて用いられている検出回路の回路図である。

本実施形態では、変位センサと、近接センサを開示する。
第一の実施形態及び第二の実施形態にて開示する変位センサは、二つのコイルを用いて、基準点から正負方向に移動体が変位した際の変位量を正負両極性のアナログ信号として出力する。
第三の実施形態、第四の実施形態及び第五の実施形態にて開示する近接センサは、二つのコイルを用いて、変位センサと同じ動作原理にて非磁性体金属及び／又は磁性体がセンサコイルに近接したことをデジタルの論理信号として出力する。

［第一の実施形態・変位センサの外観］
図１は、本発明の第一の実施形態に係る変位センサの外観斜視図である。
変位センサ１０１は、センサ本体部１０２とスリーブ１０３の組み合わせよりなる。
センサ本体部１０２は、検出回路を内蔵する筐体１０５の一端に、円筒形状のプローブ１０４が取り付けられている。
筐体１０５には、センサ本体部１０２を任意の物品に固定するための取り付け穴１０５ａ及び１０５ｂが設けられている。
プローブ１０４には後述する検出コイルである第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２が内蔵されている。このプローブ１０４に、真鍮製の筒であるスリーブ１０３が挿入される。
スリーブ１０３がプローブ１０４を左右に移動すると、センサ本体部１０２は、プローブ１０４に対するスリーブ１０３の位置に応じた、アナログの検出信号を出力する。

図２（ａ）及び（ｂ）は、変位センサ１０１の一部断面図とセンサコイルの回路図である。
図２（ａ）は、変位センサ１０１を横から見た状態で、スリーブ１０３とプローブ１０４について断面形状を示す一部断面図である。
プローブ１０４の外殻１０４ａは剛性を向上させるために、本出願人の従来製品の樹脂モールドではなく、非磁性体であるオーステナイト系のステンレスで形成され、検出コイルである第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２を内蔵する。

周知のとおり、オーステナイト系のステンレスは剛性が高い非磁性体金属であり、更に抵抗率が高いので、プローブ１０４に用いる場合、抵抗率の低い金属と比べると渦電流を小さく抑えることができる。しかしながら、抵抗率が高いとはいえどもステンレスは導体であるので、コイルに交流電流を流した際に渦電流の発生は免れない。渦電流は熱エネルギーに変換され、結果としてコイルのインダクタンスの低下を招く。
なお、プローブ１０４の外殻１０４ａの材質は、必ずしもステンレスに限られないが、一定の条件が求められる。前述のように、非磁性体金属であることと、抵抗率が高いことである。抵抗率は、スリーブ１０３の抵抗率より高いことが好ましい。本実施形態の場合はスリーブ１０３の材質である真鍮（黄銅）が5〜7×10^-8ｎΩｍであるのに対し、ステンレスは7.2×10^-7ｎΩｍなので、この条件を満たす。

第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２は図２（ａ）に示すように、プローブ１０４の内部に長手方向に設けられている、円柱形状のフェライトのコア２０３に巻きつけられている。つまり、プローブ１０４は、コア２０３を中心として、コア２０３に第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２が巻きつけられ、これら第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２を外殻１０４ａが被さることによって形成される。
スリーブ１０３の長さは、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の長さと同一か、やや長い。
図２（ｂ）はコイルの回路図である。第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２は、一端が接続され、三つの端子が設けられている。

［第一の実施形態・変位センサの概念］
図３は、変位センサ１０１のブロック図である。図３のブロック図は、第一の実施形態に係る変位センサ１０１と、後述する第二の実施形態に係る変位センサの、上位概念を示す。
矩形波電圧源３０１は、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２に夫々矩形波の交流電圧を印加する。電流差検出部３０２は、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２に流れる電流の差を検出し、電流の差に応じた電圧信号を出力する。電流差検出部３０２は交流の検出信号を出力するので、これを直流にするため、反転増幅回路３０３と電圧検出部３０４を用いて、直流の変位検出信号を生成する。

［第一の実施形態・変位センサの回路構成］
図４は、変位センサ１０１の回路図である。
第一矩形波電圧源４０１と第二矩形波電圧源４０２は、シーケンサ４０３の制御に基づいて、同じ電圧且つ相互に逆位相の矩形波電圧を生成する。
第一矩形波電圧源４０１の一端には第一センサコイルＬ２０１が接続され、第二矩形波電圧源４０２の一端には第二センサコイルＬ２０２が接続されている。第一矩形波電圧源４０１の他端と第二矩形波電圧源４０２の他端は接地されている。
第一センサコイルＬ２０１と第二センサコイルＬ２０２の接続中点には、オペアンプ４０４の反転入力端子が接続される。オペアンプ４０４の非反転入力端子は接地され、オペアンプ４０４の反転入力端子と出力端子との間には、帰還抵抗である抵抗Ｒ４０５が接続されている。オペアンプ４０４と抵抗Ｒ４０５は、周知の電流電圧変換回路を構成する。

オペアンプ４０４の出力端子は抵抗Ｒ４０６を介してオペアンプ４０７の反転入力端子に接続される。オペアンプ４０４の反転入力端子と出力端子との間には、帰還抵抗である抵抗Ｒ４０８が接続されている。抵抗Ｒ４０６と抵抗Ｒ４０８の抵抗値は等しい。したがって、オペアンプ４０４と抵抗Ｒ４０５及び抵抗Ｒ４０５は、増幅率が「−１」の、周知の反転増幅回路３０３を構成する。

オペアンプ４０４の出力端子とオペアンプ４０７の出力端子は、夫々アナログスイッチ４０９に接続される。アナログスイッチ４０９はシーケンサ４０３によって切り替え制御される。反転増幅回路３０３とアナログスイッチ４０９は、周知の同期整流回路を構成する。詳細は図５にて後述するが、アナログスイッチ４０９の出力端子には、三角波形状の脈流の信号が出力される。
アナログスイッチ４０９の出力端子には、抵抗Ｒ４１０が接続され、抵抗Ｒ４１０の他端にはコンデンサＣ４１１が接続される。コンデンサＣ４１１の他端は接地される。抵抗Ｒ４０５とコンデンサＣ４１１は周知の積分器を構成するので、脈流の信号から交流成分が除去され、出力端子から直流信号が出力される。

［第一の実施形態・変位センサの動作］
図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）及び（ｆ）は、図４に示した変位センサ１０１の、各部の信号波形図である。
図５（ａ）は、第一矩形波電圧源４０１の電圧波形である。
図５（ｂ）は、第二矩形波電圧源４０２の電圧波形である。
図５（ｃ）は、シーケンサ４０３からアナログスイッチ４０９に与えられる制御信号の波形である。
図５（ｄ）は、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の電流波形である。
図５（ｅ）は、オペアンプ４０４の出力端子及びオペアンプ４０４の出力端子の電圧波形である。
図５（ｆ）は、アナログスイッチ４０９の出力信号波形である。
なお、図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）及び（ｆ）は、横軸が同一の時間軸である。

コイルに矩形波の交流電圧を与えると（図５（ａ）及び（ｂ））、電流波形は周知であるコイルの自己誘導特性によって三角波形状になる（図５（ｄ））。
第一センサコイルＬ２０１と第二センサコイルＬ２０２の接続中点は、周知のオペアンプ４０４のイマジナルショートによって仮想的な接地状態になっている。
オペアンプ４０４は、第一センサコイルＬ２０１に流れる電流Ｉ４２１と、第二センサコイルＬ２０２に流れる電流Ｉ４２２の差（Ｉ４２１−Ｉ４２２）が抵抗Ｒ４０５に流れるように動作する。したがって、オペアンプ４０４の出力端子には電流差に比例した電圧（図５（ｅ）のＥ４２３）が出力される。

図５（ｄ）を見て判るように、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の電流の差は、図５（ｅ）の実線（電流差信号Ｅ４２３）で示す波形になる。図５（ｅ）の実線に示す電流差信号Ｅ４２３の波形は交流なので、直流電圧信号に変換するには整流と積分が必要になる。そこで、図５（ｅ）の電流差信号Ｅ４２３の波形のゼロクロスの時点で同期整流を行うように、アナログスイッチ４０９を制御する。このための制御信号が、第一矩形波電圧源４０１の波形から９０°位相が遅れた、図５（ｃ）に示す制御信号である。
そして、図５（ｅ）の電流差信号Ｅ４２３を、反転増幅回路３０３で反転させた信号（反転信号Ｅ４２４）と共にアナログスイッチ４０９によって同期整流を行うことで、図５（ｆ）に示すように全波整流（全波整流信号Ｅ４２５）を実現する。

オペアンプ４０４の出力端子の電圧である電流差信号Ｅ４２３は以下の式で表せられる。
Ｅ４２３＝−Ｒ４０５（Ｉ４２１−Ｉ４２２）
オペアンプ４０４の出力端子の電圧である反転信号Ｅ４２４は以下の式で表せられる。
Ｅ４２４＝−Ｅ４２３
以上より、アナログスイッチ４０９、抵抗Ｒ４１０及びコンデンサＣ４１１で構成される同期整流回路は、電流差信号Ｅ４２３の振幅に比例した直流電圧を出力する。

図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）及び（ｉ）は、スリーブ１０３の位置に対応する、コイルの電流と電流差信号Ｅ４２３とアナログスイッチ４０９の出力信号である全波整流信号Ｅ４２５の信号波形図である。

図６（ａ）は、スリーブ１０３がプローブ１０４の中心に位置している時の、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の電流波形である。
図６（ｂ）は、スリーブ１０３がプローブ１０４の中心に位置している時の、オペアンプ４０４の出力端子及びオペアンプ４０４の出力端子の電圧波形である。
図６（ｃ）は、スリーブ１０３がプローブ１０４の中心に位置している時の、アナログスイッチ４０９の出力信号波形である。
スリーブ１０３が第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の中心にある時は、夫々のコイルにスリーブ１０３が均等に作用するので、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２のインダクタンスは同じである。このため、電流差信号Ｅ４２３の電圧はゼロになり、よってアナログスイッチ４０９の出力電圧である全波整流信号Ｅ４２５もゼロになる。

図６（ｄ）は、スリーブ１０３がプローブ１０４の第一センサコイルＬ２０１側に位置している時の、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の電流波形である。
図６（ｅ）は、スリーブ１０３がプローブ１０４の第一センサコイルＬ２０１側に位置している時の、オペアンプ４０４の出力端子及びオペアンプ４０４の出力端子の電圧波形である。
図６（ｆ）は、スリーブ１０３がプローブ１０４の第一センサコイルＬ２０１側に位置している時の、アナログスイッチ４０９の出力信号波形である。
スリーブ１０３が第一センサコイルＬ２０１の側に位置している時は、第一センサコイルＬ２０１のインダクタンスは第二センサコイルＬ２０２のインダクタンスより小さくなる。
このため、第一センサコイルＬ２０１は電流が流れやすくなるので、第一センサコイルＬ２０１の電流波形の振幅は第二センサコイルＬ２０２の電流波形の振幅より大きくなる。この状態で同期整流を行うと、第一の実施形態の場合、全波整流信号Ｅ４２５の電圧は正方向に現れる。

図６（ｇ）は、スリーブ１０３がプローブ１０４の第二センサコイルＬ２０２側に位置している時の、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の電流波形である。
図６（ｈ）は、スリーブ１０３がプローブ１０４の第二センサコイルＬ２０２側に位置している時の、オペアンプ４０４の出力端子及びオペアンプ４０４の出力端子の電圧波形である。
図６（ｉ）は、スリーブ１０３がプローブ１０４の第二センサコイルＬ２０２側に位置している時の、アナログスイッチ４０９の出力信号波形である。
スリーブ１０３が第二センサコイルＬ２０２の側に位置している時は、第二センサコイルＬ２０２のインダクタンスは第一センサコイルＬ２０１のインダクタンスより小さくなる。
このため、第二センサコイルＬ２０２は電流が流れやすくなるので、第二センサコイルＬ２０２の電流波形の振幅は第一センサコイルＬ２０１の電流波形の振幅より大きくなる。この状態で同期整流を行うと、第一の実施形態の場合、全波整流信号Ｅ４２５の電圧は負方向に現れる。

以上、図６（ａ）乃至（ｉ）の説明より明らかになったように、第一の実施形態に係る変位センサ１０１は、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２のインダクタンスがスリーブ１０３の位置に応じて変化する。そして、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の電流差を検出し、整流することで、変位センサ１０１はスリーブ１０３の位置をアナログ電圧信号として得ることができる。

［第一の実施形態・変位センサ１０１の付随事項］
本実施形態に係る変位センサ１０１は、以下のような応用例が考えられる。
（１）第一矩形波電圧源４０１と第二矩形波電圧源４０２の出力電圧を個別に調整できるように構成すると、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の相互のインダクタンスのばらつきから生じるオフセット電圧をキャンセルできるように、変位センサ１０１を構成することができる。
（２）第一の実施形態に係る変位センサ１０１は、第一矩形波電圧源４０１と第二矩形波電圧源４０２の、二つの矩形波電圧源を用いているが、トランスを利用することで、単一の矩形波電圧源で変位センサ１０１を実現することができる。
図７（ａ）は、変位センサ１０１の応用例を示す、矩形波電圧源と第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の回路図である。
点線枠で示す変位検出部７０１は、図４に示す変位センサ１０１の変位検出部４１２を置換する。トランス７０２の二次側巻線は、第一矩形波電圧源４０１及び第二矩形波電圧源４０２と実質的に等価である。

（３）第一の実施形態に係る変位センサ１０１は、交流の電流差信号Ｅ４２３を直流に変換する手段として、同期整流回路を採用したが、直流に変換する方法はこれに限られない。
図７（ｂ）は、変位センサ１０１の応用例を示す、サンプルホールド回路の回路図である。
モノマルチ７０４にはシーケンサ４０３から出力される第一矩形波電圧源４０１の制御信号を、モノマルチ７０５にはシーケンサ４０３から出力される第二矩形波電圧源４０２の制御信号を、それぞれ入力する。周知のとおり、モノマルチは入力信号のアップエッジ或はダウンエッジに呼応して、所定の時間幅のパルス信号を出力する。
モノマルチ７０４が出力するパルス信号でスイッチ７０６をオン・オフ制御すると、電流差信号Ｅ４２３のピーク電圧をコンデンサＣ７０７でサンプルし、ボルテージフォロワを構成するオペアンプ７０８で電圧信号を得ることができる。同様に、モノマルチ７０５が出力するパルス信号でスイッチ７１０をオン・オフ制御すると、反転信号Ｅ４２４のピーク電圧をコンデンサＣ７１１でサンプルし、ボルテージフォロワを構成するオペアンプ７１２で電圧信号を得ることができる。
なお、サンプルホールド回路を採用する場合、積分回路は不要になる。

［第一の実施形態・変位センサ１０１の作用と効果］
前述の通り、プローブ１０４に対するスリーブ１０３の変位は、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２のインダクタンスを変化させる。そして、インダクタンスの変化は第一センサコイルＬ２０１と第二センサコイルＬ２０２の夫々に流れる電流の、ピーク電流値の変化として現れる。変位センサ１０１は、ピーク電流値の差からスリーブ１０３の変位を検出している。
ピーク電流値の差を大きくするには、二通りの方法がある。一つは、パルス電圧を大きくすることであり、もうひとつはパルス電圧のパルス周期を大きくすることである。後者の場合、図５（ｄ）にて明らかなように、電流値は時間の一次関数で増加することに起因する。

本実施形態の変位センサ１０１の場合、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２を保護する保護管ともいえる外殻１０４ａの材質は、機械的強度を確保するためにオーステナイト系ステンレスである。
もし、パルス電圧を大きくすると、ステンレス製の外殻１０４ａに発生する渦電流が大きくなる。すると、渦電流に基づく損失が大きくなり、消費電流が増大し、発熱する。
また、この現象はトランスに置き換えて説明することもできる。第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２に対して、ステンレス製の外殻１０４ａは、トランスの一時コイルと１ターンの二次コイルの関係に相当する。このため、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の電流を増やすために第一矩形波電圧源４０１及び第二矩形波電圧源４０２の電圧を大きくすると、二次コイルに相当する外殻１０４ａに誘起する電圧も大きくなり、短絡電流が増加する。
つまり、外殻１０４ａをステンレス製にしたことで、パルス電圧を大きくすることは消費電力をいたずらに増大させるばかりで、変位センサ１０１の感度上昇には殆ど寄与しない。
以上のことから、パルス電圧はなるべく低く押さえて、その代わりにパルス周期を大きく取ることでピーク電流を大きくすることが、変位センサ１０１の感度上昇に効果がある。

なお、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２のピーク電流値がそのまま回路の消費電流値にはならないことに注意されたい。
コイルを有する交流回路の電力消費は、フェライトコアの場合、巻線抵抗によるジュール熱が支配的である。例えば、ピーク電流値が５０ｍＡであっても、巻線抵抗が数Ωの場合、消費電流は１ｍＡ以下である。したがって、検出感度を上げるためにピーク電流を増大させても、消費電流に与える影響は少ない。

第一の実施形態に係る変位センサ１０１の、動作原理として最も大事な点は、個々のコイルの電流を独立して検出してから差動回路等で差を演算するのではなく、直接電流の差の値を検出することである。
仮に、個々のコイルの電流を検出する場合は、その回路にはピーク電流値に対応したダイナミックレンジが求められる。言い換えると、大きなオフセット値を持った信号の中から僅かな変化（電流差）を求めるような回路構成になってしまう。このような回路構成の場合、出力信号のＳ／Ｎ比は低下する。
第一の実施形態に係る変位センサ１０１の場合、直接電流差のみを検出しているので、Ｓ／Ｎ比は良好であり高感度である。
また、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２は同じ磁気特性と電気特性を備えるため、温度変化でこれらの特性が変化したとしても夫々同じように変化するので、温度変化に起因するばらつきが生じ難い。

更に、第一の実施形態に係る変位センサ１０１の、図１６に示した従来技術と異なる点は、従来技術がコイルのインダクタンスの変化を検出するために、コイルに交流を流し、コイルの定常状態における電流を検出していることに対し、第一の実施形態に係る変位センサ１０１は、コイルの過渡特性を利用している点である。過渡特性を検出するためには極僅かな電流で検出できる。このため、従来技術と比較すると変位センサに要する消費電力が大幅に低減される。

すなわち、第一の実施形態に係る変位センサ１０１は、二つのセンサコイルに矩形波交流電圧を与え、その電流差を電圧信号に変換して、交流直流変換を施すことと、矩形波交流電圧は低く抑え、その代わりに矩形波交流の周期を大きく設定することで、センサコイルを感度が低下してしまう金属製の外殻１０４ａに収納しても、必要十分な位置検出感度を得ることができる。

［第二の実施形態・変位センサ８０１の回路構成］
図８は、本発明の第二の実施形態に係る変位センサ８０１の回路図である。
図８の変位センサ８０１の、図４に開示した本発明の第一の実施形態に係る変位センサ１０１との相違点は、一つの矩形波電圧源８０２がカレントトランス８０３に接続され、更にカレントトランス８０３に第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２が接続されている点である。オペアンプ４０４以降の回路構成は図４の変位センサ１０１と同一であるので、同一の回路素子には同一の符号を付して説明を省略する。
矩形波電圧源８０２の一端は接地されており、他端はカレントトランス８０３の第一巻線の上流側端子と、第二巻線の下流側端子に接続されている。カレントトランス８０３の第一巻線と第二巻線の巻線数は同じである。
カレントトランス８０３の第一巻線の下流側端子には、第一センサコイルＬ２０１の一端が接続されている。
同様に、カレントトランス８０３の第二巻線の上流側端子には、第二センサコイルＬ２０２の一端が接続されている。
第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の他端は夫々接地されている。
カレントトランス８０３の第三巻線の上流側端子及び下流側端子は、夫々オペアンプ４０４の反転入力端子と非反転入力端子に接続される。
カレントトランス８０３の第三巻線に接続されるオペアンプ４０４は、図４と同様、電流電圧変換回路を構成する。

［第二の実施形態・変位センサ８０１の動作］
図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）及び（ｅ）は、変位センサ８０１の各部の信号波形図である。
図９（ａ）は、矩形波電圧源８０２の電圧波形である。これは図５（ａ）と等しい。
図９（ｂ）は、シーケンサ８０４からアナログスイッチ４０９に与えられる制御信号の波形である。これは図５（ｃ）と等しい。
図９（ｃ）は、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の電流波形である。これは図５（ｄ）と等しい。
図９（ｄ）は、オペアンプ４０４の出力端子及びオペアンプ４０４の出力端子の電圧波形である。これは図５（ｅ）と等しい。
図９（ｅ）は、アナログスイッチ４０９の出力信号波形である。これは図５（ｆ）と等しい。

矩形波電圧源８０２が生成する矩形波の交流電圧は、カレントトランス８０３の第一巻線を通じて第一センサコイルＬ２０１に印加される。
同様に、矩形波電圧源８０２が生成する矩形波の交流電圧は、カレントトランス８０３の第二巻線を通じて第二センサコイルＬ２０２に印加される。
矩形波電圧源８０２はカレントトランス８０３の第一巻線と第二巻線には逆位相に接続されているので、第一センサコイルＬ２０１と第二センサコイルＬ２０２の電流差が第三巻線に現れる。
これ以降は、図５の説明と同等であるので割愛する。

［第二の実施形態・変位センサ８０１の作用と効果］
第二の実施形態に係る変位センサ８０１は、カレントトランス８０３を採用することで第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の一端を接地すると同時に、電流電圧変換回路を構成するオペアンプ４０４の入力端子を第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２から絶縁した。
第一の実施形態に係る変位センサ１０１の場合、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２は接地されていないので、仮に第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２と回路の間を接続コードで延長すると、外来ノイズの影響を受けやすくなる。
一方、第二の実施形態に係る変位センサ８０１は、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の一端が接地されているので、ノイズに強くなる。したがって、回路から第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２を延長コードで離す構成の変位センサ１０１を実現するに適している。

［第二の実施形態・変位センサ８０１の付随事項］
本実施形態に係る変位センサ８０１は、以下のような応用例が考えられる。
（１）第二の実施形態に係る変位センサ８０１も、第一の実施形態に係る変位センサ１０１と同様に、図７（ｂ）のサンプルホールド回路を採用することができる。この場合、一方のモノマルチ７０４には、他方のモノマルチ７０４に入力される、シーケンサ８０４から出力される矩形波電圧源の制御信号をＮＯＴゲートで反転させた信号を入力する。

［第三の実施形態・近接センサの外観］
第一及び第二の実施形態では、変位センサ１０１及び変位センサ８０１を開示した。変位センサ１０１は、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２に被さる金属製のスリーブ１０３の、被さる長さに応じたアナログ電圧信号を出力する仕様である。
今、この変位センサ１０１のプローブ１０４からスリーブ１０３を抜き取り、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２のうち一方のコイルにのみスリーブ１０３を被せると、同様のアナログ電圧信号を得ることができる。ここで、コイル及びヨークの形状を工夫して、金属物がコイルに近接したことに呼応してインダクタンスが変化するように構成すると、コイルに対する金属物の近接状態を信号として得ることができる。そして、この信号をコンパレータで二値化すれば、コイルに対する金属物の所定距離以内の近接状態を論理値として得ることができる。
つまり、変位センサ１０１のアナログ電圧信号を二値化することで、容易に金属物の存在を検出する近接センサに応用することができる。

図１０（ａ）及び（ｂ）は、近接センサの外観斜視図と断面図である。
近接センサ１００１は、円筒形状でオーステナイト系ステンレス製の筐体１００１ａに収納され、その先端部分１００１ｂに金属物１００２が近接すると、ケーブル１００３を通じて所定の論理信号を出力する。
筐体１００１ａの内部には、回路基板１００４と、フェライト製の第一コア１００５に収納された検出コイルＬ１００６と、第一コア１００５と同一材質且つ同一形状の第二コア１００７に収納された参照コイルＬ１００８が、対面状態で収納されている。

図１１（ａ）及び（ｂ）は、近接センサ１００１に用いるコイルとコアの概略図である。
図１１（ａ）は、検出コイルＬ１００６と第一コア１００５の分解斜視図である。図１１（ｂ）は、検出コイルＬ１００６を収納した第一コア１００５の断面図である。なお、参照コイルＬ１００８も検出コイルＬ１００６と同一形状及び同一の電気特性である。
検出コイルＬ１００６を、ボビン形状の第一コア１００５に形成された開口部１００５ａに収納する。こうして第一コア１００５に収納された検出コイルＬ１００６は、金属物１００２が開口部１００５ａに近づくと当該金属に渦電流が発生し、この渦電流に起因する損失に応じて検出コイルＬ１００６のインダクタンスが低下する。

［第三の実施形態・近接センサ１００１の概念］
図１２は、近接センサ１００１のブロック図である。図１２のブロック図の、図３の変位センサ１０１と同じ箇所には同一の符号を付して説明を省略する。
図１２に示す近接センサ１００１の、図３の変位センサ１０１と異なる点は、電圧検出部３０４の後にコンパレータが二つ存在することである。
第一コンパレータ１２０１には、電圧検出部３０４から出力される変位検出信号が反転入力端子に入力されると共に、電源電圧＋Ｖｃｃを抵抗Ｒ１２０２及び抵抗Ｒ１２０３で分圧した参照電圧が非反転入力端子に入力される。
第二コンパレータ１２０６には、電圧検出部３０４から出力される変位検出信号が非反転入力端子に入力されると共に、電源電圧＋Ｖｃｃを抵抗Ｒ１２０７及び抵抗Ｒ１２０８で分圧した参照電圧が反転入力端子に入力される。
第一コンパレータ１２０１は、電流制限抵抗Ｒ１２０４を通じてオープンコレクタのトランジスタスイッチ１２０５をオン・オフ制御する。
第二コンパレータ１２０６は、電流制限抵抗Ｒ１２０９を通じてオープンコレクタのトランジスタスイッチ１２１０をオン・オフ制御する。

第一の実施形態及び第二の実施形態にて説明した変位センサ１０１及び変位センサ８０１は、第一センサコイルＬ２０１及び第二センサコイルＬ２０２の、インダクタンスの相対的な大小に応じて、電圧検出部３０４から正負の信号を出力する。
これを近接センサ１００１に応用すると、例えば、インダクタンスが固定されている参照コイルＬ１００８に対して検出コイルＬ１００６のインダクタンスが減少すると正極の検出信号を出力するように近接センサ１００１が構成されている場合、逆に検出コイルＬ１００６のインダクタンスが増加すると負極の検出信号を出力することとなる。
そこで、検出コイルＬ１００６に非磁性体金属が近接して、検出コイルＬ１００６のインダクタンスが減少することを検出する第一コンパレータ１２０１と、検出コイルＬ１００６に磁性体金属が近接して、検出コイルＬ１００６のインダクタンスが増加することを検出する第二コンパレータ１２０６とをそれぞれ設けると、一つの近接センサ１００１で二つの状態変化を検出することができる。
勿論、一方のコンパレータを省略して、非磁性体金属のみを検出する近接センサとしても、或は磁性体金属のみを検出する近接センサとしても応用することができる。

［第三の実施形態・近接センサ１００１の回路構成］
図１２にて説明したように、変位センサ１０１の出力信号をコンパレータで二値化することで、近接センサ１００１が実現できる。
図１３は、本発明の第三の実施形態である近接センサ１００１の回路図である。
図１３に示す近接センサ１００１の回路構成のうち、コンパレータ以前の回路構成は、図４にて説明した、第一の実施形態に係る変位センサ１０１と同一である。勿論、シーケンサ４０３の動作も同一であるので、図５及び図６に開示した波形図と同じ動作をする。変位センサ１０１と異なる点は、第一センサコイルＬ２０１は検出コイルＬ１００６となり、第二センサコイルＬ２０２は参照コイルＬ１００８となったことである。つまり、検出コイルＬ１００６のインダクタンスは変化するが、参照コイルＬ１００８のインダクタンスは変化しないので、厳密には図５（ｄ）の波形の振幅が少し変化する。しかし、相対的なインダクタンスの差が変化することには変わりがないので、電流差を検出した以降の波形は同一になる。
また、コンパレータ以降の回路構成は、図１２の回路素子と全く同一である。したがって、検出コイルＬ１００６のインダクタンスの変化に応じて、非磁性体金属及び磁性体をそれぞれのコンパレータで検出することができる。

［第四の実施形態・近接センサ１４０１の回路構成］
図１４は、本発明の第四の実施形態である近接センサ１４０１の回路図である。
コンパレータ以前の回路構成は、図８にて説明した、第二の実施形態に係る変位センサ８０１と同一である。勿論、シーケンサ８０４の動作も同一であるので、図９に開示した波形図と同じ動作をする。
また、第三の実施形態の近接センサ１００１と同様、コンパレータ以降の回路構成は、図１２の回路素子と全く同一である。したがって、検出コイルＬ１００６のインダクタンスの変化に応じて、非磁性体金属及び磁性体をそれぞれのコンパレータで検出することができる。

［第五の実施形態・近接センサ１５０１の回路構成］
第三の実施形態の近接センサ１００１及び第四の実施形態に係る近接センサ１４０１は、それぞれ第一の実施形態に係る変位センサ１０１及び第二の実施形態に係る変位センサ８０１の回路をそのまま応用して、近接センサを実現した。変位センサは、プローブ１０４に対するスリーブ１０３の位置をアナログ電圧信号にて出力するため、その回路素子には所定の精度（誤差範囲）を要求する。特に、アナログ電圧信号は正負両極方向に変化するので、所定の位置検出精度を実現するため、計測用途に適したオペアンプを正電源と負電源の二電源で駆動させる必要があった。
翻って、近接センサはデジタル値を出力する。つまり、変位センサに求められていた位置検出精度は不要である。非磁性体金属及び／又は磁性体が近接したか否かを検出できさえすればよい。そこで、回路構成をより簡易にするため、図１３に開示した近接センサ１００１を片電源で実現する構成に作り変えたものが、図１５に開示する近接センサ１５０１である。

図１５は、本発明の第五の実施形態である近接センサ１５０１の回路図である。
図１５に示す近接センサ１５０１の回路構成のうち、図１３に示す近接センサ１００１の回路構成との相違点は、第一矩形波電圧源４０１、第二矩形波電圧源４０２及びシーケンサ４０３をマイコン１５１１で実現している点と、オペアンプ４０４及びオペアンプ４０７を片電源で動作させるために、非反転入力端子に抵抗Ｒ１５０４及び抵抗Ｒ１５０５で電源電圧を分圧して、電源電圧の半分の電位を与えている点である。
検出コイルＬ１００６には、マイコン１５１１から出力される矩形波信号がコンデンサＣ１５０９を介して入力される。同様に参照コイルＬ１００８には、マイコン１５１１から出力される矩形波信号がコンデンサＣ１５１０を介して入力される。市場に流通する一般的なマイコン１５１１は例えば＋５Ｖの片電源仕様であるので、マイコン１５１１のバスから出力される矩形波信号は、０Ｖと５Ｖしか出力しない。そこで、コンデンサＣ１５０９及びＣ１５１０で直流成分をカットして、検出コイルＬ１００６及び参照コイルＬ１００８に矩形波信号の交流成分のみ供給する。
図１５の回路は、仮に変位センサとして用いると変位検出精度の点では劣るものの、金属物或は磁性体を検出する用途であれば十分な性能を発揮する。また、片電源仕様であり、市販のマイコン１５１１をそのまま用いることができるので、極めて安価に近接センサ１５０１を実現することができる。

本実施形態では、変位センサ及び近接センサを開示した。
第一乃至第五の実施形態に共通する技術として、二つのコイルに矩形波電圧を印加して、各々のコイルに流れる電流を独立して検出してから差動回路等で差を演算するのではなく、直接電流の差の値を検出することにより、Ｓ／Ｎ比が良好であり高感度なセンサを実現できる。
また、各々のコイルは同じ磁気特性と電気特性を備えるため、温度変化でこれらの特性が変化したとしても夫々同じように変化するので、温度変化に起因するばらつきが生じ難い。

第一の実施形態に係る変位センサ１０１は、二つのセンサコイルに矩形波交流電圧を与え、その電流差を電圧信号に変換して、交流直流変換を施すことと、矩形波交流電圧は低く抑え、その代わりに矩形波交流の周期を大きく設定することで、センサコイルを感度が低下してしまう金属製の外殻１０４ａに収納しても、必要十分な位置検出感度を得ることができる。

第二の実施形態に係る変位センサ８０１も、第一の実施形態に係る変位センサ１０１と同様に、センサコイルを感度が低下してしまう金属製の外殻１０４ａに収納しても、必要十分な位置検出感度を得ることができる。更に、第二の実施形態に係る変位センサ８０１は、カレントトランス８０３を採用することで、二つのセンサコイルをケーブルで延長する用途に適している。

第三の実施形態に係る近接センサ１００１は、二つのコイルに矩形波交流電圧を与え、その電流差を電圧信号に変換して、交流直流変換を施すことと、矩形波交流電圧は低く抑え、その代わりに矩形波交流の周期を大きく設定することで、検出コイルＬ１００６を感度が低下してしまう金属製の筐体１００１ａに収納しても、必要十分な金属物或は磁性体が近接したことを検出する感度を得ることができる。

第四の実施形態に係る近接センサ１４０１も、第三の実施形態に係る近接センサ１００１と同様に、検出コイルＬ１００６を感度が低下してしまう金属製の筐体１００１ａに収納しても、必要十分な金属物或は磁性体が近接したことを検出する感度を得ることができる。更に、第四の実施形態に係る近接センサ１４０１は、第二の実施形態に係る変位センサ８０１と同様にカレントトランス８０３を採用することで、検出コイルＬ１００６をケーブルで延長する用途に適している。

第五の実施形態に係る近接センサ１５０１も、第三の実施形態に係る近接センサ１００１と同様に、検出コイルＬ１００６を感度が低下してしまう金属製の筐体１００１ａに収納しても、必要十分な金属物或は磁性体が近接したことを検出する感度を得ることができる。更に、第五の実施形態に係る近接センサ１５０１は、片電源仕様にすることで回路構成が簡素になると共に、回路素子の精度に余裕ができるので、低コストの近接センサを実現できる。

以上、本発明の実施形態例について説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。

１０１…変位センサ、１０２…センサ本体部、１０３…スリーブ、１０４…プローブ、１０５…筐体、２０３…コア、Ｌ２０１…第一センサコイル、Ｌ２０２…第二センサコイル、３０１…矩形波電圧源、３０２…電流差検出部、３０３…反転増幅回路、３０４…電圧検出部、４０１…第一矩形波電圧源、４０２…第二矩形波電圧源、４０３…シーケンサ、４０４…オペアンプ、４０７…オペアンプ、４０９…アナログスイッチ、４１２…変位検出部、７０１…変位検出部、７０２…トランス、７０４…モノマルチ、７０５…モノマルチ、７０６…スイッチ、７０８…オペアンプ、７１０…スイッチ、７１２…オペアンプ、８０１…変位センサ、８０２…矩形波電圧源、８０３…カレントトランス、８０４…シーケンサ、１００１…近接センサ、１００２…金属物、１００３…ケーブル、１００４…回路基板、１００５…第一コア、Ｌ１００６…検出コイル、１００７…第二コア、Ｌ１００８…参照コイル、１２０１…第一コンパレータ、１２０５…トランジスタスイッチ、１２０６…第二コンパレータ、１２１０…トランジスタスイッチ、１４０１…近接センサ、１５０１…近接センサ、１５１１…マイコン

周知のとおり、オーステナイト系のステンレスは剛性が高い非磁性体金属であり、更に抵抗率が高いので、プローブ１０４に用いる場合、抵抗率の低い金属と比べると渦電流を小さく抑えることができる。しかしながら、抵抗率が高いとはいえどもステンレスは導体であるので、コイルに交流電流を流した際に渦電流の発生は免れない。渦電流は熱エネルギーに変換され、結果としてコイルのインダクタンスの低下を招く。
なお、プローブ１０４の外殻１０４ａの材質は、必ずしもステンレスに限られないが、一定の条件が求められる。前述のように、非磁性体金属であることと、抵抗率が高いことである。抵抗率は、スリーブ１０３の抵抗率より高いことが好ましい。本実施形態の場合はスリーブ１０３の材質である真鍮（黄銅）が5〜7×10^-8 Ωｍであるのに対し、ステンレスは7.2×10^-7 Ωｍなので、この条件を満たす。

Claims (4)

1. 第一センサコイルと、
   第二センサコイルと、
   前記第一センサコイル及び／又は第二センサコイルのインダクタンスを変化させる金属製のスリーブと、
   前記第一センサコイル及び前記第二センサコイルに矩形波電圧を供給する矩形波電圧源と、
   前記第一センサコイルに流れる第一の電流と、前記第二センサコイルに流れる第二の電流との差を検出して電圧信号を出力する電流差検出部と、
   前記電流差検出部から得られる電流差信号の電位を反転する反転増幅回路と、
   前記電流差信号と前記反転増幅回路の出力信号を基に前記第一センサコイル及び前記第二センサコイルの相対的インダクタンスの差に応じて変化する信号を出力する電圧検出部と
   を具備する変位センサ。
2. 更に、
   前記第一センサコイル及び前記第二センサコイルが長手方向に巻線される高透磁率のコアと、
   前記第一センサコイル及び前記第二センサコイルを収納する金属製の外殻と
   を具備し、
   前記スリーブは前記金属製の外殻を覆う形状であると共に、前記スリーブの抵抗率は前記外殻の抵抗率より小さい、
   請求項１記載の変位センサ。
3. 前記電流差検出部はオペアンプであり、
   前記第一センサコイルと前記第二センサコイルは前記オペアンプの反転入力端子に接続される、
   請求項２記載の変位センサ。
4. 前記電流差検出部はトランスとオペアンプであり、
   前記第一センサコイルは前記トランスの第一巻線に接続され、
   前記第二センサコイルは前記トランスの前記第一巻線と同一巻線数の第二巻線に接続され、
   前記オペアンプの反転入力端子及び非反転入力端子はそれぞれ前記トランスの第三巻線に接続される、
   請求項２記載の変位センサ。

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