JP2811791B2 - 内燃機関用自励発振式無接点点火装置 - Google Patents
内燃機関用自励発振式無接点点火装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は内燃機関用のコンデンサ放電型無接点点火装
置の改良に関し、特にDC−DCコンバータのトランスの１
次電流のオン・オフを繰り返してコンデンサを充電する
自励発振方式の無接点点火装置の１次電流を定電流遮断
することによりコンバータのエネルギ変換効率を向上す
ると共に設計自由度も大きく出来る構成の点火装置に関
する。
置の改良に関し、特にDC−DCコンバータのトランスの１
次電流のオン・オフを繰り返してコンデンサを充電する
自励発振方式の無接点点火装置の１次電流を定電流遮断
することによりコンバータのエネルギ変換効率を向上す
ると共に設計自由度も大きく出来る構成の点火装置に関
する。
従来技術 トランスの１次コイルに流れる電流を断続して２次コ
イルに昇圧電圧を発生して、DC電源を昇圧して点火用主
放電コンデンサを充電するDC−DCコンバータを用いる内
燃機関用無接点点火装置には、例えば特開昭61−85577
号公報に開示される構成がある。第６図はこの特開昭に
よる構成を示し、エンジン回転速度を検出する電磁ピツ
クアツプMPUの１サイクル毎の出力に応答してDC−DCコ
ンバータのトランスの１次コイルに所定の大きさの１次
電流を流すことにより、２次側に発生する昇圧電圧で主
放電コンデンサ12を充電し、同コンデンサと直並列に点
火コイル10の１次コイル10a及びサイリスタ11を接続し
てMPUの各出力に応答してサイリスタゲートを駆動して
サイリスタを導通することにより、コンデンサの充電電
圧を放電させて点火コイルを駆動する。MPUの各１サイ
クルの出力毎に主放電コンデンサの充放電が行なわれる
構成においては点火コイルのコネクタはずれやサイリス
タの導通不良等が発生すると、放電コンデンサが放電し
ない状態で次のサイクルの充電が行なわれることにな
り、許容電圧を越える過充電状態を生じて回路素子の破
壊を生じるという問題があり、この特開昭の発明はこの
問題を回避することを目的としており、過電圧防止回路
20を設けて主放電コンデンサ12の充電電圧を監視するこ
とにより、充電電圧が所定電圧VA以上に充電されないよ
うにトランス２の１次電流の導通遮断を制御している。
即ち正常動作時においては、トランス２の１次コイルに
直列接続されたトランジスタ３に流れる１次電流I1を抵
抗７、比較器８により検出して所定の大きさの１次電流
が流れた時点で（MPUの出力によりセツト状態にある）R
Sフリツプフロツプ５をリセツトしてトランジスタ３を
遮断状態にする。この所定の大きさの１次電流により主
放電コンデンサ12には定格電圧VCが充電されるように設
計される。他方で主放電コンデンサやサイリスタの破壊
を回避出来る許容電圧をVDとするとき、VA 2＜VD 2−VC 2
で与えられる所定電圧VAを過電圧防止回路20が検出する
とトランジスタ３のベースを接地して同トランジスタを
遮断して、主放電コンデンサへの充電を阻止する。換言
すれば、過充電を防止するために１次電流I1を検出して
所定の大きさに押えている。
イルに昇圧電圧を発生して、DC電源を昇圧して点火用主
放電コンデンサを充電するDC−DCコンバータを用いる内
燃機関用無接点点火装置には、例えば特開昭61−85577
号公報に開示される構成がある。第６図はこの特開昭に
よる構成を示し、エンジン回転速度を検出する電磁ピツ
クアツプMPUの１サイクル毎の出力に応答してDC−DCコ
ンバータのトランスの１次コイルに所定の大きさの１次
電流を流すことにより、２次側に発生する昇圧電圧で主
放電コンデンサ12を充電し、同コンデンサと直並列に点
火コイル10の１次コイル10a及びサイリスタ11を接続し
てMPUの各出力に応答してサイリスタゲートを駆動して
サイリスタを導通することにより、コンデンサの充電電
圧を放電させて点火コイルを駆動する。MPUの各１サイ
クルの出力毎に主放電コンデンサの充放電が行なわれる
構成においては点火コイルのコネクタはずれやサイリス
タの導通不良等が発生すると、放電コンデンサが放電し
ない状態で次のサイクルの充電が行なわれることにな
り、許容電圧を越える過充電状態を生じて回路素子の破
壊を生じるという問題があり、この特開昭の発明はこの
問題を回避することを目的としており、過電圧防止回路
20を設けて主放電コンデンサ12の充電電圧を監視するこ
とにより、充電電圧が所定電圧VA以上に充電されないよ
うにトランス２の１次電流の導通遮断を制御している。
即ち正常動作時においては、トランス２の１次コイルに
直列接続されたトランジスタ３に流れる１次電流I1を抵
抗７、比較器８により検出して所定の大きさの１次電流
が流れた時点で（MPUの出力によりセツト状態にある）R
Sフリツプフロツプ５をリセツトしてトランジスタ３を
遮断状態にする。この所定の大きさの１次電流により主
放電コンデンサ12には定格電圧VCが充電されるように設
計される。他方で主放電コンデンサやサイリスタの破壊
を回避出来る許容電圧をVDとするとき、VA 2＜VD 2−VC 2
で与えられる所定電圧VAを過電圧防止回路20が検出する
とトランジスタ３のベースを接地して同トランジスタを
遮断して、主放電コンデンサへの充電を阻止する。換言
すれば、過充電を防止するために１次電流I1を検出して
所定の大きさに押えている。
上記特開昭の従来方式はエンジン１回転につき１回発
生する信号に応答してパワ・トランジスタ３を１回だけ
導通、遮断して、主放電コンデンサも１回だけ充・放電
する、言うなれば単発式動作をなす方式である。これに
対し、主放電コンデンサの１回の充・放電サイクルに対
しパワ・トランジスタを複数回に渡つて導通・遮断する
連続発振方式には、自励発振方式と他励発振方式とがあ
り、他励発振方式は外部発振回路を使用して回路が複
雑、高価になる。また単発式は１次電流の１回の遮断で
必要な昇圧充電電圧を得るためにトランスが大型化す
る。また自励発振方式はトランスは小型化出来るが、以
下に述べる如くDC−DCコンバータのエネルギ変換効率が
悪くまた設計自由度も小さくなる問題がある。本明細書
で設計自由度小とは「トランス１次電流の遮断値のばら
つきが大きいので、各回路のフアクタの調整の必要を生
じること、また、ばらつきが大きいので遮断値の設定が
容易でないこと」を意味する。これらの方式の特徴を比
較すると次表の如くなる。
生する信号に応答してパワ・トランジスタ３を１回だけ
導通、遮断して、主放電コンデンサも１回だけ充・放電
する、言うなれば単発式動作をなす方式である。これに
対し、主放電コンデンサの１回の充・放電サイクルに対
しパワ・トランジスタを複数回に渡つて導通・遮断する
連続発振方式には、自励発振方式と他励発振方式とがあ
り、他励発振方式は外部発振回路を使用して回路が複
雑、高価になる。また単発式は１次電流の１回の遮断で
必要な昇圧充電電圧を得るためにトランスが大型化す
る。また自励発振方式はトランスは小型化出来るが、以
下に述べる如くDC−DCコンバータのエネルギ変換効率が
悪くまた設計自由度も小さくなる問題がある。本明細書
で設計自由度小とは「トランス１次電流の遮断値のばら
つきが大きいので、各回路のフアクタの調整の必要を生
じること、また、ばらつきが大きいので遮断値の設定が
容易でないこと」を意味する。これらの方式の特徴を比
較すると次表の如くなる。
つまり特開昭61−85577の方式（上表No.1）は、トラ
ンスを小さくすることができない、という大きな問題が
ある。そこでトランスを小型化するには、上表No.2かN
o.3を使うことになる。No.2は外部発振回路が必要とな
り回路が複雑化する。No.3は設計自由度が小さく、原理
的に効率の悪い、という問題がある。
ンスを小さくすることができない、という大きな問題が
ある。そこでトランスを小型化するには、上表No.2かN
o.3を使うことになる。No.2は外部発振回路が必要とな
り回路が複雑化する。No.3は設計自由度が小さく、原理
的に効率の悪い、という問題がある。
従つて、従来の自励発振方式の上記問題点を第５図を
参照して検討する。
参照して検討する。
第５図は従来回路の関連部を示し、図中13はDC−DCコ
ンバータ部、14はCDI点火回路部、２は昇圧用トラン
ス、３は１次電流の導通遮断を制御するパワ・トランジ
スタ、４は主放電コンデンサ、５はサイリスタを示す。
本発明者の着目するところによると、以下に詳述するよ
うに、パワ・トランジスタ３のオン・オフの反復はトラ
ンス２の１次電流I1に対する３次巻線2cの正帰還作用で
生じるベース駆動電流I3によりトランジスタ３が飽和領
域から能動領域へ駆動される経過を反復して行なわれる
ので、パワ・トランジスタに生じる損失を含めてDC−DC
コンバータ部のエネルギ変換効率が悪い（約50％位）。
また、パワ・トランジスタの遮断タイミングにばらつき
を生じ、設計自由度が小となる。
ンバータ部、14はCDI点火回路部、２は昇圧用トラン
ス、３は１次電流の導通遮断を制御するパワ・トランジ
スタ、４は主放電コンデンサ、５はサイリスタを示す。
本発明者の着目するところによると、以下に詳述するよ
うに、パワ・トランジスタ３のオン・オフの反復はトラ
ンス２の１次電流I1に対する３次巻線2cの正帰還作用で
生じるベース駆動電流I3によりトランジスタ３が飽和領
域から能動領域へ駆動される経過を反復して行なわれる
ので、パワ・トランジスタに生じる損失を含めてDC−DC
コンバータ部のエネルギ変換効率が悪い（約50％位）。
また、パワ・トランジスタの遮断タイミングにばらつき
を生じ、設計自由度が小となる。
発明が解決しようとする課題 上記特開昭の如き単発式DC−DCコンバータの欠点であ
るトランスの大型化を回避してトランスを小型化出来
て、しかも外部発振回路を必要としない自励発振式のDC
−DCコンバータのエネルギ変換効率を高め、また設計自
由度も大きくするという問題を解決して、これらを改良
したコンデンサ放電型無接点点火装置を本発明は提供す
る。ここでエネルギ変換効率の改良はパワ・トランジス
タ等に発生する熱損失の減少と、以下に述べる回路の時
間的使用効率の上昇も意味する。
るトランスの大型化を回避してトランスを小型化出来
て、しかも外部発振回路を必要としない自励発振式のDC
−DCコンバータのエネルギ変換効率を高め、また設計自
由度も大きくするという問題を解決して、これらを改良
したコンデンサ放電型無接点点火装置を本発明は提供す
る。ここでエネルギ変換効率の改良はパワ・トランジス
タ等に発生する熱損失の減少と、以下に述べる回路の時
間的使用効率の上昇も意味する。
課題を解決するための手段 点火信号に基づいて点火用スイッチング素子を導通さ
せることにより点火用の主放電コンデンサの電荷を放電
し、これにより点火栓に点火させる内燃機関用のコンデ
ンサ放電型無接点点火装置において、 直流電源からトランスの１次巻線に流れる電流をスイ
ッチング・トランジスタでオン、オフして２次巻線によ
り点火用の主放電コンデンサを充電し、１次電流に応答
するトランスの３次巻線の正帰還により自励発振するDC
−DCコンバータであって、前記スイッチング・トランジ
スタの飽和領域内の所定値のコレクタ電流またはエミッ
タ電流を検出して前記トランジスタをオフすることによ
り前記１次巻線電流をオフにして発振を繰り返すDC−DC
コンバータと、 点火信号に応答して前記DC−DCコンバータの自励発振
を停止する発振停止回路と を備えることを特徴とする内燃機関用自励発振式無接
点点火装置 が本発明により提供される。
せることにより点火用の主放電コンデンサの電荷を放電
し、これにより点火栓に点火させる内燃機関用のコンデ
ンサ放電型無接点点火装置において、 直流電源からトランスの１次巻線に流れる電流をスイ
ッチング・トランジスタでオン、オフして２次巻線によ
り点火用の主放電コンデンサを充電し、１次電流に応答
するトランスの３次巻線の正帰還により自励発振するDC
−DCコンバータであって、前記スイッチング・トランジ
スタの飽和領域内の所定値のコレクタ電流またはエミッ
タ電流を検出して前記トランジスタをオフすることによ
り前記１次巻線電流をオフにして発振を繰り返すDC−DC
コンバータと、 点火信号に応答して前記DC−DCコンバータの自励発振
を停止する発振停止回路と を備えることを特徴とする内燃機関用自励発振式無接
点点火装置 が本発明により提供される。
作用 スイッチング・トランジスタ（パワ・トランジスタ）
がオフの初期状態において直流電源からのベース電流が
流れて同トランジスタがオンになるとトランスの１次電
流を流し３次巻線による正帰還作用によりベース電流を
供給されて、さらに１次電流を増加するが飽和領域内の
所定値に達すると強制的にベース電流をオフにしてスイ
ッチング・トランジスタをオフにし、１次電流をオフに
する。この結果トランスの２次巻線にはI2が流れ主放電
コンデンサを充電する。スイッチング・トランジスタが
オフされると３次巻線の正帰還作用によりベースには逆
バイアス電圧が印加されるが、I2が流れ終ると、初期状
態に復帰して実質的に連続発振動作を行う。また点火信
号に基づいて点火用スイッチング素子（SCR）を導通さ
せるに際して発振停止回路がDC−DCコンバータの自励発
振を一時的に停止して同スイッチング素子のターンオフ
をしやすくする。
がオフの初期状態において直流電源からのベース電流が
流れて同トランジスタがオンになるとトランスの１次電
流を流し３次巻線による正帰還作用によりベース電流を
供給されて、さらに１次電流を増加するが飽和領域内の
所定値に達すると強制的にベース電流をオフにしてスイ
ッチング・トランジスタをオフにし、１次電流をオフに
する。この結果トランスの２次巻線にはI2が流れ主放電
コンデンサを充電する。スイッチング・トランジスタが
オフされると３次巻線の正帰還作用によりベースには逆
バイアス電圧が印加されるが、I2が流れ終ると、初期状
態に復帰して実質的に連続発振動作を行う。また点火信
号に基づいて点火用スイッチング素子（SCR）を導通さ
せるに際して発振停止回路がDC−DCコンバータの自励発
振を一時的に停止して同スイッチング素子のターンオフ
をしやすくする。
実施例 第１図は本発明の１実施例を示す回路図であり、バツ
テリ１を入力電圧とした、DC−DCコンバータ13の出力13
aには200V程度に昇圧された電圧が現れる。これをCDI
（コンデンサ放電式）点火回路14の点火電源として使
う。DC−DCコンバータ13は、トランス２、トランス２の
１次巻線2aを流れる電流を断続するための１次巻線2aと
直列に接続された遮断用パワートランジスタ（以下パワ
Trと略称する）３、トランスの２次巻線2bの出力を整流
するためのダイオード12、トランスの３次巻線からパワ
Tr3のベースへフイードバツクをかけるための素子11、
トランス１次巻線2aを流れる電流を、所定値で遮断する
ための、定電流検出遮断回路９、等から成る。
テリ１を入力電圧とした、DC−DCコンバータ13の出力13
aには200V程度に昇圧された電圧が現れる。これをCDI
（コンデンサ放電式）点火回路14の点火電源として使
う。DC−DCコンバータ13は、トランス２、トランス２の
１次巻線2aを流れる電流を断続するための１次巻線2aと
直列に接続された遮断用パワートランジスタ（以下パワ
Trと略称する）３、トランスの２次巻線2bの出力を整流
するためのダイオード12、トランスの３次巻線からパワ
Tr3のベースへフイードバツクをかけるための素子11、
トランス１次巻線2aを流れる電流を、所定値で遮断する
ための、定電流検出遮断回路９、等から成る。
定電流検出遮断回路９は、トランス１次電流を電圧に
変換するための抵抗9bや、この抵抗に発生した電圧を所
定の電圧VRと比較するためのコンパレータ9aとから成
る。
変換するための抵抗9bや、この抵抗に発生した電圧を所
定の電圧VRと比較するためのコンパレータ9aとから成
る。
CDI点火回路14は、DC−DCコンバータの出力で充電さ
れる点火用主放電コンデンサ４、タイミングセンサ８に
発生した点火信号にてゲートトリガされる点火用SCR5、
SCR5が導通した時にコンデンサ４の電荷を放電する時の
負荷になるイグニシヨンコイル６、イグニシヨンコイル
２次側に接続された点火栓７から成る。
れる点火用主放電コンデンサ４、タイミングセンサ８に
発生した点火信号にてゲートトリガされる点火用SCR5、
SCR5が導通した時にコンデンサ４の電荷を放電する時の
負荷になるイグニシヨンコイル６、イグニシヨンコイル
２次側に接続された点火栓７から成る。
本実施例のDC−DCコンバータに於けるエネルギ変換効
率の向上を説明するために本発明のベースである第５図
（Ａ）の従来構成の自励発振式DC−DCコンバータの動作
と第１図の構成の動作とを対比して以下に説明する。
率の向上を説明するために本発明のベースである第５図
（Ａ）の従来構成の自励発振式DC−DCコンバータの動作
と第１図の構成の動作とを対比して以下に説明する。
本発明による定電流検出遮断回路９を持たない、第５
図（Ａ）の従来回路において、まず、抵抗10を通してバ
ツテリ電圧VBによりパワTr3のベースに電流が流れる
と、パワTr3はオンの方向へ動く。即ちトランス２の１
次巻線2aを通して１次電流I1が流れはじめる。I1は第５
図（Ｂ）の様に直線的に増加しようとする。トランス２
の１次巻線2aにI1の電流が流れると、３次巻線2cにはI3
の向きで電流が流れる。フイードバツク素子11を通し
て、I3はトランジスタ３のベース電流になり、益々パワ
Tr3はオンの方向へ動く。即ち、３次巻線2cから正帰還
がかかつてパワTr3は動作する。
図（Ａ）の従来回路において、まず、抵抗10を通してバ
ツテリ電圧VBによりパワTr3のベースに電流が流れる
と、パワTr3はオンの方向へ動く。即ちトランス２の１
次巻線2aを通して１次電流I1が流れはじめる。I1は第５
図（Ｂ）の様に直線的に増加しようとする。トランス２
の１次巻線2aにI1の電流が流れると、３次巻線2cにはI3
の向きで電流が流れる。フイードバツク素子11を通し
て、I3はトランジスタ３のベース電流になり、益々パワ
Tr3はオンの方向へ動く。即ち、３次巻線2cから正帰還
がかかつてパワTr3は動作する。
尚、抵抗10を流れる電流I10は、I3との大小関係が I10≪I3 となつているので、パワTr3のベース電流はほぼI3のみ
と考えてよい。ここでI3は次式で与えられるので、一定
値とみなせる。
と考えてよい。ここでI3は次式で与えられるので、一定
値とみなせる。
一方、時間に対し直線的に上昇するI1は、 （パワTr3のhFE）×I3 ……＊２ に達すると、それ以上増加することができない。そこで
その次の瞬間には、パワTr3の動作は能動領域に入りVCE
が大きくなる方向へ動く（それまではパワTrのON状態で
飽和状態にありVCE≒０）。１次巻線2aの両端に発生す
る電圧V2aは、 V2a＝VB−VCE であるので、VCEが大きくなればV2aは小さくなる。V2a
に印加される電圧が小さくなれば、磁気的結合している
３次巻線2cに発生する電圧も小さくなる。そうなると、
I3も減る。能動領域でのベース電流I3の減少は益々VCE
を大きくすることになり、この正帰還により、パワTr3
はオフ方向へ動く（＝遮断する）。このタイミングでト
ランス各巻線の極性は一気に反転する。（もちろん、３
次巻線にはトランジスタをオフさせる様な負の電圧が発
生する。） 極性が反転すると、それまで流れていなかつた２次巻
線2bに２次電流I2が流れる。I2は第５図（Ｂ）の様に直
線的に下降する特性となる。このI2により、主放電コン
デンサ４は充電される。I2が０になると、回路状態は初
期状態になり、再び抵抗10からの電流I10によりパワTr3
がON方向へ動くサイクルが始まる。
その次の瞬間には、パワTr3の動作は能動領域に入りVCE
が大きくなる方向へ動く（それまではパワTrのON状態で
飽和状態にありVCE≒０）。１次巻線2aの両端に発生す
る電圧V2aは、 V2a＝VB−VCE であるので、VCEが大きくなればV2aは小さくなる。V2a
に印加される電圧が小さくなれば、磁気的結合している
３次巻線2cに発生する電圧も小さくなる。そうなると、
I3も減る。能動領域でのベース電流I3の減少は益々VCE
を大きくすることになり、この正帰還により、パワTr3
はオフ方向へ動く（＝遮断する）。このタイミングでト
ランス各巻線の極性は一気に反転する。（もちろん、３
次巻線にはトランジスタをオフさせる様な負の電圧が発
生する。） 極性が反転すると、それまで流れていなかつた２次巻
線2bに２次電流I2が流れる。I2は第５図（Ｂ）の様に直
線的に下降する特性となる。このI2により、主放電コン
デンサ４は充電される。I2が０になると、回路状態は初
期状態になり、再び抵抗10からの電流I10によりパワTr3
がON方向へ動くサイクルが始まる。
以上の動作を繰り返して、パワTrの発振が持続し、コ
ンデンサ４に電圧が充電されていく。点火時期になる
と、タイミングセンサ８に発生する信号により、SCR5の
ゲートがトリガされる。その結果コンデンサ４の電荷は
イグニシヨンコイル６に放電され、点火栓７には高電圧
が発生し点火する。
ンデンサ４に電圧が充電されていく。点火時期になる
と、タイミングセンサ８に発生する信号により、SCR5の
ゲートがトリガされる。その結果コンデンサ４の電荷は
イグニシヨンコイル６に放電され、点火栓７には高電圧
が発生し点火する。
なお、第１図の回路に於ては、動作の途中で、コンデ
ンサ４の充電電圧が高くなりすぎた場合は過電圧検出回
路16,発振停止回路15により、トランジスタ３をOFFさせ
て、一時的に前記、パワTr3−トランス２による自励発
振動作を停止する。また、点火信号が入力した直後も発
振停止回路15により、パワTr3をOFFさせて、一時的に前
記自励発振を停止し、点火用SCR5のターンオフをしやす
くする。
ンサ４の充電電圧が高くなりすぎた場合は過電圧検出回
路16,発振停止回路15により、トランジスタ３をOFFさせ
て、一時的に前記、パワTr3−トランス２による自励発
振動作を停止する。また、点火信号が入力した直後も発
振停止回路15により、パワTr3をOFFさせて、一時的に前
記自励発振を停止し、点火用SCR5のターンオフをしやす
くする。
発振停止回路15の動作；過電圧検出回路16の出力、又
は、タイミングセンサ８より点火信号が15に入力される
と、トランジスタ15aがONして、パワTr3のベース電圧を
０にして、発振停止させる。
は、タイミングセンサ８より点火信号が15に入力される
と、トランジスタ15aがONして、パワTr3のベース電圧を
０にして、発振停止させる。
従来回路の場合、I1の遮断電流値I5は、＊１式、＊２
式より、 と表すことができる。
式より、 と表すことができる。
次に第１図の本発明の回路では、１次電流I1が所定値
に達したら、遮断する様にした。即ち、定電流遮断検出
回路９により、１次電流が次式ICになつたら遮断する。
但しVRはコンパレータの参照電圧で、ICによりトランジ
スタ３の動作が飽和領域から能動領域に入らないよう に飽和領域内の適当な値にICが成るようにVRを適宜設定
する。従つて１次電流により、抵抗９に発生する電圧
が、コンパレータ9aの参照電圧VRになつたら、遮断する
（パワTr3がオン→オフになる）ことになる。この遮断
のタイミングを決める方式がちがう点を除けば、従来方
式と同じ動作をする。
に達したら、遮断する様にした。即ち、定電流遮断検出
回路９により、１次電流が次式ICになつたら遮断する。
但しVRはコンパレータの参照電圧で、ICによりトランジ
スタ３の動作が飽和領域から能動領域に入らないよう に飽和領域内の適当な値にICが成るようにVRを適宜設定
する。従つて１次電流により、抵抗９に発生する電圧
が、コンパレータ9aの参照電圧VRになつたら、遮断する
（パワTr3がオン→オフになる）ことになる。この遮断
のタイミングを決める方式がちがう点を除けば、従来方
式と同じ動作をする。
上記構成による、本発明の発振方式の特徴は、以下の
効果を持つことである。
効果を持つことである。
DC−DCコンバータのエネルギ変換効率。
パワTr3がオン→オフする時、従来方式では、パワTr
の動作領域が、飽和領域→能動領域へ移行する状態にな
り、パワTrで電力損失（コレクタ電流×VCE飽和電圧）
を生じる。しかし、本発明ではパワ・トランジスタは常
に飽和領域で使用するので、パワトランジスタのVCE≒
０で、パワトランジスタの電力損失が少なくできるた
め、トランス自励発振方式のDC−DCコンバータのエネル
ギ変換効率の向上に、大きく寄与するものである（従来
方式では50％程度であるが本方式により60％程度に向上
することが可能）。
の動作領域が、飽和領域→能動領域へ移行する状態にな
り、パワTrで電力損失（コレクタ電流×VCE飽和電圧）
を生じる。しかし、本発明ではパワ・トランジスタは常
に飽和領域で使用するので、パワトランジスタのVCE≒
０で、パワトランジスタの電力損失が少なくできるた
め、トランス自励発振方式のDC−DCコンバータのエネル
ギ変換効率の向上に、大きく寄与するものである（従来
方式では50％程度であるが本方式により60％程度に向上
することが可能）。
遮断電流ICの設計・生産のしやすさ（設計自由度の
向上）。
向上）。
１次電流の遮断値ICは、従来方式は＊３式で、本方式
は＊４式により設定される。両式の比較から明らかな様
に、従来方式は、トランジスタhFEの影響をうける（hFE
のばらつき、hFEの温度変化）。従つて、ICを所定の範
囲内に抑えるには、トランジスタ等回路部品の調整・選
別が必要となり、生産コストの上昇をまねく。
は＊４式により設定される。両式の比較から明らかな様
に、従来方式は、トランジスタhFEの影響をうける（hFE
のばらつき、hFEの温度変化）。従つて、ICを所定の範
囲内に抑えるには、トランジスタ等回路部品の調整・選
別が必要となり、生産コストの上昇をまねく。
しかし、本方式では、＊４式の様にICの設定は容易で
hFEのばらつきも考える必要がない。
hFEのばらつきも考える必要がない。
以上、本発明による発振方式の特長を、トランス自
励発振方式の範ちゆうで考えたが、本発明の意義、効果
はまた他励発振方式との比較において、次の様に指摘出
来る。
励発振方式の範ちゆうで考えたが、本発明の意義、効果
はまた他励発振方式との比較において、次の様に指摘出
来る。
（１） 他励発振方式は、パワTr3のオン−オフの繰り
返しを、独立した発振回路で行なうため、トランジスタ
３が、オン→オフに移行する時も、飽和領域動作をさせ
ることが可能なため電力損失が少なくエネルギ変換効率
がよい。遮断電流ICの設定も容易である。しかし、独立
した発振回路が必要となり、回路規模が増加する。
返しを、独立した発振回路で行なうため、トランジスタ
３が、オン→オフに移行する時も、飽和領域動作をさせ
ることが可能なため電力損失が少なくエネルギ変換効率
がよい。遮断電流ICの設定も容易である。しかし、独立
した発振回路が必要となり、回路規模が増加する。
従つて、本方式を、他励発振方式と比べると、エネル
ギ変換効率の良さ・ICの設定容易さは同程度に向上する
が、複雑な発振回路を必要としないという優れた効果を
生じている。
ギ変換効率の良さ・ICの設定容易さは同程度に向上する
が、複雑な発振回路を必要としないという優れた効果を
生じている。
（２） パワ・トランジスタがONからOFFに移行する際
の電力損失が本発明により減少されることが上述された
のであるが、これに加えて本発明は次に述べる如く、OF
FからONに移行する際に他励発振方式で生じ得る回路の
休止時間を生じることなくDC−DCコンバータの時間的使
用効率の高い自励発振方式の特長を有効に利用してエネ
ルギ変換効率の向上に寄与する。
の電力損失が本発明により減少されることが上述された
のであるが、これに加えて本発明は次に述べる如く、OF
FからONに移行する際に他励発振方式で生じ得る回路の
休止時間を生じることなくDC−DCコンバータの時間的使
用効率の高い自励発振方式の特長を有効に利用してエネ
ルギ変換効率の向上に寄与する。
第１図の回路の要部を抜粋して示す第２図（Ａ）にお
いて、点火用コンデンサＣに電圧が充電されている場合
（VC≠０）と、充電されていない場合（VC＝０）とを比
べてみる。
いて、点火用コンデンサＣに電圧が充電されている場合
（VC≠０）と、充電されていない場合（VC＝０）とを比
べてみる。
第２図（Ｂ） VC≠０の場合…即ち一回の点火に対し、
パワTrは数10回〜100回程度の発振を行ない、同じ回数
の小パルスでＣを充電するが、ある程度Ｃが充電されて
いる場合である。
パワTrは数10回〜100回程度の発振を行ない、同じ回数
の小パルスでＣを充電するが、ある程度Ｃが充電されて
いる場合である。
第２図（Ｃ） VC＝０の場合…即ち、数10回〜100回行
なう発振の１回目の場合である。
なう発振の１回目の場合である。
・ I1については、第２図（Ｂ）も第２図（Ｃ）も同じ
波形である。
波形である。
・ I2については、ピーク値は第２図（Ｂ）も第２図
（Ｃ）も同じ、I2P(a)＝I2p(b)。しかし、流れている時
間はVC≠０の方が短い、TOFF(a)＜TOFF(b)。
（Ｃ）も同じ、I2P(a)＝I2p(b)。しかし、流れている時
間はVC≠０の方が短い、TOFF(a)＜TOFF(b)。
上の図はトランス式自励発振の場合を示している。し
かし、もしこれを他励発振で行なうと、（つまり、トラ
ンスの２次側負荷の状態とは無関係に発振周期が決まつ
ている、とすると）次の問題がある。
かし、もしこれを他励発振で行なうと、（つまり、トラ
ンスの２次側負荷の状態とは無関係に発振周期が決まつ
ている、とすると）次の問題がある。
発振周期のうち、パワTrをOFFさせる時間をいかに設
定すべきか、ということである。他励発振の場合は、上
記トランス式自励発振の様に、VCの値に応じて、パワTr
のOFF時間TOFFが自動的に追従するということはできず
に、一定である。従つてもし、TOFF＝TOFF(b)という様
に設定してしまうと、VCが充電されていつて、VC＞０の
状態になると、TOFF(a)は、TOFF(b)より短いので、｛T
OFF(b)−TOFF(a)｝という期間ではパワTrはOFFしている
が、I1もI2も流れていない、という何も仕事をしていな
い時間が発生する。
定すべきか、ということである。他励発振の場合は、上
記トランス式自励発振の様に、VCの値に応じて、パワTr
のOFF時間TOFFが自動的に追従するということはできず
に、一定である。従つてもし、TOFF＝TOFF(b)という様
に設定してしまうと、VCが充電されていつて、VC＞０の
状態になると、TOFF(a)は、TOFF(b)より短いので、｛T
OFF(b)−TOFF(a)｝という期間ではパワTrはOFFしている
が、I1もI2も流れていない、という何も仕事をしていな
い時間が発生する。
そこで今度は逆にTOFF＜TOFF(a)という様にOFF時間を
設定すると、VC≒０の状態では本来、IonだけパワTrがO
Nしていれば、１度にTOFF(b)の期間に渡つて充電できる
だけのエネルギを、トランスに磁気エネルギとして蓄え
ているのに、TOFF(b)より短い時間しかOFFしていない。
従つて、トランスからエネルギをＣに全部、移す前に次
の発振サイクルへ進んでしまう。
設定すると、VC≒０の状態では本来、IonだけパワTrがO
Nしていれば、１度にTOFF(b)の期間に渡つて充電できる
だけのエネルギを、トランスに磁気エネルギとして蓄え
ているのに、TOFF(b)より短い時間しかOFFしていない。
従つて、トランスからエネルギをＣに全部、移す前に次
の発振サイクルへ進んでしまう。
これが、CDI点火装置へ他励発振方式を適用する時の
問題である。CDIの場合の様に、トランス２次側の負荷
が0V〜300Vも大きく変わる場合は、OFF時間が、負荷状
態に応じて、自動追従できるトランス自励発振方式がマ
ツチしていると考える。
問題である。CDIの場合の様に、トランス２次側の負荷
が0V〜300Vも大きく変わる場合は、OFF時間が、負荷状
態に応じて、自動追従できるトランス自励発振方式がマ
ツチしていると考える。
以上述べたように、他励発振回路と自励発振回路のメ
リツトに着目し、これらメリツトを効果的に結合し、デ
メリツトをなくした構成が本発明と言える。
リツトに着目し、これらメリツトを効果的に結合し、デ
メリツトをなくした構成が本発明と言える。
第３図に、他の実施例を示す。定電流検出遮断回路９
は、抵抗9bと２つのダイオード9c,9dから成る。トラン
ジスタ３のベース電位Ｖ は、I1が増加していくと、Ｖ
＝I1×（9bの抵抗値）＋VBEで与えられる。この値
が、ダイオード9c,9dの順方向電圧降下の和＝２×VFを
越えると、ベース電流は、9c,9dの方へ流れてしまうの
で、遮断電流値ICは、 で決められる。（VBE≒VFと考える。） 第４図に更に他の実施例を示す。定電流検出遮断回路
９は、第４図（Ａ）のように抵抗9bと、SCR9eとから成
る。遮断電流値ICは、 で決めることができる。また第４図（Ｂ）のようにSCR9
eの他にトランジスタ9fでもよい。
は、抵抗9bと２つのダイオード9c,9dから成る。トラン
ジスタ３のベース電位Ｖ は、I1が増加していくと、Ｖ
＝I1×（9bの抵抗値）＋VBEで与えられる。この値
が、ダイオード9c,9dの順方向電圧降下の和＝２×VFを
越えると、ベース電流は、9c,9dの方へ流れてしまうの
で、遮断電流値ICは、 で決められる。（VBE≒VFと考える。） 第４図に更に他の実施例を示す。定電流検出遮断回路
９は、第４図（Ａ）のように抵抗9bと、SCR9eとから成
る。遮断電流値ICは、 で決めることができる。また第４図（Ｂ）のようにSCR9
eの他にトランジスタ9fでもよい。
これ以外にも図示はしないが、必要な素子については
温度補償回路を追加する、等を行なってもよい。
温度補償回路を追加する、等を行なってもよい。
発明の効果 コンデンサ放電式無接点点火装置において、トランス
の１次巻線電流をスイツチング・トランジスタでオン、
オフして２次巻線に接続された主放電コンデンサを充電
する際に、１次電流に応答する３次巻線の正帰還により
自励発振する同トランジスタを飽和領域内で定電流遮断
することにより、同トランジスタのオン時にもベース電
流を充分流すように設計できるので飽和電圧も小さく出
来る。また、点火信号に基づいて点火用スイッチング素
子（SCR）を導通させるに際して発振停止回路がDC−DC
コンバータのスイッチング・トランジスタの自励発振を
一時的に停止してスイッチング素子のターンオフをしや
すくする。従って簡単な構成でトランジスタの電力損失
を減少してエネルギ変換効率を向上し、トランスの小型
化も可能にする。更にまた、スイッチング・トランジス
タの飽和領域内の所定値のコレクタ電流またはエミッタ
電流を検出して同トランジスタをオフするために、電源
電圧の高低に係わらず同トランジスタを飽和領域と遮断
領域との間で動作可能に出来るので設計自由度が向上す
る。
の１次巻線電流をスイツチング・トランジスタでオン、
オフして２次巻線に接続された主放電コンデンサを充電
する際に、１次電流に応答する３次巻線の正帰還により
自励発振する同トランジスタを飽和領域内で定電流遮断
することにより、同トランジスタのオン時にもベース電
流を充分流すように設計できるので飽和電圧も小さく出
来る。また、点火信号に基づいて点火用スイッチング素
子（SCR）を導通させるに際して発振停止回路がDC−DC
コンバータのスイッチング・トランジスタの自励発振を
一時的に停止してスイッチング素子のターンオフをしや
すくする。従って簡単な構成でトランジスタの電力損失
を減少してエネルギ変換効率を向上し、トランスの小型
化も可能にする。更にまた、スイッチング・トランジス
タの飽和領域内の所定値のコレクタ電流またはエミッタ
電流を検出して同トランジスタをオフするために、電源
電圧の高低に係わらず同トランジスタを飽和領域と遮断
領域との間で動作可能に出来るので設計自由度が向上す
る。
第１図は本発明による点火装置の実施例を示す回路図で
あり、第２図は第１図の装置の特徴を説明するための原
理図であり、第３図、第４図は本発明の別の実施例の要
部回路図であり、第５図、第６図は従来例を示す回路図
である。 １……バツテリ ２……DC−DCコンバータ用トランス ３……遮断用パワTr ４……CDI用主放電コンデンサ ５……SCR ６……イグニシヨンコイル ７……点火栓 ８……タイミングセンサ ９……定電流検出遮断回路 9a……コンパレータ 10……抵抗 11……３次巻線フイードバツク用素子 12……ダイオード 13……DC−DCコンバータ 14……CDI点火回路 15……発振停止回路 16……過電圧検出回路
あり、第２図は第１図の装置の特徴を説明するための原
理図であり、第３図、第４図は本発明の別の実施例の要
部回路図であり、第５図、第６図は従来例を示す回路図
である。 １……バツテリ ２……DC−DCコンバータ用トランス ３……遮断用パワTr ４……CDI用主放電コンデンサ ５……SCR ６……イグニシヨンコイル ７……点火栓 ８……タイミングセンサ ９……定電流検出遮断回路 9a……コンパレータ 10……抵抗 11……３次巻線フイードバツク用素子 12……ダイオード 13……DC−DCコンバータ 14……CDI点火回路 15……発振停止回路 16……過電圧検出回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−204261（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−58159（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−95081（ＪＰ，Ｕ) 実開 平１−71172（ＪＰ，Ｕ) 米国特許3599616（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) F02P 3/08 H02M 3/338
Claims (1)
- 【請求項１】点火信号に基づいて点火用スイッチング素
子を導通させることにより点火用の主放電コンデンサの
電荷を放電し、これにより点火栓に点火させる内燃機関
用のコンデンサ放電型無接点点火装置において、 直流電源からトランスの１次巻線に流れる電流をスイッ
チング・トランジスタでオン、オフして２次巻線により
点火用の主放電コンデンサを充電し、１次電流に応答す
るトランスの３次巻線の正帰還により自励発振するDC−
DCコンバータであって、前記スイッチング・トランジス
タの飽和領域内の所定値のコレクタ電流またはエミッタ
電流を検出して前記トランジスタをオフすることにより
前記１次巻線電流をオフにして発振を繰り返すDC−DCコ
ンバータと、 点火信号に応答して前記DC−DCコンバータの自励発振を
停止する発振停止回路と を備えることを特徴とする内燃機関用自励発振式無接点
点火装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1222729A JP2811791B2 (ja) | 1989-08-29 | 1989-08-29 | 内燃機関用自励発振式無接点点火装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1222729A JP2811791B2 (ja) | 1989-08-29 | 1989-08-29 | 内燃機関用自励発振式無接点点火装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0385370A JPH0385370A (ja) | 1991-04-10 |
| JP2811791B2 true JP2811791B2 (ja) | 1998-10-15 |
Family
ID=16786984
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1222729A Expired - Fee Related JP2811791B2 (ja) | 1989-08-29 | 1989-08-29 | 内燃機関用自励発振式無接点点火装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2811791B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116317611A (zh) * | 2023-01-19 | 2023-06-23 | 江苏朴芃医疗科技有限公司 | 一种电源系统、控制方法及血管钙化治疗设备 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3599616A (en) | 1968-08-22 | 1971-08-17 | Nippon Denso Co | Ignition system for internal combustion engines |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60204261A (ja) * | 1984-03-27 | 1985-10-15 | Sanken Electric Co Ltd | 自励発振器 |
-
1989
- 1989-08-29 JP JP1222729A patent/JP2811791B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3599616A (en) | 1968-08-22 | 1971-08-17 | Nippon Denso Co | Ignition system for internal combustion engines |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0385370A (ja) | 1991-04-10 |
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Legal Events
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